專利名稱：高頻功率放大器的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及用于移動電話終端等的多級結(jié)構(gòu)的高頻功率放大器，尤其涉及有效應用于適合在極性環(huán)式發(fā)送器中使用的、具有基極偏置控制式功率控制功能的高頻功率放大器的技術(shù)。
背景技術(shù)：
作為本發(fā)明人所研究的技術(shù)，例如在用于移動電話終端等的多級結(jié)構(gòu)的高頻功率放大器中，可以考慮以下的技術(shù)。
近年來，移動電話迅速普及，圖像通信等的高級服務也逐漸普及。為了能適應通信業(yè)務量的急劇增大，已經(jīng)開始EDGE、W-CDMA等第三代系統(tǒng)的實用化。EDGE系統(tǒng)是提升作為第二代的主流的GSM系統(tǒng)的通信速度的第三代系統(tǒng)，能與GSM系統(tǒng)共用相同的頻帶，因此可期待今后的普及。
作為適于EDGE系統(tǒng)的發(fā)送器結(jié)構(gòu)，有極性環(huán)式發(fā)送器。將其結(jié)構(gòu)例表示在圖2。極性環(huán)式發(fā)送器，包括輸入端子(IF input)1、相位檢測器(PD)2、VCO(Voltage Controlled Oscillator)3、高頻功率放大器(PA)4、定向耦合器(Coupler)5、輸出端子(RF output)6、振幅檢測器(AMD)7、可變增益放大器(IVGA)8、下變頻混頻器(down-conversion mixer)(DCM)9、可變增益放大器(MVGA)10、以及控制端子(Vramp)11。
來自輸入端子1的IF輸入信號，被輸入到相位檢測器2和振幅檢測器7。相位檢測器2，輸出對應于IF輸入信號和來自可變增益放大器10的反饋信號之間的相位差的電壓。根據(jù)相位檢測器2的輸出對VCO 3的RF輸出進行相位調(diào)制。振幅檢測器7，輸出對應于IF輸入信號與來自可變增益放大器10的反饋信號之間的振幅差的電壓。振幅檢測器7的輸出被可變增益放大器8放大。VCO3的輸出由高頻功率放大器4放大，并根據(jù)來自可變增益放大器8的信號進行振幅調(diào)制。高頻功率放大器4的輸出信號，經(jīng)由定向耦合器5向輸出端子6輸出。輸出信號的一部分，在定向耦合器5分出，輸入到下變頻混頻器9，轉(zhuǎn)換成IF信號。下變頻混頻器9的輸出，由可變增益放大器10放大，成為至相位檢測器2和振幅檢測器7的反饋信號。可變增益放大器8和可變增益放大器10的增益，可以根據(jù)來自控制端子11的控制信號進行改變。
在極性環(huán)式發(fā)送器中，利用相位反饋環(huán)和振幅反饋環(huán)，滿足了EDGE系統(tǒng)所需要的線性，其中，相位反饋環(huán)由相位檢測器2、VCO3、高頻功率放大器4、定向耦合器5、下變頻混頻器9、以及可變增益放大器10構(gòu)成；振幅反饋環(huán)由振幅檢測器7、可變增益放大器8、高頻功率放大器4、定向耦合器5、下變頻混頻器9、以及可變增益放大器10構(gòu)成。
在極性環(huán)式發(fā)送器中使用的高頻功率放大器4，是以往在GSM系統(tǒng)中使用的，具有功率控制功能的高頻功率放大器。為了使振幅反饋環(huán)穩(wěn)定工作，需要使用功率控制的線性優(yōu)良的高頻功率放大器。
作為與這樣的高頻功率放大器相關(guān)的技術(shù)，例如有記載于專利文獻1-4中的技術(shù)。
在專利文獻1中記載有這樣的多級功率放大器的偏置電路，即為了抑制由進行高頻信號的功率放大的HBT構(gòu)成的多級功率放大器中的輸出功率降低時的Rx噪聲的增加，僅對構(gòu)成功率放大器的初級放大器的HBT的基極，輸入從外部的控制電路所輸入的信號Vapc，對構(gòu)成功率放大器其他放大器的各HBT的各基極，從依照信號Vapc進行動作控制的穩(wěn)壓電路提供偏置電流。
在專利文獻2中記載有這樣的無線設備，即使提供給驅(qū)動放大器和末級放大器的用于改變發(fā)送輸出的控制電壓達到最佳，使得驅(qū)動放大器和末級放大器在各發(fā)送輸出中始終在最佳動作點進行動作，從而能夠謀求發(fā)送效率的提高以節(jié)省功率，并且能夠擴大發(fā)送輸出的可變范圍。
日本特開2000-332542號公報[專利文獻2]日本特開2004-40418號公報[專利文獻3]美國專利第6,701,138號說明書[專利文獻4]美國專利第6,236,266號說明書發(fā)明內(nèi)容然而，關(guān)于上述那樣的高頻功率放大器的技術(shù)，經(jīng)本發(fā)明人研究后，以下內(nèi)容變得明了。
例如，作為功率控制線性優(yōu)良的高頻功率放大器，有LDO(LowDrop Out)控制式的高頻功率放大器。其電路的一例示于圖3。這是記載于專利文獻3的例子。圖3的高頻功率放大器，包括輸入端子(RFin)21、初級放大電路(1st)22、第二級放大電路(2nd)23、第三級放大電路(3rd)24、輸出端子(RFout)25、偏置電路(BiasNetwork)26、啟動端子(TX enable)27、電源端子(Vprim)28、控制端子(Vramp)29、LDO35、啟動端子(TX enable)33、電源端子(Vprim)34。LDO35包括誤差放大器30、穩(wěn)壓電路(Regulator)31、反饋電路(H(s))32。
來自輸入端子21的輸入RF信號，由初級放大電路22、第二級放大電路23、第三級放大電路24逐次放大，輸出到輸出端子25。偏置電路26由來自啟動端子27的信號控制開關(guān)，并將偏置電壓提供給各放大電路。初級放大電路22的電源從電源端子28直接提供。第二級放大電路23、第三級放大電路24的電源，從電源端子34經(jīng)由LDO35提供。用反饋電路32和誤差放大器30對LDO35的穩(wěn)壓電路31進行反饋控制。LDO35由啟動端子33控制開關(guān)，接通時的輸出電壓由來自控制端子29的信號線性地進行控制。
圖3的高頻功率放大器，通過用LDO35使第二級放大電路23、第三級放大電路24的電源電壓變化，來控制RF功率輸出。放大電路的電源電壓與輸出功率的關(guān)系由于線性優(yōu)良，所以圖3的高頻功率放大器的功率控制線性優(yōu)良，能用于極性環(huán)式發(fā)送器。但是，LDO35的穩(wěn)壓電路31中的電壓降將會出現(xiàn)對高頻放大無貢獻的無用功耗，因此出現(xiàn)功率利用率降低這樣的問題。
作為以往在GSM系統(tǒng)中使用的另一類型的高頻功率放大器，有偏置控制式高頻功率放大器。其電路的一例示于圖4。這是記載于專利文獻4的例子。圖4的高頻功率放大器，包括輸入端子41、匹配電路42、初級晶體管43、反饋電路44、電源電路45、匹配電路46、第二級晶體管47、反饋電路48、電源電路49、匹配電路50、第三級晶體管51、反饋電路52、電源電路53、匹配電路54、輸出端子55、偏置電路56、以及控制端子57。
來自輸入端子41的RF輸入信號，經(jīng)由匹配電路42、初級晶體管43、匹配電路46、第二級晶體管47、匹配電路50、第三級晶體管51、匹配電路54而被放大，輸出到輸出端子55。對各級晶體管43、47、51，分別附加反饋電路44、48、52以使其穩(wěn)定。另外，從電源電路45、49、53對各級晶體管43、47、51提供電源。由來自控制端子57的信號所控制的偏置電路56，對各級晶體管43、47、51提供偏置電流。
圖5表示偏置電路56的詳細結(jié)構(gòu)。該偏置電路包括控制端子57、電阻62、穩(wěn)壓電路63、74。穩(wěn)壓電路63包括電阻64、晶體管65、電阻66、電阻67、晶體管68。穩(wěn)壓電路74包括電阻69、晶體管70、電阻71、電阻72、晶體管73。
流向初級晶體管43的偏置電流Ia，在控制端子57的控制電壓Vapc變得大于晶體管的基極-發(fā)射極間電壓Vbe時開始流動，成為Ia∝Vapc-Vbe的關(guān)系。流向第二級晶體管47的偏置電流Ib和流向第三級晶體管51的偏置電流Ic，在Vapc變得大于2Vbe時開始流動，成為Ib、Ic∝Vapc-2Vbe的關(guān)系。
圖6表示專利文獻4所述的偏置電路56的另一電路例。該偏置電路56包括控制端子57、穩(wěn)壓電路88、89、90。流向各級晶體管43、47、51的偏置電流Ia、Ib、Ic，任何一者都在控制端子57a控制電壓Vapc變得大于2Vbe時開始流動，成為Ia∝Vapc-2Vbe的關(guān)系。
在圖4的偏置控制式高頻功率放大器中，經(jīng)由低損耗的電源電路45、49、53對各級晶體管43、47、51進行電源供給，因此沒有圖3的LDO控制式高頻功率放大器那樣的無用的功耗，能夠提高效率。但是，使用了圖5或圖6的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器，功率控制的線性差，未能用于極性環(huán)式發(fā)送器。
圖7(a)和圖7(b)示出試制使用了圖5的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器并進行了檢測的結(jié)果。圖7(a)是橫軸取控制電壓Vapc，縱軸取偏置電流Ia、Ib、Ic，而示出偏置電路特性的圖。如上所述，Ia的啟動電壓等于Vbe，Ib、Ic的啟動電壓等于2Vbe。圖7(b)是橫軸取控制電壓Vapc，縱軸取輸出電壓振幅的有效值Vout和其微分dVout/dVapc，而示出功率控制特性的圖。為了在極性環(huán)式發(fā)送器中使用，需要dVout/dVapc在控制電壓的較寬范圍內(nèi)大致恒定，而從圖7(b)可知，dVout/dVapc隨Vapc的值的變化而產(chǎn)生大的變化，功率控制線性差。
同樣，使用了圖6的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器的試制結(jié)果示于圖8(a)和圖8(b)。從圖8(a)可知，此時的Ia、Ib、Ic的啟動電壓等于2Vbe。從圖8(b)可知，其功率控制特性也是dVout/dVapc的變化大，功率控制線性差。
因此，本發(fā)明的目的在于，提供一種能解決高頻功率放大器中上述那樣的功率控制線性的問題的技術(shù)。
本發(fā)明的上述及其他目的和新特性，將通過本說明書的記載和附圖得以明確。
簡單說明本申請所公開的發(fā)明中典型技術(shù)的概要如下。
即，本發(fā)明的高頻功率放大器，提供給多個放大級晶體管中初級的放大級晶體管的基極偏置電流的啟動電壓，低于提供給初級以外的放大級晶體管的基極偏置電流的啟動電壓，這兩個電壓的差小于上述放大級晶體管的基極-發(fā)射極間電壓。
具體來講，本發(fā)明的高頻功率放大器，包括多個放大級晶體管和對上述多個放大級晶體管的各放大級晶體管提供基極偏置電流的偏置電路，其特征在于提供給各放大級晶體管的上述基極偏置電流，相對于輸入到上述偏置電路的控制電壓進行線性變化，上述多個放大級晶體管中，提供給初級的第一放大級晶體管的第一基極偏置電流開始流動的第一控制電壓，小于提供給初級以外的第二放大級晶體管的第二基極偏置電流開始流動的第二控制電壓，上述第二控制電壓與上述第一控制電壓的差，小于上述放大級晶體管的基極-發(fā)射極間電壓。
根據(jù)本發(fā)明，能夠改善高頻功率放大器的功率控制線性。


圖1是表示本發(fā)明的一實施方式的基極偏置控制式高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖2是表示作為本發(fā)明的前提所研究的極性環(huán)(polar loop)式發(fā)送器的結(jié)構(gòu)電路圖。
圖3是表示作為本發(fā)明的前提所研究的LDO控制式高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)的框圖。
圖4是表示作為本發(fā)明的前提所研究的偏置控制式高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖5是表示作為本發(fā)明的前提所研究的偏置電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖6是表示作為本發(fā)明的前提所研究的偏置電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖7(a)是表示圖5所示的偏置電路的偏置電流Ia、Ib、Ic的控制電壓Vapc依賴關(guān)系的圖，圖7(b)是表示使用了圖5的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器的功率控制特性的圖。
圖8(a)是表示圖6所示的偏置電路的偏置電流Ia、Ib、Ic的控制電壓Vapc依賴關(guān)系的圖，圖8(b)是表示使用了圖6的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器的功率控制特性的圖。
圖9(a)是表示圖1所示的偏置電路的偏置電流Ia、Ib、Ic的控制電壓Vapc依賴關(guān)系的圖，圖9(b)是表示使用了圖1的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器的功率控制特性的圖。
圖10(a)是表示本發(fā)明其他實施方式的偏置電路的偏置電流Ia、Ib、Ic的控制電壓Vapc依賴關(guān)系的圖，圖10(b)是表示使用了該偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器的功率控制特性的圖。
圖11(a)、圖11(b)是表示使用了圖1的偏置電路的偏置控制式高頻功率放大器的功率控制特性的模擬結(jié)果的圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖對本發(fā)明的實施方式進行詳細說明。在用于說明實施方式的所有圖中，原則上對相同的部件賦予相同的標號，并省略對其反復說明。
圖1是表示本發(fā)明的一實施方式的基極偏置控制式高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)的電路圖。
首先，根據(jù)圖1說明本實施方式的高頻功率放大器的結(jié)構(gòu)的一例。本實施方式的高頻功率放大器，被做成例如基極偏置控制式高頻功率放大器，包括RF輸入端子101、匹配電路102、初級晶體管103(第一放大級晶體管)、反饋電路104、電源電路105、匹配電路106、第二級晶體管107(第二放大級晶體管)、反饋電路108、電源電路109、匹配電路110、第三級晶體管111(第三放大級晶體管)、反饋電路112、電源電路113、匹配電路114、RF輸出端子115、控制端子116、以及偏置電路114等。偏置電路114包括電壓電流轉(zhuǎn)換電路140、恒流電路141、穩(wěn)壓電路142、以及穩(wěn)壓電路143等。電壓電流轉(zhuǎn)換電路140包括運算放大器117、p型MOSFET118、電阻119、p型MOSFET120、p型MOSFET121、p型MOSFET122等。恒流電路141包括電阻123、電阻124、運算放大器125、p型MOSFET126、電阻127、p型MOSFET128、p型MOSFET129、n型MOSFET130、以及n型MOSFET131等。穩(wěn)壓電路142包括晶體管132、電阻133、晶體管134、以及電阻135等。穩(wěn)壓電路143包括晶體管136、電阻137、晶體管138、以及電阻139等。
來自RF輸入端子101的輸入信號，依次經(jīng)由匹配電路102、初級晶體管103、匹配電路106、第二級晶體管107、匹配電路110、第三級晶體管111、匹配電路114而被放大，輸出到RF輸出端子115。對各級晶體管103、107、111，分別附加反饋電路104、108、112以使其穩(wěn)定。另外，施加給各級晶體管103、107、111的電源，分別由電源電路105、109、113提供。各級晶體管103、107、111的基極偏置電流Ia、Ib、Ic由偏置電路144提供。
以下說明偏置電路144的動作。控制端子116的控制信號(Vapc)，被輸入到偏置電路144內(nèi)的電壓電流轉(zhuǎn)換電路140中的運算放大器117，由運算放大器117的輸出電壓驅(qū)動p型MOSFET118的柵極。p型MOSFET118的漏極電流Id，與恒流電路141內(nèi)的p型MOSFET128的漏極電流Ie一起，流入電阻119(電阻值Rd)，p型MOSFET118與電阻119的連接點的電壓被反饋給運算放大器117。利用該反饋電路，p型MOSFET118的漏極電流Id，與輸入到控制端子116的控制電壓Vapc被控制為Id＝(Vapc/Rd)-Ie的關(guān)系。p型MOSFET118、120、121、122的柵極電壓公用，因此各p型MOSFET的漏極電流比取決于柵極寬度比。設p型MOSFET118、120、121、122的柵極寬度分別為Wd、Wa、Wb、Wc，漏極電流分別為Id、Ia、Ibo、Ico，則Ia＝Id(Wa/Wd)，Ibo＝Id(Wb/Wd)，Ico＝Id(Wc/Wd)。
恒流電路141的運算放大器125接收由電源電壓和電阻123、電阻124的電阻比所確定的電壓Voff。運算放大器125的輸出驅(qū)動p型MOSFET126的柵極。p型MOSFET126的漏極電流Io流入電阻127(電阻值Rd)。p型MOSFET126與電阻127的連接點的電壓被反饋給運算放大器125。利用該反饋電路，p型MOSFET126的漏極電流Io，被控制為Io＝Voff/Rd。p型MOSFET126、128、129的柵極電壓公用，因此各p型MOSFET的漏極電流比取決于柵極寬度比。設p型MOSFET126、128、129的柵極寬度分別為Wd、Wd、Wb。設p型MOSFET126、128、129的漏極電流分別為Io、Ie、If，則Ie＝Io(Wd/Wd)，If＝Io(Wb/Wd)。p型MOSFET129的漏極電流If，由n型MOSFET130、131構(gòu)成的電流鏡電路乘以鏡比，成為n型MOSFET131的漏極電流Ig。將鏡比取為x1，則Ig＝x1·If。
穩(wěn)壓電路142的輸出電流Ib，在晶體管134、107的尺寸比為x2時，利用輸入電流Ibo-Ig和晶體管的hfe，成為Ib＝(Ibo-Ig)·(hfe·x2)/(hfe+x2+1)。同樣，穩(wěn)壓電路143的輸出電流Ic，在晶體管138、111的尺寸比為x3時，利用輸入電流Ico和晶體管的hfe，成為Ic＝Ico·hfe·x3/(hfe+x3+1)。
根據(jù)以上結(jié)果計算后，提供給各級晶體管的偏置電流Ia、Ib、Ic為Ia＝(Vapc-Voff)/Rd·(Wa/Wd)Ib＝{Vapc-(1+x1)·Voff}/Rd·(Wb/Wd)·(hfe·x2)/(hfe+x2+1)Ic＝(Vapc-Voff)/Rd·(Wc/Wd)·(hfe·x3)/(hfe+x3+1)將0代入Ia、Ib、Ic，則Ia、Ib、Ic的啟動電壓Vapc分別為Voff、(1+x1)Voff、Voff。
因此，使用本實施方式的偏置電路144后，能夠用鏡比x1將提供給第二級晶體管107的偏置電流Ib的啟動電壓與提供給初級晶體管103和第三級晶體管111的偏置電流Ia、Ic的啟動電壓的差(即x1·Voff)設定成任意的正值。由于鏡比不易受工藝離差的影響，所以能夠再現(xiàn)性優(yōu)良地設定啟動電壓的差。
本實施方式的偏置控制式高頻功率放大器，通過調(diào)整鏡比x1能夠提高功率控制的線性。圖9(b)表示使鏡比x1為最佳時的功率控制特性。與圖5和圖6所示的偏置電路的例子不同，dVout/dVapc的平坦區(qū)域已擴展到Vout小的低輸出側(cè)，可知改善了功率控制線性。
圖9(a)是偏置電流Ia、Ib、Ic的控制電壓Vapc依賴關(guān)系的圖。在該例子中，偏置電流的啟動電壓差的最佳值為80mV。在該例子中所使用的晶體管為InGaAs/GaAs異質(zhì)結(jié)雙極晶體管，基極-發(fā)射極間電壓Vbe約為1.3V。這樣，偏置電流的啟動電壓差的最佳值通常為大致比Vbe小1位的值(即，優(yōu)選的是小于等于基極-發(fā)射極間電壓Vbe的0.1倍。)。
圖11(a)、圖11(b)是表示將偏置電流Ib的啟動電壓與偏置電流Ia、Ic的啟動電壓的差(x1·Voff)變?yōu)?mV、50mV、100mV、125mV、150mV、200mV進行了模擬時的功率控制特性。圖11(a)表示Vout，圖11(b)表示dVout/dVapc。將Voff取為500mV進行了模擬。從圖11(a)、圖11(b)可知，在偏置電流的啟動電壓差為125mV的位置，能得到最佳結(jié)果。比圖9(a)、圖9(b)所示的實測值(80mV)略高，這可認為是模擬誤差導致的結(jié)果。根據(jù)該結(jié)果，可以認為偏置電流的啟動電壓差，大致在200mV或在200mV以下存在最佳值。
用圖5所示的偏置電路也能對啟動電壓設置差，但可設置的差僅限于Vbe，因此，無法實現(xiàn)由本實施方式所得到的那樣的功率控制線性改善效果。因此，本實施方式的功率控制線性改善效果，是利用能實現(xiàn)任意啟動電壓差的本實施方式的偏置電路，設置比Vbe約小1位的啟動電壓差時才會出現(xiàn)的效果，是用以往技術(shù)無法實現(xiàn)的效果。
通過基于圖1的電路進行本領域技術(shù)人員公知的電路變更，能夠?qū)崿F(xiàn)能將提供給第三級晶體管111的偏置電流Ic的啟動電壓與提供給初級晶體管103和第二級晶體管107的偏置電流Ia、Ib的啟動電壓的差設定成任意正值的偏置電路。此時通過調(diào)整啟動電壓差，能得到與本實施方式等同的功率控制線性改善效果。該功率控制特性的具體例子示于圖10(b)。該例子中的偏置電流的啟動電壓差的最佳值，由圖10(a)可知為90mV。在該例子中所使用的晶體管也是InGaAs/GaAs異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。
同樣，通過基于圖1的電路進行本領域技術(shù)人員公知的電路變更，也能夠?qū)崿F(xiàn)將提供給初級晶體管103的偏置電流Ia的啟動電壓與提供給第二級晶體管107和第三級晶體管111的偏置電流Ib、Ic的啟動電壓的差設定成任意值的偏置電路。但是，此時功率控制線性的改善效果變小。
同樣，通過基于圖1的電路進行本領域技術(shù)人員公知的電路變更，也能夠?qū)崿F(xiàn)將提供給某一級晶體管的偏置電流的啟動電壓與提供給其他極晶體管的偏置電流Ib、Ic的啟動電壓的差設定成任意負值的偏置電路。但是，此時功率控制線性的改善效果也變小。因此，為了得到功率控制線性改善效果，將提供給初級以外的級的晶體管的偏置電流的啟動電壓，與提供給初級晶體管的偏置電流的啟動電壓相比向正值挪動的方法是尤為有效的。
可以認為，出現(xiàn)這樣的效果的原因在于，將提供給初級放大級晶體管的偏置電流的啟動電壓設置成比提供給初級以外的放大級晶體管的偏置電流的啟動電壓低數(shù)10mV至100mV，從而在初級以外的放大級晶體管進行動作時，初級放大級晶體管已經(jīng)進行動作，因此功率控制的線性區(qū)域擴大。
因此，本實施方式的偏置控制式高頻功率放大器，功率控制線性優(yōu)良，能夠比LDO控制式高頻功率放大器效率高，通過在極性環(huán)式發(fā)送器中使用，能夠?qū)崿F(xiàn)適于在EDGE系統(tǒng)中使用的高效發(fā)送器。
即，根據(jù)本實施例，能夠改善高頻功率放大器的功率控制線性，能夠?qū)崿F(xiàn)可用于極性環(huán)式發(fā)送器的高頻功率放大器，能夠?qū)崿F(xiàn)比LDO控制式高頻功率放大器效率高的高頻功率放大器。
以上，對本發(fā)明人所完成的發(fā)明基于其實施方式具體地進行了說明，但本發(fā)明不限于上述實施方式，當然在不脫離其主旨的范圍內(nèi)可以進行各種變更。
例如，在上述實施方式中，作為放大級晶體管說明了異質(zhì)結(jié)雙極晶體管，但不限于此，也可應用其他晶體管。
另外，在上述實施方式中，說明了放大級晶體管為3級結(jié)構(gòu)的情況，但不限于此，也可應用2級結(jié)構(gòu)的高頻功率放大器。
在以上說明中，主要說明了將本發(fā)明人所完成的發(fā)明應用于在作為其所屬技術(shù)領域的移動電話終端中使用的極性環(huán)式發(fā)送器的情況，但不限于此，也可應用于其他通信設備。
權(quán)利要求
1.一種高頻功率放大器，包括多個放大級晶體管和對上述多個放大級晶體管的各放大級晶體管提供基極偏置電流的偏置電路，其特征在于提供給各放大級晶體管的上述基極偏置電流，相對于輸入到上述偏置電路的控制電壓線性地進行變化，上述多個放大級晶體管中，提供給初級的第一放大級晶體管的第一基極偏置電流開始流動的第一控制電壓，低于提供給初級以外的第二放大級晶體管的第二基極偏置電流開始流動的第二控制電壓，上述第二控制電壓與上述第一控制電壓的差，小于上述放大級晶體管的基極-發(fā)射極間電壓。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述第二控制電壓與上述第一控制電壓的差，大于0V，小于等于上述放大級晶體管的基極-發(fā)射極間電壓的0.1倍。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述第二控制電壓與上述第一控制電壓的差，大于0V，小于等于200mV。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述偏置電路，包括調(diào)整上述第二控制電壓與上述第一控制電壓的差的電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的高頻功率放大器，其特征在于調(diào)整上述第二控制電壓與上述第一控制電壓的差的電路，由電流鏡電路來穩(wěn)定。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述偏置電路包括電壓電流轉(zhuǎn)換電路，將輸入到上述偏置電路的控制電壓轉(zhuǎn)換成電流；恒流電路，對由上述電壓電流轉(zhuǎn)換電路所轉(zhuǎn)換的電流添加補償電流；以及穩(wěn)壓電路，接受由上述電壓電流轉(zhuǎn)換電路所轉(zhuǎn)換的電流，輸出上述基極偏置電流。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的高頻功率放大器，其特征在于上述恒流電路包括電流鏡電路，由上述電流鏡電路來穩(wěn)定。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述多個放大級晶體管是三級結(jié)構(gòu)，上述第二放大級晶體管是第二級的放大級晶體管，提供給第三級的第三放大級晶體管的第三基極偏置電流開始流動的第三控制電壓，等于初級的上述第一控制電壓。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述多個放大級晶體管是三級結(jié)構(gòu)，上述第二放大級晶體管是第三級的放大級晶體管，對第二級的第三放大級晶體管提供的第三基極偏置電流開始流動的第三控制電壓，等于初級的上述第一控制電壓。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器，其特征在于上述多個放大級晶體管是異質(zhì)結(jié)雙極晶體管。
全文摘要
本發(fā)明提供一種高頻功率放大器，用于極性環(huán)式發(fā)送器等，能夠改善功率控制線性。在多級結(jié)構(gòu)的基極偏置控制式高頻功率放大器中，利用偏置電路(144)，使得提供給初級晶體管(103)的基極偏置電流(Ia)的啟動電壓低于提供給第二晶體管(107)的基極偏置電流(Ib)的啟動電壓，這兩個電壓的差小于放大級晶體管的基極－發(fā)射極間電壓。另外，使提供給第三晶體管(111)的基極偏置電流(Ic)的啟動電壓等于基極偏置電流(Ia)的啟動電壓。
文檔編號H03F3/21GK1925318SQ200610106299
公開日2007年3月7日 申請日期2006年7月19日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月31日
發(fā)明者松本秀俊, 田上知紀, 大部功 申請人:株式會社瑞薩科技