專利名稱：數(shù)字fm解調(diào)器體系結(jié)構(gòu)中的簡化解旋的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及根據(jù)權(quán)利要求1所述的FM解調(diào)器結(jié)構(gòu)，根據(jù)權(quán)利要 求9所述的用于角度調(diào)制信號的解調(diào)方法，根據(jù)權(quán)利要求11所述的接 收裝置和根據(jù)權(quán)利要求12所述的計算機(jī)程序產(chǎn)品。更具體而言，本發(fā)明涉及解調(diào)器結(jié)構(gòu)和方法，通過所述解調(diào)器結(jié) 構(gòu)和方法，當(dāng)在數(shù)字電路中實現(xiàn)解旋(de-rotation)時，可以簡化解旋 實現(xiàn)并需要較少的計算工作。
背景技術(shù)：
有許多不同的達(dá)到最新技術(shù)發(fā)展水平的FM解調(diào)器，它們在數(shù)字 處理(DSP)硬件或者時間離散信號處理硬件中實現(xiàn)。不同方式相互 比較的時候，每種都既有優(yōu)點(diǎn)又有缺點(diǎn)。但是由于存在很多關(guān)注于不 同方面的的不同應(yīng)用，所以這些體系結(jié)構(gòu)中的每一種都能夠找到其特 定的應(yīng)用。有一些很容易實現(xiàn)的低成本變體，但需要在后置濾波方面作較多 工作以抑制自生噪聲。如果為了保持整體成本低廉，限制后置濾波工 作，則噪音方面的性能很差。另一方面，有一些變體由于不會產(chǎn)生內(nèi) 部噪聲，可以獲得好的性能。這些解調(diào)系統(tǒng)大部分作為超外差接收器 工作，對接收信號執(zhí)行頻率轉(zhuǎn)換以得到中頻IF。這種頻率轉(zhuǎn)換可以在 從接收信號產(chǎn)生正交信號的同時被執(zhí)行，從而達(dá)到對鏡頻(mhror frequency)的抑制。于是，為了將正交中頻信號轉(zhuǎn)換到基帶，需要所 謂的"解旋"過程。通過解旋過程，使得中頻信號的頻譜在實際解調(diào) 前更接近0中頻(IF)。換句話說，解旋過程是將頻譜向左偏移中頻IF 的值，即將頻率偏移頻率值IF。在數(shù)字接收器中，這個解旋在必要的計算工作方面是昂貴的。圖1所示是一個現(xiàn)有技術(shù)的FM解調(diào)器體系結(jié)構(gòu)的例子，其作為FM接收器100的一部分，該FM接收器100包括天線110、接收器前 端部分120、和FM解調(diào)器部分130，其中天線110耦合到接收器前端 部件120，接收器前端部件120耦合到FM解調(diào)器部件130。這樣一個 FM接收器100既可以在離散的電路中實現(xiàn)也可以在集成的電路中實現(xiàn)。根據(jù)圖1中示出的現(xiàn)有技術(shù)的FM接收器100，F(xiàn)M接收器100是正交接收器。也就是，由天線iio接收到的信號會隨即分為兩個信道，一個是同相(I)信道(I信道I)，另一個是正交(Q)信道(Q信道 Q)。 I， Q信道各自包括位于混頻塊121中的混頻器單元，用于通過 與本地振蕩器的混合頻率LO混合，將接收信號向下頻率轉(zhuǎn)換至中頻 (IF),其中I.信道I、 Q信道Q使用的混合頻率有相互的ti/2即90° 的相移。在混頻塊121后面，信道信號在濾波塊123中帶通濾波，濾 波塊123包括相應(yīng)的低IF濾波單元。1信道I和Q信道Q中經(jīng)過低IF 濾波的信道信號隨后被輸入至FM解調(diào)器部件130。應(yīng)當(dāng)注意，復(fù)合的I、 Q信號可以被看成復(fù)信號。在FM解調(diào)器部分130中，信道信號的包絡(luò)被限幅塊131限制為 恒定的，限幅塊131包括信道I、 Q中每一個的相應(yīng)限幅器單元。限 幅塊131的后面是解旋塊133，包含每個信道中的例如由混頻器實現(xiàn) 的相應(yīng)的解旋單元。解旋是復(fù)正交信號(由I、 Q信道信號組成)與 所謂的復(fù)音(complex tone)相乘的過程。復(fù)音具有如等式(1)的數(shù) 學(xué)形式，并且也被稱為相量(phasor)。一 (1)如上所述，解旋的目的是沿頻率軸將中頻信號的頻譜偏移-fr。在 圖1的FM解調(diào)器體系結(jié)構(gòu)中，解旋被用來將I、 Q兩個信道的信號都 由低IF信號轉(zhuǎn)換成OIF，這使其更適合實際FM信號的解調(diào)。在解旋 塊133之后，有諧波濾波塊135，具有用來過濾在信道信號中由限幅 塊131產(chǎn)生的諧波的相應(yīng)的諧波濾波單元。后面將解釋在圖l的FM接收器100中的FM解調(diào)器的操作。圖2用略有不同的方式顯示圖1中的解調(diào)器部件130的框圖。與圖1不同的是，圖2只顯示了在低IF信道濾波器123之后的部分。但是，這 個部分與實際的FM解調(diào)過程有關(guān)。應(yīng)當(dāng)注意，直到坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計 算機(jī)(CORDIC)塊137或者237的相應(yīng)輸入為止，所有的信號都是 復(fù)值。CORDIC是移位加法的術(shù)語，用于計算廣闊范圍內(nèi)的，包括三 角、雙曲、線性和對數(shù)函數(shù)的函數(shù)。更多CORDIC的信息可以從Ray Andraka的"A survey of CORDIC algorithms for FPGA based computers", FPGA 1998， proceedings of the 1998 ACM/SIGDA Sixth International Symposium on Field Programmable Gate Array, Feb, 22 — 24， Monterey, CA獲得。在CORDIC塊137或237之后，信號路徑 為實數(shù)值。實際的FM解調(diào)由CORDIC塊137和后續(xù)微分器塊139完成。到 這里，注意力應(yīng)集中于在可能的最低采樣率下完成解調(diào)，以節(jié)約計算 資源和電力。根據(jù)眾所周知的香農(nóng)定理(Shannon's Theorem)的標(biāo)準(zhǔn) 闡述，為了避免失真，在以采樣頻率fs處理頻譜之前，感興趣的頻譜 應(yīng)該在-fs/2和+fs/2之間。也就是說，在CORDIC塊137中的I、 Q信 號的數(shù)字處理需要高的采樣頻率，這樣就需要高功耗的強(qiáng)大的數(shù)字信 號處理器?，F(xiàn)在參考圖2，更詳細(xì)的展示現(xiàn)有技術(shù)的FM接收器100如何完 成實際的頻率解調(diào)。由接收器前端部分120輸出的中頻信號IFin被限 幅塊231限幅，并作為限幅信號c輸入解旋塊233。解旋和濾波后的 低IF信號fd饋送至CORDIC塊237中，CORDIC塊237根據(jù)濾波后 的低IF信號fd發(fā)送時變相位信號cp。然后，時變相位信號cp由微分 器塊239進(jìn)行微分，從而將所攜帶的時變相位信息轉(zhuǎn)換為時變頻率信 息。最終，時變頻率信號co。ut作為輸出信號送出，解調(diào)過程完成。圖5展示了圖1中的FM接收器100的功能，頻譜A到D的序列 給出了被處理信號的頻譜視圖。頻譜的產(chǎn)生條件為系統(tǒng)采樣頻率 64MHz, IF頻率300kHz， FM頻偏土5kHz， 5kbit/s的NRZ數(shù)據(jù)調(diào)制 信號。因此，圖5的圖A展示的是限幅器塊131或231的輸入處的相 應(yīng)中頻頻譜。在圖B中，出現(xiàn)了限幅器塊131或231造成的中頻頻譜的諧波。在圖C中，頻譜分別位于解旋塊133或233的輸出處。頻譜已經(jīng)偏移至0IF。此外，在圖C中展示了諧波濾波器135或235各自需要的濾波特征F1。諧波濾波器135或235各自配置成只有包括邊帶(大約0Hz士15kHz)的OIF信號的基波才能通過，而IF信號的所有諧波(例如其中的第一個出現(xiàn)在土l， 2MHz處)都拒絕通過。圖5中的圖D顯示解旋過并且濾波過的IF信號，即基帶信號。下面簡要介紹解旋工作。首先，需要復(fù)振蕩器產(chǎn)生等式(1)的復(fù)音r(t)。由于振蕩器的輸出序列已經(jīng)預(yù)先知道，復(fù)振蕩器可以作為查找表實現(xiàn)，例如只讀存儲器(ROM)。然后，I、 Q信道信號分別與復(fù)音r(t)相乘。換句話說，根據(jù)等式(2)，執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法，需要4次實數(shù)乘法，l次實數(shù)加法，和l次實數(shù)減法。z' 'z2 =(x, +乂-少1)-02 +,_v2) = a一少,.少2'少2 ,) (2)雖然由于復(fù)信號的實部和虛部被保持在兩個分離的信道中這一事 實(也就是實部在I信道中，虛部在Q信道中)，所以不需要實現(xiàn)與 虛部單位j的相乘和實部與虛部的相加，但是計算量仍然很大，在考 慮到通常使用的高采樣頻率的情況下尤為如此。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的一個目的是，提供改進(jìn)的解調(diào)器結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的解調(diào)方法， 特別是用于角度調(diào)制信號，其至少部分使用數(shù)字信號處理，而且其中 解旋和/或解調(diào)的計算工作量與現(xiàn)有技術(shù)相比有所降低。本發(fā)明的另一個目的是提供改進(jìn)的解調(diào)器結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的解調(diào)方 法，特別是用于角度調(diào)制信號，其至少部分使用數(shù)字信號處理，而且 FM解調(diào)所需的采樣率有大幅度下降。至少一個目的是通過根據(jù)權(quán)利要求1構(gòu)造的用于角度調(diào)制信號的 解調(diào)器實現(xiàn)的。因此，角度調(diào)制信號的解調(diào)器包括解調(diào)輸入中間角度 調(diào)制信號的裝置，解旋所述中間角度調(diào)制信號的裝置，其中所述解旋 裝置置于所述的解調(diào)裝置后面，并被配置以使得解旋包括加法或減法 操作。因此，至少一個目的是通過根據(jù)權(quán)利要求9的解調(diào)方法，尤其是對角度調(diào)制信號的解調(diào)，來實現(xiàn)的。因此，解調(diào)中間角度調(diào)制信號的方法至少包括以下幾個步驟-將所述中間角度調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為瞬時的相位信號； -將所述的瞬時相位信號微分，以得到瞬時的頻率信號；通過減去與所述中間角度調(diào)制信號的中心頻率相對應(yīng)的值來解旋所述瞬時頻率信號。此外，至少一個目的是通過根據(jù)權(quán)利要求11的接收裝置實現(xiàn)的。 因此，根據(jù)本發(fā)明，接收頻率調(diào)制信號的FM接收器至少部分在數(shù)字 電路中實現(xiàn)，并且包括用于角度調(diào)制信號的解調(diào)器。而且,至少一個目的是通過根據(jù)權(quán)利要求12的計算機(jī)程序產(chǎn)品實 現(xiàn)的。計算機(jī)程序產(chǎn)品包括可以被數(shù)字計算機(jī)讀取的代碼裝置，其中 所述的代碼裝置被編碼為當(dāng)在所述數(shù)字計算機(jī)上運(yùn)行時，所述計算機(jī) 被配置成執(zhí)行依據(jù)本發(fā)明的解調(diào)角度調(diào)制信號的方法。本發(fā)明的大體思路包含兩個基本方面。第一個方面，解旋的必要 計算根據(jù)信號路徑偏移和相應(yīng)地改變，從而可以以小得多的計算工作 量實現(xiàn)解旋。然而可以與現(xiàn)有技術(shù)得到相同的結(jié)果。換句話說，根據(jù) 本發(fā)明，所有現(xiàn)有技術(shù)的計算工作都被簡單的實數(shù)減法替代。第二個 方面與更精確實現(xiàn)香農(nóng)定理有關(guān)，它在很大程度上節(jié)省了加法計算資 源。


參考下面對本發(fā)明實施例的詳細(xì)描述和附圖可獲得對本發(fā)明的更完整理解。注意，附圖標(biāo)記包括3個數(shù)字，最高位數(shù)字被用來指示相應(yīng)的附圖，例如微分器139在圖1中示出。 圖1是現(xiàn)有技術(shù)的FM解調(diào)器結(jié)構(gòu)圖； 圖2是現(xiàn)有技術(shù)的FM解調(diào)器部分的示意性框圖； 圖3是根據(jù)本發(fā)明的FM解調(diào)器部分的第一改進(jìn)結(jié)構(gòu)的示意性框圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的FM解調(diào)器的優(yōu)選結(jié)構(gòu)的示意性框圖； 圖5是圖1的FM解調(diào)器中的某些位置的頻譜示意圖；以及圖6是根據(jù)本發(fā)明的圖4的FM解調(diào)器中的某些位置的頻譜示意圖。
具體實施方式
根據(jù)發(fā)明的優(yōu)選實施例，本發(fā)明的方法可以通過數(shù)字電路方式實現(xiàn)，優(yōu)選地通過DSP硬件實現(xiàn)。因為發(fā)明可以被修改為不同的改進(jìn)形式和替換形式，本發(fā)明的細(xì)節(jié)在附圖中以示例的形式示出，并且被詳細(xì)描述。但是應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明不應(yīng)該局限于所描述的特定實施例。具體來說，雖然本發(fā)明是參考其中實現(xiàn)了根據(jù)本發(fā)明的解旋的某個FM解調(diào)器電路來描述的，但是，當(dāng)然，所提出的解旋原理可以用在提供相同優(yōu)點(diǎn)的多個解調(diào)器電路中。與實際的FM解調(diào)中的降低的采樣率有關(guān)的特征也是如此。因此，本發(fā)明要覆蓋所有的修改、等同物和可替換物，它們都落在所附權(quán)利要求限定的本發(fā)明的范圍內(nèi)。而且需要注意的是在整個說明書中不同地方出現(xiàn)的短語"在一個實施例中"或"在實施例中"可能不一定都指的是同一個實施例。此外，具體特征和結(jié)構(gòu)或者特性可能以任何可能適合的方式與一個或多個實施例結(jié) 合。根據(jù)本發(fā)明的第一方面，諧波濾波與現(xiàn)有技術(shù)作法不同。有益地， 通過將諧波濾波器移動到更接近限幅器輸出處來簡化解調(diào)器。更精確 地說，諧波濾波器不是簡單的移動。相反，其被替換為一個不同的諧 波濾波器，當(dāng)其被直接置于限幅器之后時，完成類似的工作。根據(jù)本 發(fā)明的第一實施例所得到的框圖如圖3所示，根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施 例所得到的框圖如圖4所示。原諧波濾波器135或235，和新諧波濾波器335或435都分別是 低通的。它們的任務(wù)都是只通過限幅器輸出頻譜的主要分量，也就是 主波瓣。通過使諧波濾波器335或435都分別位于系統(tǒng)中的更好的位 置，根據(jù)本發(fā)明，解旋過程可以顯著地簡化。為解釋本發(fā)明，下面將 示出，圖2到4的框圖在數(shù)學(xué)上是等同的。也就是，本發(fā)明的解調(diào)器 結(jié)構(gòu)可以獲得相同的結(jié)果，但本發(fā)明的解調(diào)器結(jié)構(gòu)在需要的計算和實 現(xiàn)方面需要更少的工作。在圖3中，根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，已濾波的IF信號fi被直接饋送到到CORDIC塊337， CORDIC塊337發(fā)送濾波后的IF信號fi 的瞬時相位信號cpr作為輸出。值得注意的是cpr與cp攜帶了相同的(調(diào) 制)信息。cpr與cp之間僅有的不同是cpr上添加了一個項(2兀*t)。 由于這個項是確定的，即預(yù)知的，所以它不攜帶任何附加信息。因此 通過將瞬時相位信號cpr簡單地減去值(27ffIF*t)或者加上值(一 2;r'fIF*t)，就可以推導(dǎo)出時變相位信號cp。下面看圖4，展示了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的FM解調(diào)器部分 430的結(jié)構(gòu)。為了簡明起見，只解釋與圖3的結(jié)構(gòu)不同的部分。在圖4 中，瞬時相位信號cpr被直接饋送到微分器塊439，微分器塊439輸出 IF信號的瞬時角頻率cor?，F(xiàn)在，可以簡單地減去中心IF頻率，也就 是值(27i*fIF)，以得到純調(diào)制頻率co。ut作為輸出。CORDIC塊437與 微分器塊439 —起形成用于對中間角度調(diào)制信號進(jìn)行解調(diào)的實際裝 置，其可以是由適當(dāng)?shù)木幊藾SP實現(xiàn)的解調(diào)處理器436。當(dāng)然，解旋 塊也可以在該解調(diào)處理器436中實現(xiàn)。所以，整個解旋過程原來包括產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)復(fù)相量和復(fù)數(shù)乘法，但根據(jù)本發(fā)明已經(jīng)簡化至單個實數(shù)減法。 現(xiàn)在參考圖6，頻譜序列圖示了本發(fā)明的FM解調(diào)器操作。需要注意的是，下面使用某些規(guī)范值而進(jìn)行的討論只是為了更好理解本發(fā) 明而不是做任何限制。因此，本發(fā)明以不同的規(guī)范來實現(xiàn)。具體來說， 圖6給出了根據(jù)本發(fā)明的圖4修改后的圖1的系統(tǒng)中的信號的頻譜圖， 其中圖1中的部分130替換為圖4中的部分430，并且在圖4中，只 描述了幾個功能塊的位置。假設(shè)，處理與參考上面的圖5討論的相同 的輸入，也就是采樣頻率64MHz， IF頻率300kHz， FM頻率偏移土 5kHz， 5kbit/s的NRZ數(shù)據(jù)調(diào)制信號。相應(yīng)的，圖6中的圖A顯示了限幅塊431的輸入處的中頻頻譜。 圖B中，存在由限幅塊431產(chǎn)生的中頻頻譜的諧波。而且描述了諧波 濾波器435的所需的濾波特性，即只通過包括邊帶(約為300kHz土 15kHz)的IF信號的基波，而濾除IF信號的所有諧波，例如其中的第 一個在一900kHz處出現(xiàn)。根據(jù)對比，在根據(jù)圖1和圖2中現(xiàn)有技術(shù)的 FM接收器100中，對諧波濾波器135和235的要求分別是通過基帶信號，也就是兩個邊帶大約是土15kHz，以及濾除所有解旋的IF諧波， 最近的諧波出現(xiàn)在土1.2MHz處(參考圖5中圖B)。圖6的圖C展示 了濾波后的IF信號，圖D是解旋信號。如果實現(xiàn)諧波濾波器335或 435的工作量分別比構(gòu)建原諧波濾波器135或者235高得多，則所建 議的解調(diào)器和相應(yīng)的解調(diào)方法的優(yōu)點(diǎn)就被(部分地)抵消了。因此， 下面的討論將比較實現(xiàn)諧波濾波器135和235的工作量與實現(xiàn)335或 435的工作量。原濾波器135和235的階數(shù)可能相對較低。在上述介紹部分討論 的例子中，使用了 5階Butterworth低通濾波器。但是，由于濾波器 135和235的100kHz的截止頻率分別比諧波濾波器335或者435的 400kHz的截止頻率低，所以濾波器135和235分別需要更精細(xì)的分辨 率，也就是在數(shù)字實現(xiàn)中需要更多位。在這個連接中，值得注意的是， 采樣頻率和截止頻率之間的比越大，在濾波器實現(xiàn)中如果要達(dá)到相同 的整體精度(也就是噪聲抑制)所需要的分辨率越高。在本發(fā)明的FM 解調(diào)器中使用的諧波濾波器335或435需要較高一些的階數(shù)，也就是 在數(shù)字實現(xiàn)中需要更多濾波器抽頭和更多寄存器。例如，在當(dāng)前例子 中，使用8階Butterworth低通濾波器。但是，由于截止頻率分別比諧 波濾波器135和235的截止頻率大，所以諧波濾波器335或435的每 個寄存器需要更少的位。因此，兩種濾波器的實現(xiàn)難度大體相似。但是，分別在解旋塊333或者433之前進(jìn)行濾波，有額外的好處。 因為諧波濾波器335或435分別在解旋塊333或433前去除所有IF諧 波，所以解旋過程可以用低得多的采樣率執(zhí)行。 一個明顯的猜測就是 采樣頻率將是IF信號的上頻帶邊緣的二倍多一點(diǎn)，也就是700kHz。 但是，通過更仔細(xì)的對香農(nóng)定理進(jìn)行計算，可以發(fā)現(xiàn)采樣頻率還可以 更低，例如60kHz，但并不違反香農(nóng)定理。下面將有更詳細(xì)的解釋。首先，當(dāng)考慮在頻譜域中對模擬信號進(jìn)行等距采樣的過程時，通 過以周期fs (即采樣率)重復(fù)原始模擬頻譜而構(gòu)成采樣信號的頻譜。 因此采樣信號頻譜中的每個頻率都可以看作模(modulo) fs。因此，香農(nóng)定理規(guī)定，當(dāng)且僅當(dāng)采樣頻率被選擇以使得在采樣信 號的周期性頻譜中兩個圖像不重疊(稱為混疊)時，可以恢復(fù)原始模擬信號。如果模擬信號是實數(shù)值基帶信號，取值從(接近)0HZ到最 大頻率fmax，則定理可以簡化為，采樣頻率應(yīng)取大于fn^的2倍。但是，濾波后的IF信號fi (圖3和4)(圖6的下部圖中顯示了 其頻譜)，既不是實數(shù)值信號，也不是基帶信號。它是以fe附近的頻率為中心的復(fù)信號，并有來自于FM調(diào)制的帶寬，也就是由頻偏和調(diào) 制指數(shù)(modulation index)確定的。根據(jù)本發(fā)明的第二部分，采樣率 fs可以幾乎和信號的頻帶一樣小。下面例子里面，這個數(shù)是30kHz左 右，這是有益的，因為它遠(yuǎn)小于輸入IFin處的采樣頻率(在該例中為 64MHz)。這樣，準(zhǔn)確的采樣頻率依賴于感興趣的信號的實際帶寬的 定義。反過來說，采樣頻率依賴于IF信號的哪部分可以被忽略。下面的數(shù)學(xué)推導(dǎo)顯示了依據(jù)本發(fā)明的第二方面的欠采樣可以很好 地與模算法共同使用。首先，頻率的概念是在時間離散FM解調(diào)器的 上下文中討論的。值得注意的是，在特定的采樣時刻考慮頻率是沒有 意義的。而考慮相應(yīng)的最后的采樣間隔期間的信號的平均頻率是有意義的。為在每個采樣間隔只處理一次信息，每個采樣間隔的平均頻率 被分配給其結(jié)束時刻。如下等式(3)定義了平均頻率<formula>formula see original document page 12</formula>^是特定采樣間隔的平均角頻率；n 是該間隔的采樣編號(index);Ts 是采樣間隔長度；9(nTs)是在采樣間隔的尾部的信號的相位； cp((n-1) Ts)是在采樣間隔的起始的信號的相位。此外，瞬時調(diào)制頻率(間隔平均值)用符號^表示，調(diào)制瞬時相 位用符號^表示。^與,韻關(guān)系如等式(4)所示<formula>formula see original document page 13</formula>(4)明顯的是，調(diào)制造成的頻率改變小于釆樣頻率；否則，調(diào)制的IF 信號的帶寬將大于采樣頻率，違背了香農(nóng)定理。如關(guān)系(5):wto S(wm (5) 其中W。是調(diào)制頻率范圍的下限； 0)8是角采樣頻率；以及 "。+^是調(diào)制頻率范圍的上限。如圖3， 4所示，濾波后的IF信號fi (t)是調(diào)制信號的瞬時頻率 ^和IF中心頻率f^的組合，或者如果fm和fe分別乘以2兀，則對應(yīng)于wm禾口WIF。W=Wm+wif(6)由于信號的瞬時相位是角頻率的積分，得出等式(7)。(7)從時間連續(xù)等式(7)可以看出，IF中心頻率在相位中僅是附加 的斜坡(ramp)。在時間離散的系統(tǒng)中，這也是正確的，導(dǎo)出等式(8)。<formula>formula see original document page 13</formula> (8)下面介紹模算法?；旧?，相位是以2tc為周期不確定的。這對 于復(fù)指數(shù)的輻角(argument)的虛部成立，對于CORDIC塊337或者437的輸出也成立。此屬性可表示為等式(9)。p = p + m 2丌(mod 2;r) ( 9 )其中，m是任意整數(shù)。在時間離散系統(tǒng)中，還有如下含義。 p(w. T[.) = p(w rj + m, 2;r1(".rj + A;-^^2;r(mod 2;r) (10)p(w《)=p(w.r》+A>/t .2兀=p("T、)+ "," : ;(mod 2;r) (11) 其中，k是另一個任意整數(shù)。根據(jù)等式(11)，任意斜坡"'^'0可以被加入信號相位不用注意 任何區(qū)別。但是，增加這樣的相位斜坡意味著信號頻率改變(^0^。 這與上面的發(fā)現(xiàn)完全相符，即，時間離散信號的頻譜可以理解為以周期COs為周期?，F(xiàn)在可以將等式(11)和等式(8)放在一起，從而組合調(diào)制、IF 頻率和采樣頻率，得到等式(12)。= pm(w.r》+ .w.S + .n.T^ (mod2;r) (12)現(xiàn)在，由等式(12)可以計算出每個采樣間隔的平均頻率，其可 被代入等式(3)，簡化得到等式(13)。S(".7;)J"(".。 — "("-D.。+av化化(m—)^ (13)需要注意的是，因為被除以采樣間隔時間Ts，等式(13)的模數(shù) 已經(jīng)改變。最后，替代每個采樣間隔的平均調(diào)制頻率符號，得出等式(14)。w(".D = wm(w.7^) + ￡y,F+A， (modc^) (14)現(xiàn)在，可以看出根據(jù)用于將信號解旋至OIF的發(fā)明，有益地，從 該結(jié)果減去IF頻率是必要的，如等式(15)所示。="m (w, 71》+ — + A: ， (mod 0》=(n. ) + A: ， (mod) (15)現(xiàn)在，如果輸出受限于初始定義間隔，整數(shù)k就變成0，最終結(jié) 果可由等式(16)表達(dá)。氣S < W,。 +化.^r"("'r、.) 二 ￡ymo .rA.)+o. ^ = a^(/ 'r、) (16)這樣，解調(diào)過程得到明確的調(diào)制信號。在發(fā)明的一個實際實現(xiàn)中，CORDIC塊337或者437的輸出分別 為N比特寬，輸出值范圍從0到2W—1，直接對應(yīng)于范圍0《？<21。 需要注意的是，最終可能包含一個偏移量。當(dāng)這樣做的時候，相位包 裹(wrapping)直接對應(yīng)于輸出整數(shù)范圍的包裹。而且，等式3計算 每個間隔的平均頻率，在實現(xiàn)中忽略了Ts。因此只需執(zhí)行連續(xù)相位值 相對于彼此進(jìn)行的減法。在所述減法中沒有為再次達(dá)到包裹模2兀加 上進(jìn)位。應(yīng)當(dāng)注意，因子Ts被丟棄。因此，減掉了解旋(^~)，也 刪掉同樣數(shù)目的比特。最后也是重要的是，為了將結(jié)果二進(jìn)制數(shù)理解 為調(diào)制頻率，二進(jìn)制數(shù)被乘以(,/2、。本發(fā)明公開了 FM信號的數(shù)字接收器，具體來說，公開了新的解 調(diào)器結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的解調(diào)方法，根據(jù)本發(fā)明的第一方面，通過本發(fā)明，通常復(fù)雜的解旋過程可以簡化至簡單的加法/減法。根據(jù)本發(fā)明的第二方面，處理解調(diào)器信號所必需的采樣頻率的要求顯著降低，具體來說降低到小于IF信號的上頻帶邊緣的二倍的值。最后但是最重要的是，當(dāng)在包括權(quán)利要求書的說明書中使用術(shù)語"包含"時，意在說明所陳述的特征、裝置、步驟或者組件的存在， 不排除其中其他一個或者多個特征、裝置、步驟、組件或者它們的組合的存在或附加。而且在權(quán)利要求中的元件前的修飾詞語"一個"，不 排除多個此元件的存在。此外，任何參考符號不限定權(quán)利要求的范圍。 還需要注意的是，耦合的意思是在被耦合的元件間存在電流通路，而 不意味著那些元件將直接相連。
權(quán)利要求
1.一種用于角度調(diào)制信號的解調(diào)器，包括用于對輸入中間角度調(diào)制信號進(jìn)行解調(diào)的裝置，以及用于對所述中間角度調(diào)制信號進(jìn)行解旋的裝置，其中所述用于解旋的裝置置于解調(diào)裝置之后并且被配置以使得解旋包括加法或者減法操作。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1的解調(diào)器，還包括諧波信號濾波器，用于過 濾要被解調(diào)的所述輸入中間角度調(diào)制信號的諧波，其中所述諧波信號 濾波器置于所述解調(diào)裝置之前。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2的解調(diào)器，還包括信號限幅裝置，置于所述 諧波信號濾波器之前，所述諧波信號濾波器配置為去除所述信號限幅 裝置引起的中間解調(diào)信號的所有諧波。
4. 根據(jù)權(quán)利要求l一3之一的解調(diào)器，其中所述用于解旋的裝置包括常數(shù)值的減法或者加法，所述常數(shù)值與濾波后的中間解調(diào)信號的 中心頻率相對應(yīng)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求l一4之一的解調(diào)器，其中至少所述解調(diào)裝置和所述用于解旋的裝置作為時間離散系統(tǒng)而實現(xiàn)，其中，用于對所述中 間角度調(diào)制信號進(jìn)行采樣的采樣頻率與所述濾波后的中間解調(diào)信號的 雙側(cè)帶寬本質(zhì)上相對應(yīng)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5的解調(diào)器，其中采樣頻率比濾波后的中間解調(diào)信號的中心頻率小。
7. 根據(jù)權(quán)利要求5或6的解調(diào)器，其中所述解旋裝置的所述減法 或者加法是通過針對所述采樣頻率進(jìn)行模運(yùn)算來執(zhí)行的。
8. 根據(jù)權(quán)利要求5 — 7之一的解調(diào)器，其中所述解調(diào)裝置包括坐 標(biāo)數(shù)字計算機(jī)(CORDIC)和微分器。
9. 一種用于對中間角度調(diào)制信號進(jìn)行解調(diào)的方法，包括至少如下 步驟一將所述中間角度調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為瞬時相位信號；一微分所述瞬時相位信號，以得到瞬時頻率信號；以及一通過減去與所述中間角度調(diào)制信號的中心頻率相對應(yīng)的值，對 所述瞬時角頻率信號進(jìn)行解旋。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9的方法，還包括對所述中間角度調(diào)制信號進(jìn) 行濾波以便去除所述中間角度調(diào)制信號的所有高次諧波的步驟。
11. 一種FM接收器，用于接收頻率調(diào)制信號，所述FM接收器 至少部分在數(shù)字電路中實現(xiàn)，并且包括根據(jù)權(quán)利要求1 —8之一的解調(diào) 器。
12. —種計算機(jī)程序產(chǎn)品，包括數(shù)字計算機(jī)可讀的代碼裝置，其 中所述代碼裝置被編碼為使得當(dāng)在所述數(shù)字計算機(jī)上運(yùn)行時，所述計 算機(jī)被配置來執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求9一10之一的對角度調(diào)制信號進(jìn)行解 調(diào)的方法。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于FM信號的數(shù)字接收器，具體來說，是一種新的解調(diào)器結(jié)構(gòu)和解調(diào)方法，根據(jù)發(fā)明的第一方面，通過這種方式，通常的復(fù)雜的解旋過程可簡化為簡單的加法/減法。根據(jù)發(fā)明的第二方面，對處理解調(diào)器信號所需的采樣頻率的要求顯著降低了。
文檔編號H03D3/00GK101253681SQ200680031907
公開日2008年8月27日 申請日期2006年7月3日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月4日
發(fā)明者西格弗里德·H·阿諾德 申請人:Nxp股份有限公司