專利名稱：實(shí)現(xiàn)用于毫米波應(yīng)用的功率放大器的電路和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及實(shí)現(xiàn)用于毫米波應(yīng)用的功率放大器的電路和方法。具 體而言，本發(fā)明涉及在毫米波頻率下將雙極型結(jié)型晶體管用作有源開關(guān)器
件實(shí)現(xiàn)高效率RF (無線電頻率)開關(guān)型功率;^文大器的電路和方法。
背景技術(shù)：
一般而言，RF功率放大器是根據(jù)多種通常稱作A類、B類、C類、D 類、F類或其混合(例如A/B類、E/F類等等)中的一種設(shè)計(jì)的。這些不 同類別的功率放大器在運(yùn)行方法(線性型、開關(guān)型)、效率、輸出阻抗以 及功率輸出能力方面不同。對于需要高效率功率放大器設(shè)計(jì)的應(yīng)用，典型 地實(shí)施開關(guān)型D、 E或F類功率放大器，而不是線性型A、 B或AB類功 率i史大器設(shè)計(jì)。事實(shí)上，在開關(guān)型功率放大器設(shè)計(jì)的情況下，通過將有源 器件運(yùn)行為開關(guān)而不是受控電流源，獲得高效率，其中，可實(shí)現(xiàn)多種調(diào)諧 方法以便最小化或消除開關(guān)器件的電壓和電流波形之間的重疊，由此降低 功率耗散(稱作"零電壓開關(guān)(zero voltage switching)")。高效率功率 -改大器典型地用在例如電源轉(zhuǎn)換器以及電源調(diào)節(jié)器電路等應(yīng)用中，其中， 為降低功耗，需要零電壓開關(guān)。
對于高效率開關(guān)型功率放大器，最高可獲得的運(yùn)行頻率受到多種因素 的限制，例如所實(shí)施的開關(guān)器件的類型。在高頻下提供E類運(yùn)行的功率放 大器典型地使用MESFET、 HEMT或MOSFET開關(guān)器件。例如，已經(jīng)知 道，在10GHz下運(yùn)行的E類放大器使用GaAs MESFET開關(guān)器件，而尚 不知道高于10GHz的E類放大器頻率的存在。事實(shí)上，使用例如雙極型 晶體管的E類放大器常常限于較低的運(yùn)行頻率，在毫米波頻率下運(yùn)行的雙 極型功率放大器典型地被設(shè)計(jì)為使用A類或A/B類運(yùn)行模式。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的典型實(shí)施例一般包括在亳米波頻率下將BJT (雙極型結(jié)型晶 體管)用作有源開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)高效率開關(guān)型功率放大器的電路和方法。具 體而言，本發(fā)明的典型實(shí)施例包括在毫米波頻率(例如60GHz)下驅(qū)動具 有BJT開關(guān)器件的功率放大器以實(shí)現(xiàn)高效率開關(guān)型(例如E類)運(yùn)行的電 路和方法。
在本發(fā)明的一個典型實(shí)施例中，功率放大器電路包含有源開關(guān)器件和 輸入網(wǎng)絡(luò)，該有源開關(guān)器件包含BJT (雙極型結(jié)型晶體管)，該輸入網(wǎng)絡(luò) 被耦合到BJT的基極以驅(qū)動有源開關(guān)，得到開關(guān)型運(yùn)行。輸入網(wǎng)絡(luò)可包含 無源或有源驅(qū)動器網(wǎng)絡(luò)，其被設(shè)計(jì)為根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例提供最優(yōu)驅(qū) 動條件。
例如，在一個典型實(shí)施例中，輸入網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì)為呈現(xiàn)從有源開關(guān)器件 基極看上去的大約7歐姆到大約15歐姆范圍內(nèi)的實(shí)輸入阻抗。在另 一典型 實(shí)施例中，最優(yōu)驅(qū)動條件包含被設(shè)計(jì)為向有源開關(guān)器件基極提供不對稱驅(qū) 動電流的輸入網(wǎng)絡(luò)，其中，負(fù)的峰值基極電流超過正的峰值基極電流。
在又一典型實(shí)施例中，最優(yōu)驅(qū)動條件包含被設(shè)計(jì)為向有源開關(guān)器件提 供這樣的不對稱驅(qū)動基極電流的輸入網(wǎng)絡(luò)該電流使得基極電壓具有不超 過大約400mVpp的振蕩( swing) (1^1^(10 毫伏)o 不對稱基極電流具 有大于正峰值電壓幅值的負(fù)峰值電壓幅值。
根據(jù)本發(fā)明的典型放大器設(shè)計(jì)提供這樣的功率放大器其能以大約 10GHz或更大的基波頻率運(yùn)行，同時，以15。/?；蚋蟮母郊庸β市?(power added efficiency)提供+10dBm或更大的輸出功率。
結(jié)合附圖，通過閱讀下面對典型實(shí)施例的詳細(xì)介紹，將明了本發(fā)明的 這些以及其他的典型實(shí)施例、特征和優(yōu)點(diǎn)。


圖l原理性地示出了 E類功率放大器的一般結(jié)構(gòu)，其能被設(shè)計(jì)為使用
6本發(fā)明的典型電路和方法為在毫米波頻率下提供高效率開關(guān)型運(yùn)行；
圖2A與2B為示例性的時序圖，其分別示出了圖1中為提供零電壓開
關(guān)的E類功率》文大器的最優(yōu)電流和電壓波形；
圖3為對于E類功率放大器作為晶體管關(guān)斷時間的函數(shù)的集電極效率
的示例性視圖4為假i殳+10dBm的輸出功率和10dB的總(驅(qū)動器加E類核心) 功率增益的情況下對于放大器核心中的三個不同效率值(70%到50%)作 為前置放大器(驅(qū)動器)功耗的函數(shù)的E類功率放大器附加功率效率(PAE ) 的示例性;枧圖5A-5D為對于具有10歐姆和30歐姆的不同源阻抗(source impedance ) ( Zs )的E類放大器作為源功率等級(source power level) 的函數(shù)的集電極效率和變換器增益的仿真結(jié)果的示例性視圖6A與6B分別為具有30歐姆與10歐姆的源阻抗的E類放大器的仿 真基極電壓的示例性視圖7為根據(jù)本發(fā)明一典型實(shí)施例的E類放大器電路的示意性電路圖， 該電路包含片上傳輸線輸入與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)；
圖8A-8D為圖7中的電路的仿真結(jié)果的示例性視圖，其中，輸入匹配 網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì)為從基極向源看到低的實(shí)阻抗(在圖7中示為&)(大約7歐 姆到大約10歐姆)；
圖9A-9D為圖7中的電路的仿真結(jié)果的示例性視圖，其中，輸入匹配 網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì)為在功率源與開關(guān)器件(例如晶體管基極)之間提供共軛匹配；
圖10A、 10B、 10C分別為對于圖7中的示例性電路當(dāng)與被設(shè)計(jì)為提 供大約7歐姆到大約10歐姆的實(shí)阻抗的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)一起仿真時的集電極 電流、集電極電壓以及負(fù)載電壓波形的示例性視圖11A與11B分別為對于圖7中的示例性電路當(dāng)與被設(shè)計(jì)為提供7歐 姆到大約10歐姆的實(shí)阻抗的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)一起仿真時的基極電壓與基極 電流波形的示例性視圖12為對于E類功率放大器的傳統(tǒng)驅(qū)動器電路的示意性電路圖；圖13為根據(jù)本發(fā)明一典型實(shí)施例的兩級功率放大器電路的示意性電
路圖14A與14B分別為對于圖13中的示例性E類開關(guān)晶體管Tl的基 極電壓與基極電流波形的示例性視圖15A-15D為對于圖13中的示例性兩亂故大器的仿真結(jié)果的示意性 視圖16為根據(jù)本發(fā)明一典型實(shí)施例的平衡差動開關(guān)型功率放大器電路 的示意性電路圖17為才艮據(jù)本發(fā)明另一典型實(shí)施例的平衡差動開關(guān)型功率放大器的 示意性電路圖。
具體實(shí)施例方式
下面詳細(xì)介紹的本發(fā)明典型實(shí)施例一般包括用于在毫米波頻率下使用 BJT有源開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)高效率開關(guān)型功率放大器的電路和方法，特別包括 在毫米波頻率(例如60GHz)下驅(qū)動具有BJT開關(guān)器件的功率放大器以獲 得高效率開關(guān)型(例如E類)運(yùn)行的電路和方法。出于說明目的，下面將 具體參照基于硅-鍺(SiGe)雙極工藝技術(shù)的E類功率放大器介紹示例性結(jié) 構(gòu)、仿真以及電游二沒計(jì)，其在例如60GHz的毫米波頻率下使得高效率運(yùn)行 成為可能。然而，將會明了，這里介紹的具有創(chuàng)造性的原理一般地適用于 所有類別的開關(guān)型功率放大器設(shè)計(jì)，其中，BJT被用作開關(guān)并接近于其最 大運(yùn)行頻率而運(yùn)4亍，也即在fr或fMAX的大約10%或10%以上的頻率下。 這包括被設(shè)計(jì)為使用以其他工藝技術(shù)制造的BJT的放大器，包括基于GaAs 和InP等III-V半導(dǎo)體材料的那些。
將會明了 ，牛艮據(jù)本發(fā)明的開關(guān)型功率放大器設(shè)計(jì)可用于用珪構(gòu)建用在 例如無線局域網(wǎng)(WLAN)應(yīng)用之中的^更攜裝置中的高度集成低成本毫米 波無線電^器。事實(shí)上，對于這樣的應(yīng)用，對便攜式裝置電池運(yùn)行的嚴(yán) ^"要求已經(jīng)產(chǎn)生了對高效率功率;^大器的強(qiáng)烈需求，而成本約束已經(jīng)將外 部部件或III-V半導(dǎo)體材料的使用排除在外。使用具有SiGeBJT的A類或
8AB類運(yùn)行的現(xiàn)有亳米波功率放大器設(shè)計(jì)對于+10dBm范圍內(nèi)的輸出功率 已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了 3-10%的附加功率效率(PAE)。
然而，將會明了，下面介紹的示例性電路與方法提供了具有甚至更高 的效率的開關(guān)型SiGe BJT功率放大器。例如，為構(gòu)建兩級單端和/或差動 E類功率放大器一一其具有+10dBm或更大的輸出功率以及15%或更大的 PAE——而提供根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施例的電路與方法。這些典型設(shè)計(jì)可使 用IBM (國際商業(yè)機(jī)器)公司的BiCMOS8HP工藝技術(shù)制造。
現(xiàn)在參照圖1，示意性電路圖示出了 E類功率放大器(10)的一般結(jié) 構(gòu)，該;故大器可凈皮設(shè)計(jì)為使用本發(fā)明的示例性電路和方法在毫米波頻率下 提供高效率開關(guān)型運(yùn)行。功率放大器(IO)包含有源開關(guān)器件T1，其被實(shí) 現(xiàn)為BJT(雙極型結(jié)型晶體管)。晶體管Tl的基極端子通過RF阻流器(11) 連接到基極DC偏置電壓Vb，晶體管Tl的集電極端子通過RF阻流器(12 ) 連接到VCC電源。輸入信號PjN通過阻抗Rs (其表示從晶體管Tl的基極 看向功率源所見的阻抗),皮施加到Tl的基^極端子。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(13) 包含并聯(lián)電容器Cs、串聯(lián)電感器Li和串聯(lián)電容器d,其被連接在晶體管 L的集電極端子與負(fù)載R^之間。串聯(lián)調(diào)諧I^d電5§4皮設(shè)計(jì)為阻塞Pjn基 波運(yùn)行頻率的諧波頻率以及DC信號。
一般地，E類功率放大器(10 )被設(shè)計(jì)為使得晶體管Tl作為開關(guān)運(yùn)行， 且輸出匹配網(wǎng)絡(luò)(13)被設(shè)計(jì)為通過使開關(guān)Tl的電壓與電流信號之間的 重疊最小化來對性能進(jìn)行最優(yōu)化。具體而言，例如，圖2A與2B為時序圖， 其示出了在集電極效率為100%的理想條件下圖1中的晶體管Tl的集電極 電壓與電流波形。特別地，在tl-t2的時間賴:之中，晶體管T1處于"關(guān)斷" 狀態(tài)，其中，當(dāng)集電極電壓為高時(圖2B)，經(jīng)過晶體管T1的電流(圖 2A)為零。在該時間段中，晶體管Tl作為斷開的開關(guān)運(yùn)行。接著，在時 間段t2-t3中，晶體管T1處于"開通"狀態(tài)，其中，集電極電壓為低(幾 乎為零)(圖2B)，且高的電流(圖2A)流過開關(guān)T1。在該時間段中， 晶體管作為低電阻的閉合開關(guān)運(yùn)行。在這些理想條件下，VI乘積(開關(guān)
Tl的瞬時功率耗散)在輸入功率的整個周期中最小化。
9然而，在具有真實(shí)晶體管的實(shí)際功率放大器電路中，存在幾種功率損 耗源以及其他的實(shí)際考慮，在實(shí)現(xiàn)最優(yōu)開關(guān)轉(zhuǎn)換時必須將它們考慮在內(nèi)。
例如， 一種功率損耗源是晶體管飽和電壓vsat，其為在集電極電壓向下振
蕩過程中實(shí)際可獲得的最小集電極電壓。事實(shí)上，在電流流經(jīng)晶體管Tl
的同時的非零Vsat導(dǎo)致晶體管Tl中耗散的功率。
另外，晶體管"開通"狀態(tài)電阻和開通到關(guān)斷轉(zhuǎn)換時間是另外的重要 功率損耗源。例如，非零的開通到關(guān)斷轉(zhuǎn)換時間或"關(guān)斷"時間tf將使集 電極電壓與電流波形重疊，導(dǎo)致晶體管功率耗散。
在毫米波頻率下，當(dāng)晶體管Tl在fT (最大運(yùn)行頻率)的10%以上運(yùn)
行時，關(guān)斷時間tf以及tf與Vsat的交互特別重要。如果晶體管Tl被硬開通 并被深度驅(qū)動i^飽和，使得Vsat最小化，但關(guān)斷時間增大。作為開關(guān)關(guān)
斷時間的函數(shù)，集電極效率w祐束示為
3 f
其中，T為基波頻率的周期。
圖3為一示例性視圖，其示出了基于上面的公式(1)對于60GHz的 頻率(1/T)作為關(guān)斷時間(以皮秒為單位)的函數(shù)的集電極效率7/。如圖 3所示，集電極效率將隨著增大的關(guān)斷時間明顯降低。為了使集電極效率
最優(yōu)化，有必要在使Vsat最小化和使關(guān)斷時間最小化之間達(dá)到某種折中，
其二者都將促成集電極電路中的功率損耗。
另 一個可能的功率耗散源——且因此為可能的效率降4氐源 一 一是為驅(qū) 動開關(guān)器件Tl而實(shí)現(xiàn)的前置放大器(或驅(qū)動器電路)中消耗的功率。作 為開關(guān)(Pdc)和前置放大器(PDR)中耗散的功率的函數(shù)，PAE可M達(dá) 為
PAE-P匿一P"^ (2)
1 DC T 1 DR
例如，圖4圖形地示出了基于上面的公式(2)對于放大器核心的三個 不同效率值(70%、 60%和50% )假設(shè)10dBm的輸出功率和10dB的總功率增益(驅(qū)動器加E類核心)的情況下作為前置放大器(驅(qū)動器)功耗的 函數(shù)的PAE。如圖4所示，PAE效率明顯隨著增大的前置放大器功率而降 低。
鑒于上述情況，本發(fā)明的典型實(shí)施例包括這樣的電路和方法其用于 驅(qū)動有源開關(guān)器件T1以便將T1保持在"開通，，狀態(tài)一時間段以侵z使由于 非零Vsat和非零關(guān)斷時間引起的綜合功率損耗最小化，并用于以使晶體管 Tl的功率耗散最小化的方式將開關(guān)電壓驅(qū)動到零(關(guān)斷晶體管)。對于使 用IBM的BiCMOS8HP SiGe技術(shù)實(shí)現(xiàn)并被設(shè)計(jì)為用于+10dBm輸出功率 的單端E類放大器(如圖l所示)，為在亳米波頻率下實(shí)現(xiàn)雙極型功率放 大器的高效率E類運(yùn)行確定了多種最優(yōu)驅(qū)動條件。
具體而言，在本發(fā)明的一個典型實(shí)施例中，輸入網(wǎng)絡(luò)(無源阻抗變換 器或有源驅(qū)動器電路)被設(shè)計(jì)為呈現(xiàn)從有源開關(guān)Tl J^L看到的在大約7 歐姆到大約IO歐姆范圍內(nèi)的實(shí)輸入阻抗(其用圖1中的Rs表示)。在另 一典型實(shí)施例中，最優(yōu)驅(qū)動IHf包含這樣的輸入網(wǎng)絡(luò)該輸入網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì) 為向有源開關(guān)Tl的基極提供不對稱驅(qū)動電流，其中，負(fù)的峰值基極電流 超過正的峰值基極電流。在又一典型實(shí)施例中，最優(yōu)驅(qū)動條件包含這樣的 輸入網(wǎng)絡(luò)其祐:設(shè)計(jì)為向晶體管Tl提供這樣的不對稱驅(qū)動基極電流而不 4植極電壓振蕩超過大約400mVpp (亳伏《%^值)。
在另 一典型實(shí)施例中，典型源阻抗將隨著增大的功率i殳計(jì)按比例改變 (scale)。特別地，當(dāng)功率放大器凈皮擴(kuò)大到較高功率輸出時，開關(guān)晶體管 Tl大小將增大，且所需要的基極電流驅(qū)動將會增加。為了在不使基極電壓 振蕩大于400mVpp的情況下提供較高的所需基極電流，最優(yōu)源阻抗將被 降低(也就是i兌，源阻抗將按照歐姆定律按比例改變)。以這種方式，最 優(yōu)源阻抗將隨著E類功率放大器的功率輸出按比例改變。
進(jìn)行多種計(jì)算機(jī)仿真以證實(shí)如上所述的示例性最優(yōu)驅(qū)動條件。例如， 對于60GHz的頻率，在圖1的E類放大器電路上進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真，其中， 源阻抗R^皮設(shè)置到10歐姆和30歐姆，根據(jù)已知的理想化設(shè)計(jì)^S式，Cs 被確定為具有近似為50pF的值，且輸出匹配部件"和d被調(diào)節(jié)為使晶體管L看到的輸出阻抗Zt為10歐姆。這些仿真的結(jié)果在圖5A-5D以及 6A-6B中示出.
圖5A-5D示出了對于具有10歐姆與30歐姆的不同源阻抗(Zs)的E 類放大器作為源功率等級的函數(shù)的集電極效率以及變換器增益的仿真結(jié)果 的示例性碎見圖。具體而言，圖5A示出了對于10和30歐姆的Zs的源功率 等敘^殳置的、仿真得到的集電極效率與附加功率效率(PAE)。圖5B示 出了對于10和30歐姆的Zs的輸出功率等級的功率增益。圖5C示出了對 于10和30歐姆的Zs的源功率等級設(shè)置的功率增益。圖5D示出了對于10 歐姆和30歐姆的Zs的源功率等級設(shè)置的功率輸出。圖5D中的直線為外 推得到的小信號增益，且仿真增益穿過些直線的地方表示折合輸出的 (output-referred ) ldB壓縮點(diǎn)。
總的來說，圖5A-5D顯示，對于30歐姆的較高源阻抗Rs，需要較高 的輸入功率等級以獲得相同的功率變換器增益以及集電極效率。因此，當(dāng) 前面的驅(qū)動器級所消耗的功率被考慮在內(nèi)時，10歐姆的較低源阻抗提供優(yōu) 越的PAE。事實(shí)上，在圖5A-5D中，可以看到，當(dāng)源阻抗為10歐姆時， 峰值效率與功率增益發(fā)生在較低的源功率等級處。
圖5A中畫出的PAE僅僅基于來自源的功率(PiN)，而不是驅(qū)動器電 路中的功率消耗，因?yàn)轵?qū)動器電路沒被仿真。在較低的輸入功率下獲得峰 值效率以及功率增益是有利的，因?yàn)槠鋵?dǎo)致驅(qū)動器級中較低的功耗，并 因此提供較好的總體PAE。
另外，圖6A與6B示出了仿真得到的基波電壓波形，該波形是分別對 于30歐姆與10歐姆的源阻抗RS獲得的。在圖6A中，對于30歐姆的源 阻抗，所獲得的基極電壓波形具有周期到周期(cycle-to-cycle)的幅值變 化，其表示每個周期晶體管T1未被完全關(guān)斷。如圖6B所示，IO歐姆的較 低源阻抗RS導(dǎo)致具有恒定幅值變化的基極電壓波形，其證實(shí)了本發(fā)明的 示例性驅(qū)動條件，即低的源阻抗使得保證穩(wěn)定開關(guān)特性的Tl基極中的少 數(shù)載流電荷完全放電成為可能。
圖7為根據(jù)^^發(fā)明典型實(shí)施例的E類放大器(100)的示意性電路圖，其包含片上傳輸線輸入與輸出匹配網(wǎng)絡(luò)。E類放大器(100)類似于圖1中 的，除了圖1中串聯(lián)輸出電感器L1、 RF阻流器(12 )以及并聯(lián)電容器Cs 分別被由片上傳輸線TL一C(101)、 TL一OUT(102)、 OS一OUT(103)組成的實(shí) 際輸出阻抗變換部件替代以夕卜。傳輸線TLj:(101)被設(shè)計(jì)為在運(yùn)行頻率(例 如60GHz)下具有高阻抗并代替RF阻流器(12 )。傳輸線TL_OUT (102 ) 為電氣長度短的傳輸線，OS_OUT (103)為開路傳輸線。對于在感興趣的 頻率(例如60GHz)下的E類運(yùn)行，這種傳輸線組合將負(fù)載阻抗(例如 RL-50歐姆)變換為從T1的集電極看到的最優(yōu)阻抗(例如ZL)。
另外，功率》文大器(100)包含片上傳輸線TL一B (104)，其作為 基極RF阻流器(11);片上傳輸線TL—IN (105 )與OS—IN (106)，其 進(jìn)行輸入阻抗匹配。50歐姆電阻器(107)表示具有50歐姆特征阻抗的典 型片上微帶傳輸線。
使用圖7的示例性電路進(jìn)行多種仿真，以便比較幾種輸入阻抗匹配技 術(shù)。在一種^支術(shù)中，輸入傳輸線TL—IN(105)和開路短線OS_IN (106)的 大小被設(shè)計(jì)為提供大約7歐姆到大約10歐姆的實(shí)源阻抗Zs，如同從晶體 管Tl的基極向著功率源PIN看到的那樣。
圖8A-8D為圖7中的電路的仿真結(jié)果的示例性視圖，其中，輸入匹配 網(wǎng)絡(luò)凈皮設(shè)計(jì)為從1^極向源看到低的實(shí)阻抗(在圖7中示為Zs )(大約7歐 姆到大約10歐姆)。在+5dBm的輸入功率的情況下，獲得24%的《%值PAE 和5.7dB的峰值功率增益。具體而言，圖8A示出了對于等于7和10歐姆 的Zs的源功率等級i殳置的PAE。圖8B示出了對于等于7和10歐姆的Zs 的源功率等級設(shè)置的集電極效率。圖8C示出了對于等于7和10歐姆的 Zs的源功率等級i殳置的功率增益。圖8D示出了對于等于7和10歐姆的 Zs的源功率等敘i殳置的輸出功率。圖8D中的直線為外推得到的小信號增 益，仿真增益穿過直線的地方為折合輸出的ldB壓縮點(diǎn)。
在另一阻抗匹配^L術(shù)中，圖7中的輸入傳輸線TL—IN (105)和開路 短線OS_IN (106)的大小,皮設(shè)置為提供源與晶體管Tl的基極之間的共輒 匹配(且因此提供最大功率傳輸)。這種阻抗匹配技術(shù)常常用于孩i波E類放大器實(shí)施方式以及其他的亳米波功率放大器類別。
圖9A-9D為圖7中的電路的仿真結(jié)果的示例性視圖，其中，輸入匹配 網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì)為提供功率源與開關(guān)器件(例如晶體管基極)之間的共輒匹配。 在+7dBm的輸入功率的情況下，獲得14%的峰值PAE和2.7dB的峰值功 率增益。具體而言，圖9A示出了對于源功率等級設(shè)置的PAE，圖9B示 出了對于源功率等級，沒置的集電極效率，圖9C示出了對于源功率等級i殳 置的功率增益，圖9D示出了對于源功率等級設(shè)置的輸出功率。
通過比較圖8A-8D與9A-9D中的仿真結(jié)果，可以看到，根據(jù)本發(fā)明的 典型實(shí)施例，當(dāng)輸入匹配電路被設(shè)計(jì)為提供大約7歐姆到大約10歐姆的低 的實(shí)阻抗時，與共軛匹配相比，獲得改進(jìn)的性能。這些仿真結(jié)果示范出， 當(dāng)雙極型開關(guān)晶體管Tl的基極被提供低的實(shí)阻抗的無源阻抗變換器網(wǎng)絡(luò) 驅(qū)動時，用例如圖1和7的示例性功率放大器可獲得效率更高的E類運(yùn)行。 換句話說，根據(jù);^發(fā)明的典型實(shí)施例，對于E類放大器電路的輸入網(wǎng)絡(luò)(其 用輸入傳輸線和開路短線實(shí)現(xiàn))優(yōu)選為被設(shè)計(jì)為提供從基極向源看到的低 的實(shí)阻抗，其與傳統(tǒng)方法形成對比，在傳統(tǒng)方法中，輸入網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì)為提 供最優(yōu)功率傳輸。在本發(fā)明一典型實(shí)施例中，輸入網(wǎng)絡(luò)作為從50歐姆(107) 到大約7至大約10歐姆的阻抗變換器。
圖10A-10C和11A-11B示出了在輸入匹配電路被設(shè)計(jì)為提供7-10歐 姆的低的實(shí)阻抗的情況下在60GHz下對于圖7的示例性E類放大器電路 (100)獲得的其他仿真結(jié)果。具體而言，圖IOA、 IOB、 IOC分別示出了 對于圖7的示例性E類功率放大器電路的集電極電流、集電極電壓以及負(fù) 載電壓的波形。圖IOA與IOB示出了對于集電極電壓與電流的所想要的非 重疊特性。由于高的運(yùn)行頻率(60GHz)， V^沒有下降到低于大約500mV， 同時，仍然保持足夠快的關(guān)斷時間。
另外，圖IIA與IIB分別示出了對于圖7的示例性E類功率放大器電 路(100)的開關(guān)晶體管Tl基極電壓與基極電流的波形。注意，對于示例 性最優(yōu)驅(qū)動條件的基極電流實(shí)際上不對稱，負(fù)電流峰值在4.3mA,正電流 峰值在3.9mA。這種不對稱性是由于必須從基極移除過多的少數(shù)載流電荷以便關(guān)斷晶體管Tl引起的?；鶚O電壓振蕩被顯示為大約340mVpp。
在本發(fā)明的其他典型實(shí)施例中，到E類功率放大器的輸入網(wǎng)絡(luò)可4吏用 有源驅(qū)動器或前置^t大器實(shí)現(xiàn)以提供例如10dB的增大的功率增益。圖12 為傳統(tǒng)放大器(200)的示意性電路圖，其實(shí)現(xiàn)了用于驅(qū)動E類功率放大 器(202)的有源驅(qū)動器級(201)。傳統(tǒng)驅(qū)動器電路(201)包含共射極級 (Sl)，隨后為雙射極跟隨器(S2)，其典型用于在高達(dá)100GHz下運(yùn)行 的高速數(shù)字電路。由于其低的輸出阻抗，圖12的電路(201)在開始時被 看作前置放大器的好的備選物。為圖12的示例性電路進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真。
仿真結(jié)果顯示傳統(tǒng)驅(qū)動器(200)電路的使用沒有得到所想要的結(jié)果。 具體而言，仿真結(jié)果示范出所得到的好的電壓增益(>10dB)。然而，從 仿真中確定，在向功率雙極型晶體管Tl基極推電流或從功率雙極型晶體 管Tl基極拉電流時大信號輸出阻抗中的不同導(dǎo)致效率的降低并獲得不穩(wěn) 定的性能。問題來源于驅(qū)動器輸出阻抗在向基極推電流時較低，但是， 驅(qū)動器輸出阻抗在從基極拉電流時較高，這與例如圖IIA與IIB所示產(chǎn)生 優(yōu)選的不對稱基極電流波形所需要的條件恰恰相反。從這些結(jié)果中可因此 確定，具有電流源或電阻器下拉(pull-down)的射極跟隨器驅(qū)動器級對于 作為亳米波頻率E類驅(qū)動器級的實(shí)施方式是次優(yōu)的。
圖13為一示意性電路圖，其示出了根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施例的兩級功率 放大器電路(300)。通常，典型的兩級功率放大器電路(300)包含被耦 合到E類功率放大器電路(302)的前置放大器電路(301)。通常，前置 放大器(301)包含共射極驅(qū)動器框架，其包含共射極晶體管T2;負(fù)載 傳輸線TL_CP (303);基極偏置阻流器(304)和電阻器Rb;輸入傳輸 線TL—IN (305)以及開路短線OS—IN (306)，它們經(jīng)由50歐姆傳輸線 (307)連接到功率源PIN。
對于上面討論的E類功率放大器，根據(jù)示例性最優(yōu)驅(qū)動條件，設(shè)計(jì)示 例性前置i文大器電路(301)。用于共射極級的負(fù)載傳輸線(303)不#皮選 擇為獲得用于最優(yōu)功率傳輸?shù)募夐g匹配，也不被選擇為與功率放大器的輸 入電容(表示為Cin)形成高阻抗諧振電路(后一種選擇導(dǎo)致相對較高的
15電壓增益)。據(jù)發(fā)現(xiàn)，像使用具有電流源或電阻器下拉的射極跟隨器一樣，
這兩種方法得到E類運(yùn)算放大器的效率不高的運(yùn)行(有時甚至是不穩(wěn)定 的)。
根據(jù)本發(fā)明的典型實(shí)施例，E類功率放大器(302)通過不對稱電流振 蕩(如圖11所示)驅(qū)動而不使電壓振蕩大于400mVpp。這可通過具有小 的輸出阻抗和足夠的電流容量的驅(qū)動器獲得。共射撫改大器可用具有并聯(lián) 輸出阻抗的跨導(dǎo)(transconductance)表示，并具有帶有串聯(lián)輸出阻抗的電 壓放大器的戴維南等效電路。在這種實(shí)施方式中，負(fù)栽TL一CP (303)的 大小被設(shè)計(jì)為使得Zs盡量接近低的實(shí)阻抗。例如，在一個典型實(shí)施例中， 所獲得的Zs對應(yīng)于10歐姆加串聯(lián)電感性元件。由于T2集電極上的寄生 電容，如果TL—CP (303 )的大小被設(shè)計(jì)為獲得具有較低電感性元件的Zs， 獲得較高的電阻性元件。將要注意的是，前置》丈大器的輸出阻抗動態(tài)改變， 故s參數(shù)分析給出的輸出阻抗最好被視為一種近似。
電阻器Rb被連接到晶體管Tl與T2的基極節(jié)點(diǎn)，以便提供偏置網(wǎng)絡(luò) 中的電阻性損耗，否則，其可能在較低頻率(大約10GHz)下顯示出諧振。 以這種方式，獲得無條件的穩(wěn)定性(通過s參數(shù)特征化)。
為圖13的示例性兩級功率放大器電路(300)進(jìn)行計(jì)算機(jī)仿真。圖14A 與14B示出了對于圖13中的開關(guān)晶體管Tl的仿真^電壓與基極電流波 形。注意，開關(guān)晶體管T1基極電流波形(圖14B)與在具有用于圖7的示 例性電路的無源阻抗變換的設(shè)計(jì)中獲得的基極電流波形仿真結(jié)果(圖11B) 相同。與當(dāng)使用無源阻抗變換器網(wǎng)絡(luò)(圖7)時獲得的較小輸出阻抗相比， 當(dāng)由于增大的輸出阻抗，在實(shí)現(xiàn)有源驅(qū)動器(前置放大器)時，獲得較大 的電壓振蕩，但電壓振蕩還是小于400mVpp,其為所想要的最優(yōu)條件。
圖15A-15D為對于圖13中的示例性兩級J改大器的仿真結(jié)果的示例性 視圖。具體而言，圖15A示出了對于源功率等級設(shè)置的PAE,圖15B示 出了對于源功率等級i殳置的集電極效率，圖15C示出了對于源功率等級i殳 置的功率增益，圖15D示出了對于源功率等級^:置的輸出功率。
如圖15A-15D的示例性視圖所示，典型i殳計(jì)對于+2dBm的輸入功率
16獲得了 16%的PAE,并在10dB功率增益和60GHZ下的PAE〉15。/。的情 況下獲得了+10dBm的輸出功率。
對于無源與有源(前置放大器)電路(分別為圖7與13)的仿真結(jié)果 顯示，在類似的電流與電壓瞬態(tài)波形下獲得最大的效率(分別從圖11A-11B 以及圖14A-14B收集)。
在本發(fā)明的另 一典型實(shí)施例中，示例性的兩亂故大器電路(300 )可對 于差動運(yùn)行和較高的功率輸出擴(kuò)展。圖16為根據(jù)本發(fā)明典型實(shí)施例的平衡 差動開關(guān)型功率放大器電路的示意性電路圖。具體而言，圖16示意性地示 出了這樣的差動放大器電路(400):其包含第一驅(qū)動器電路(301)和E 類功率放大器電路(302)(具有圖13所示的結(jié)構(gòu))以及第二驅(qū)動器電路 (301A)以及E類功率放大器電路(302A)(如圖16所示，它們是相應(yīng) 的驅(qū)動器電路(301)與E類放大器電路(302 )相對于接地線G的鏡像)。 換句話說，圖13中的示例性電路被復(fù)制并由差動源(在這種情況下為10012 差動)驅(qū)動，并向差動負(fù)載供給電力。到差動輸入源和差動負(fù)載的接地連 接可視情況省略。示例性設(shè)計(jì)提供多3dB的輸出功率，^行在其他方面 與圖13中的電路基^目同。
圖17為根據(jù)本發(fā)明又一典型實(shí)施例的平衡差動功率放大器(500)的 示意性電路圖。差動i文大器電路(500)類似于圖16中的示例性差動功率 放大器電路(400)，除了驅(qū)動器電路包含圖騰柱(totem pole)驅(qū)動器級 以向雙極型開關(guān)晶體管提供驅(qū)動電流、使得較高的功率輸出成為可能以夕卜。
具體而言，如圖17所示，驅(qū)動器電路(301)和(301A)的負(fù)載傳輸 線TL一CP用雙極型晶體管T3代替，它們與相應(yīng)的晶體管T2異相驅(qū)動， 提供有源上拉和下拉。晶體管T3被電路(501)和(501A)驅(qū)動，它們提 供對于Q3的偏置、浮見情況可選的DC電平偏移以及視情況可選的阻抗匹 配。各晶體管對T2與T3可在不同的DC靜態(tài)電流下通過使用視情況可選 的偏置RF阻流器或恒定的電流源(圖17中未示出)#皮偏置。因此，供給 開關(guān)晶體管Tl基極的上拉和下拉電流與阻抗可被獨(dú)立設(shè)置。另外，通過 T2與T3的信號通道中的增益可通過在用于T2 ( OS—IN和TL—IN)以及T3 (SUBCKT1)的阻抗匹配電路中所做的調(diào)整來獨(dú)立地設(shè)置。
相應(yīng)地，圖17中的示例性電路可被設(shè)計(jì)為使用最優(yōu)驅(qū)動條件驅(qū)動晶體
管Tl的基極，例如，如圖11與15所示對于晶體管Tl的不對稱基極電流，
不超過400mVpp的晶體管Tl基極電壓振蕩以及得到最優(yōu)基極電壓振蕩的
從晶體管Tl基極看到的低的源阻抗Zs。
其他的典型設(shè)計(jì)包括到圖17的電路的擴(kuò)展，本領(lǐng)域技術(shù)人員可容易地
想到這些設(shè)計(jì)。例如，圖騰柱驅(qū)動器晶體管T2與T3之前可以有其他的差
動電路(例如變換器或晶體管的差動放大器對)，該電路向T2與T3提供
適當(dāng)?shù)尿?qū)動信號而不改變基本功能。
盡管這里參照附圖介紹了典型實(shí)施例，將會明了，本發(fā)明不限于這些
典型實(shí)施例，在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，本領(lǐng)域技術(shù)人員可
想到多種其他的改變和修改。所有這些改變和修改包含在如所附權(quán)利要求
所限定的本發(fā)明的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1. 一種功率放大器電路，其包含有源開關(guān)器件，其包含BJT(雙極型結(jié)型晶體管)；以及輸入網(wǎng)絡(luò)，其被耦合到所述BJT的基極，以便驅(qū)動所述有源開關(guān)以得到開關(guān)型運(yùn)行，其中，所述輸入網(wǎng)絡(luò)提供從所述BJT基極看到的源阻抗ZS，其產(chǎn)生不對稱的基極電流和具有不超過大約400mVpp(毫伏峰峰值)的振蕩的基極電壓。
2. 根據(jù)權(quán)利要求l的功率放大器電路，其中，所述不對稱基極電流具 有大于正峰值電壓幅值的負(fù)峰值電壓幅值。
3. 才艮據(jù)權(quán)利要求1的功率放大器電路，其中，所述源阻抗Zs為大約 7歐姆到大約15歐姆。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l的功率放大器電路，其中，所述功率放大器電路是 使用硅鍺半導(dǎo)體制造工藝實(shí)現(xiàn)的。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l的功率放大器電路，其中，所述功率放大器電路為 E類功率^:大器。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1的功率放大器電路，其中，所述輸入網(wǎng)絡(luò)包含無源 阻抗變換網(wǎng)絡(luò)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6的功率放大器電路，其中，所述無源阻抗變換網(wǎng)絡(luò) 包含集成電路傳輸線。
8. 根據(jù)權(quán)利要求6的功率放大器電路，其中，所述功率放大器電路為 差動功率放大器電路。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1的功率放大器電路，其中，所述輸入網(wǎng)絡(luò)包含有源 驅(qū)動器級。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9的功率放大器電路，其中，所述有源驅(qū)動器級包 舍共射極前置放大器電路。
11. 根據(jù)權(quán)利要求9的功率放大器電路，其中，所述功率放大器電路為差動功率放大器。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11的功率放大器電路，其包含圖騰柱電路。
13. 才艮據(jù)權(quán)利要求1的功率放大器電路，其中，所述功率放大器以大 約10GHz或以上的基波頻率運(yùn)行。
14. 才艮據(jù)權(quán)利要求13的功率放大器電路，其中，所述功率放大器電路 在15%或更大的附加功率效率的情況下提供10dBm或更大的輸出功率。
15. —種用于對信號進(jìn)行放大的方法，其包含 向功率放大器電路的第一級輸入AC信號；以及 從所述第一級向第二級輸出AC信號，所述第二級包含以開關(guān)模式運(yùn)行的BJT (雙極型結(jié)型晶體管)；以及用輸出自所述第一級的所述AC信號驅(qū)動所述BJT，其中，所述驅(qū)動 包含將不對稱基極電流施加到所述BJT的基極端子，以便提供具有不超過 大約400mV卯(毫伏J^^值)的振蕩的基極電壓。
16. 才艮據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中，所述不對稱基極電流具有大于正 峰值電壓幅值的負(fù)峰值電壓幅值。
17. 根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中，所述驅(qū)動包含提供從所述BJT基極看到的源阻抗Zs，其產(chǎn)生所述不對稱驅(qū)動電流以;^極電壓。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17的方法，其中，所述源阻抗Zs為大約7歐姆到 大約15歐姆。
19. 根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其包含以E類運(yùn)行模式運(yùn)行所述BJT。
20. 根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其包含在所述第一級中對所輸入的AC 信號進(jìn)行放大并將放大后的AC信號輸出到所述第二級。
21. 根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其還包含對所述BJT的集電極節(jié)點(diǎn)上 產(chǎn)生的AC信號進(jìn)行濾波并將濾波后的信號從所述第二級輸出。
22. 根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其還包含，在10GHz或以上的基波頻 率下以開關(guān)模式運(yùn)行所述BJT。
23. 根據(jù)權(quán)利要求22的方法，其還包含從具有+10dBm輸出功率的輸 出功率的所述第二級輸出放大后的AC信號。
24. 根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中，將AC信號輸入到第一級包含將 AC信號輸入到差動輸入端子。
25. —種功率放大器電路，其包含 第一級，其包含共射極放大器；以及第二級，其被耦合到所述第一級的輸出，所述第二級包含以開關(guān)模式 運(yùn)行的BJT (雙極型結(jié)型晶體管)；其中，所述第一級向所述第二級輸出驅(qū)動信號，以便用不對稱基極電 流——該電流具有大于正J^值幅值的負(fù)峰值幅值——和基極電壓——該電 壓具有不超過400mVpp的電壓振蕩——驅(qū)動所述BJT。
26. 根據(jù)權(quán)利要求25的功率放大器電路，其中，所述第二級具有大約 7-15ft數(shù)量級的、從所述BJT基極看到的輸出阻抗Zs。
27. 根據(jù)權(quán)利要求25的功率放大器電路，其中，所述第一級包含阻抗 變換網(wǎng)絡(luò)。
28. 根據(jù)權(quán)利要求25的功率放大器電路，其中，所述功率放大器具有 10GHz或以上的基波運(yùn)行頻率。
29. 根據(jù)權(quán)利要求28的方法，其中，所述功率放大器電路在15%或 更大的PAE的情況下提供大約10dBm或更大的輸出功率。
全文摘要
提供了在毫米波頻率下將BJT(雙極型結(jié)型晶體管)用作有源開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)高效率開關(guān)型功率放大器的方法和電路。例如，功率放大器電路(100)包含有源開關(guān)器件，其包含BJT(雙極型結(jié)型晶體管)(T1)；耦合到BJT(T1)基極的輸入網(wǎng)絡(luò)(105)和(106)，其用于驅(qū)動有源開關(guān)器件，以便在毫米波頻率(例如60GHz)下獲得高效率開關(guān)型(例如E類)運(yùn)行。輸入網(wǎng)絡(luò)(105)、(106)可以為無源或有源驅(qū)動器網(wǎng)絡(luò)，其被設(shè)計(jì)為提供最優(yōu)驅(qū)動條件。例如，輸入網(wǎng)絡(luò)(105)、(106)被設(shè)計(jì)為呈現(xiàn)從有源開關(guān)器件(T1)基極看到的大約7歐姆到大約15歐姆范圍內(nèi)的實(shí)輸入阻抗。另一種最優(yōu)驅(qū)動包含包括設(shè)計(jì)為向有源開關(guān)器件(T1)基極提供不對稱驅(qū)動電流的輸入網(wǎng)絡(luò)(105)、(106)，其中，負(fù)的峰值基極電流超過正的峰值基極電流。另外，輸入網(wǎng)絡(luò)被設(shè)計(jì)為向有源開關(guān)器件(T1)提供不對稱驅(qū)動基極電流，使得基極電壓具有不超過400mVpp(毫伏峰峰值)的振蕩。
文檔編號H03F3/217GK101507109SQ200680016643
公開日2009年8月12日 申請日期2006年2月10日 優(yōu)先權(quán)日2005年5月18日
發(fā)明者A·V·伽西亞, B·A·弗洛伊德, S·K·雷諾茲, U·R·菲費(fèi)爾 申請人:國際商業(yè)機(jī)器公司