專利名稱：Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明的一方面涉及響應于模擬輸入信號而提供數(shù)字輸出采樣流 (stream of digital output samples )的Sigma Delta型禾莫數(shù)轉(zhuǎn)換器。例如， 模數(shù)轉(zhuǎn)換器可以形成為包括其它功能元件的集成電路的一部分。本發(fā)明 的其他方面涉及接收器、控制模數(shù)轉(zhuǎn)換器的方法、以及用于包括模數(shù)轉(zhuǎn) 換器的接收器的計算機程序產(chǎn)品。
背景技術：
L丄Breems所著的教科書"Continuous-Time Sigma-Delta Modulation for IF A/D Conversion in Radio Receivers" (ISBN)涉及Sigma Delta型模 數(shù)轉(zhuǎn)換器?；旧?，Sigma-Ddta調(diào)制器由環(huán)路濾波器、低分辨率量化器 和反饋環(huán)路構成，環(huán)路濾波器執(zhí)行噪聲整形，低分辨率量化器過采樣。環(huán) 路濾波器可以是低通或帶通濾波器。 一階低通濾波器是離散時域中的累 加器或連續(xù)時域中的積分器。采用更高階Sigma Delta調(diào)制器實現(xiàn)更高效 的噪聲整形，高階Sigma Delta調(diào)制器具有更多的累加器/積分器級。通 過Sigma Delta調(diào)制器之后的抽取濾波器過濾掉高頻量化噪聲。發(fā)明內(nèi)容根據(jù)本發(fā)明的一方面，響應于模擬輸入信號而提供數(shù)字輸出采樣流 的Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器具有以下特征。所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括具有死 區(qū)的量化器。所述量化器在接收幅度處于死區(qū)的輸入信號時提供具有中 性值的數(shù)字輸出采樣。在所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)的反饋路徑僅僅響應于具有 與中性值不同的值的數(shù)字輸出采樣而提供反饋動作。本發(fā)明考慮到以下方面。Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器利用時鐘信號形 成響應于模擬輸入信號的數(shù)字輸出采樣流。實際上，在所述時鐘信號中 存在抖動。抖動是時間不精確的一種形式。在固定時間格(time grid)4上沒有準確產(chǎn)生時鐘信號的上升沿和下降沿。邊沿以隨機方式可能比要 求的略微早或遲一點發(fā)生。這個原因?qū)е略跀?shù)字輸出采樣流中出現(xiàn)隨機 誤差。也即，時鐘信號中的抖動將導致在輸出信號中的噪聲。時鐘抖動 惡化了信噪比。依照本發(fā)明的上述方面，Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括具有死區(qū)的 量化器。所述量化器在接收幅度處于死區(qū)的輸入信號時提供具有中性值 的數(shù)字輸出采樣。在所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)的反饋路徑僅僅響應于具有與中 性值不同的值的數(shù)字輸出采樣而提供反饋動作。也即，對具有中性值的 數(shù)字輸出采樣沒有反饋動作。由于死區(qū)，在時鐘信號中將產(chǎn)生時鐘周期，每一個時鐘周期包括不 會導致任何反饋動作的上升沿和下降沿。在時鐘信號中僅僅某一比例的 時鐘周期將導致反饋動作。符合具有中性值的數(shù)字輸出采樣的時鐘周期 的邊沿不會導致任何反饋動作。這防止這些邊沿引入隨機誤差，以及因 此防止在數(shù)字輸出信號流中引入噪聲。結果，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器對時鐘抖 動相對不敏感。基于這些原因，本發(fā)明允許相對較好的信噪比。下列方面進一步貢獻于相對較好的信噪比。所述中性值構成額外的 量化電平。量化電平的數(shù)量(number)越大，對于給定的過采樣系數(shù)可 實現(xiàn)的信噪比就越高。例如，假定依據(jù)本發(fā)明的模數(shù)轉(zhuǎn)換器提供三級數(shù) 字輸出采樣，該三級數(shù)字輸出采樣可以具有值"+l"、 "-l"或"0"。僅僅是 中性值"0"的存在，就允許相對于提供二進制輸出采樣的常規(guī)的Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器信噪比改進了大概5.2分貝(dB)，該二進制輸出采樣中只存在兩個不同的值。本發(fā)明的另一優(yōu)點涉及下列方面。具有相對低度抖動的時鐘信號要 求仔細設計，尤其是在集成電路實現(xiàn)中。要求的抖動的程度越低，設計 就越復雜，并且因此設計成本也越昂貴。并且，要求的抖動的程度越低， 時鐘電路消耗的功率越大，并且這些電路也越龐大。如上文解釋的那樣， 本發(fā)明允許SigmaDdta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器對時鐘信號中的抖動相對不敏感。 因此，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器接收的時鐘信號可以具有與常規(guī)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器相 比更高的抖動程度。這就減輕了設計工作，減少了功率消耗，并允許采 用在集成電路實現(xiàn)中需要占用更少的芯片面積的更小的時鐘電路。由于那些原因，本發(fā)明可實現(xiàn)成本效率和功率效率。下列方面進一步貢獻于成本效率。Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器通常包 括噪聲整形濾波器。所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信噪比取決于所述噪聲整形濾波 器。通常表現(xiàn)為噪聲整形濾波器的階數(shù)越高，信噪比就越好。上文解釋 了僅僅存在所述中性值就允許改進信噪比。因此，依據(jù)本發(fā)明的模數(shù)轉(zhuǎn) 換器可為所要求的信噪比提供比常規(guī)模數(shù)轉(zhuǎn)換器更低階的噪聲整形濾波 器。所述噪聲整形濾波器的階數(shù)越低，其復雜程度越低，并且因此噪聲 整形濾波器的成本就越少。結合附圖，在下文中將更詳細地闡述本發(fā)明的這些和其它方面。


圖1為示意說明移動電話的框圖。圖2示意說明形成所述移動電話一部分的接收電路的框圖。圖3示意說明形成所述接收電路一部分的模數(shù)轉(zhuǎn)換器的框圖。圖4示意說明形成所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器一部分的量化器的輸入輸出特性。圖5為示意說明模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的各種信號的合成圖。圖6示意說明所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信噪比曲線。圖7示意說明最佳死區(qū)曲線。圖8為示意說明所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器的量化器的框圖。圖9示意說明所述量化器提供的量化特征。圖10為示意說明形成所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器一部分的數(shù)模轉(zhuǎn)換器和加法 電路的詳細情況的框圖。圖11為示意說明所述譯碼器的詳細情況的電路圖。
具體實施方式
圖1示意說明了移動電話CPH。移動電話CPH包括接收電路RXC、 處理與控制電路PCC和人機接口設備HID。移動電話CPH還包括圖1 中未示出的發(fā)射電路。接收電路RXC和發(fā)射電路可以共享各種部件。 處理與控制電路PCC可以包括被適當編程的各種不同的處理器。人機接口設備HID典型地包括小揚聲器、小麥克風、顯示設備和用于撥號的數(shù) 字鍵盤。移動電話CPH基本上按下述方式工作。接收電路RXC通過天線接 收射頻譜(radiofr叫uency spectrum) RF。接收電路RXC從特定通信信 道獲得射頻譜RF中的數(shù)據(jù)信號DS。數(shù)據(jù)信號DS可以包括來自主叫方 的數(shù)據(jù)或來自基站或另一移動電話網(wǎng)絡實體的數(shù)據(jù)，或這種數(shù)據(jù)的任何 組合。處理與控制電路PCC處理數(shù)據(jù)信號DS以便獲得一個或更多人機 接口輸入信號HID。例如，人機接口輸入信號HI可以是用于人機接口 設備HID之一的小揚聲器的音頻信號。例如，處理與控制電路PCC將 控制信號CS施加到接收電路RXC以便從一個通信信道轉(zhuǎn)換到另一通信 信道。圖2示意說明接收電路RXC。接收電路RXC包括前端電路FEC、 兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2、兩個抽取濾波器DCF1、 DCF2以及正 交信號處理電路QSP。上述元件形成信號處理路徑，該信號處理路徑從 射頻譜RF中獲得數(shù)據(jù)信號DS，接收電路RXC從天線中接收該射頻譜 RF。前端電路FEC是所謂的直接轉(zhuǎn)換型。兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2 是所謂的Sigma Delta型。例如，正交信號處理電路QSP可以是適當編 程的數(shù)字信號處理器的形式。接收電路RXC還包括時鐘頻率電路CFC。接收電路RXC基本上按下述方式工作。前端電路FEC伴隨著放大 和濾波執(zhí)行頻率轉(zhuǎn)換。前端電路FEC移動射頻譜RF以便從中獲得數(shù)據(jù) 信號DS的特定通信信道基本上居中在低中頻或者甚至"零"頻率上。前 端電路FEC提供模擬同相信號IA和模擬正交信號QA。這些信號構成 了從中獲得數(shù)據(jù)信號DS的特定通信信道的低中頻表示，或者甚至零頻 率表不。兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2分別將模擬同相信號IA和模擬正交 信號QA轉(zhuǎn)換為數(shù)字同相信號ID和數(shù)字正交信號QD。數(shù)字同相信號ID 和數(shù)字正交信號QD為三級信號。因此，這些信號采樣只可能具有在三 個可能值的范圍內(nèi)的值。兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2從時鐘頻率電 路CFC接收高頻時鐘信號CFH。因此，數(shù)字同相信號ID和數(shù)字正交信 號QD具有相對高的采樣率。兩個抽取濾波器DCF1、 DCF2實現(xiàn)采樣率降低，包括串行-并行變 換。抽取濾波器DCF1將數(shù)字同相信號ID中的一系列連續(xù)采樣轉(zhuǎn)換為單 一N比特同相采樣。N為比2大的整數(shù)。例如，N可以等于16，即對應 于256個可能不同的值。因此，抽取濾波器DCF1提供N比特同相信號 IDF，該信號IDF是由相應的串行-并行變換產(chǎn)生的N比特同相采樣流。 N比特同相信號IDF具有相對低的采樣率。類似地，抽取濾波器DCF2 將數(shù)字正交信號QD中的一系列連續(xù)采樣轉(zhuǎn)換為單一 N比特正交采樣。 因此，抽取濾波器DCF2提供具有相對低的采樣率的N比特正交信號 QDF。兩個抽取濾波器DCF1、 DCF2具有濾波功能。由模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1 提供的數(shù)字同相信號ID包括相對很高頻率的噪聲。這對Sigma Delta型 模數(shù)轉(zhuǎn)換器來說是典型的。高頻噪聲位于感興趣的頻帶的外部，包括從 中獲得數(shù)據(jù)信號DS的特定通信信道的零頻率表示。抽取濾波器DCF1 相對較大程度地衰減高頻噪聲。同樣地應用在抽取濾波器DCF2上，該 抽取濾波器DCF2衰減了在由模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2提供的數(shù)字正交信號 QD中的高頻噪聲。因此，N比特同相信號IDF和N比特正交信號QDF 構成從中獲得數(shù)據(jù)信號DS的特定通信信道的低噪聲數(shù)字零頻率表示。在數(shù)字同相信號ID和數(shù)字正交信號QD構成感興趣的通信信道的 低中頻表示的情況下，兩個抽取濾波器DCF1、 DCF2可能還具有解旋功 能(de-rotation function)。在這種情況下，數(shù)字同相信號ID和數(shù)字正交 信號QD包括低中頻載波，該載波可看作旋轉(zhuǎn)向量。解旋功能將上述載 波移動至零頻率，去除相應的旋轉(zhuǎn)向量。因此，N比特同相信號IDF和 N比特正交信號QDF將構成感興趣的通信信道的零頻率表示。模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1和抽取濾波器DCF1形成功能上相當于N比特模 數(shù)轉(zhuǎn)換器的組合，直接將模擬同相信號IA轉(zhuǎn)換為N比特同相信號IDF。 類似地，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2和抽取濾波器DCF2形成功能上相當于N比 特模數(shù)轉(zhuǎn)換器的組合，直接將模擬正交信號QA轉(zhuǎn)換為N比特正交信號 QDF。正交信號處理電路QSP從N比特同相信號IDF和N比特正交信號 QDF中獲得數(shù)據(jù)信號DS。為此目的，正交信號處理電路QSP可以執(zhí)行8各種功能，例如濾波、均衡、信道譯碼以及符號檢測。正交信號處理電路QSP從時鐘頻率電路CFC接收低頻時鐘信號CFL。例如，低頻時鐘 信號CFL可以等于N比特同相信號IDF和N比特正交信號QDF的采樣 率。正交信號處理電路QSP還從N比特同相信號IDF和N比特正交信 號QDF中獲得信號強度標識SI。信號強度標識SI提供分別由兩個模數(shù) 轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2接收的模擬同相信號IA和模擬正交信號QA的各 自幅度的標識。信號強度標識SI優(yōu)選地按照對數(shù)函數(shù)隨上述的各自幅度 的變化而變化。在這種情況下，在上述的各自幅度中以分貝(dB)單位 表示出的給定的變化導致在信號強度標識SI中出現(xiàn)以標量單位表示的 給定的變化。例如，當模擬同相信號IA和模擬正交信號QA各自的幅度 分別增加+10 dB時，信號強度標識SI值增加5單位。兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2接收信號強度標識SI。每一個模數(shù) 轉(zhuǎn)換器具有作為信號強度標識SI的函數(shù)而變化的轉(zhuǎn)換特性。下文將更加 詳細說明這一點。接收電路RXC提供相對大程度地取決于兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2的轉(zhuǎn)換特性的接收質(zhì)量。如圖1所示，兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2在模擬信號處理和數(shù)字信號處理之間形成一個接口，該模擬信號 處理發(fā)生在前端電路FEC中，該數(shù)字信號處理發(fā)生在正交信號處理電路 QSP和處理與控制電路PCC中。數(shù)字信號處理在噪聲、失真和干擾方面 相對不嚴格。 一個設計仔細的數(shù)字信號處理器通常不會引入任何噪聲或 失真，并對干擾不敏感。因此，接收質(zhì)量大致上取決于在由兩個模數(shù)轉(zhuǎn) 換器ADC1、 ADC2提供的數(shù)字同相信號ID和數(shù)字正交信號QD中出現(xiàn) 的噪聲和失真。理想地，兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2不會產(chǎn)生任何 噪聲或失真。實際上，兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2引入的噪聲和失 真將優(yōu)選地遠遠低于在模擬同相信號IA和模擬正交信號QA中已經(jīng)存在 的噪聲和失真。圖3中模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1是Sigma Delta型。模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1包 括加法電路SUM、噪聲整形濾波器NSF、量化器QNT和數(shù)模轉(zhuǎn)換器 DAC。模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2具有完全相同的結構并用相同的方式工作。模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1接收輸入信號IN并提供輸出信號OUT，該輸入信號IN是上述的模擬同相信號IA，輸出信號OUT是上述的數(shù)字同相信 號ID。類似地，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2接收輸入信號并提供輸出信號，該輸 入信號是上述的模擬正交信號QA，輸出信號是上述的數(shù)字正交信號 QD。模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1基本上按下列方式工作。加法電路SUM提供誤 差信號ER，該誤差信號ER是輸入信號IN和反饋信號FB的線性組合。 噪聲整形濾波器NSF集合并對誤差信號ER濾波。因此，噪聲整形濾波 器NSF提供累積并濾波的誤差信號AFE。累積并濾波的誤差信號AFE 是時間連續(xù)的并且幅度連續(xù)的。累積并濾波的誤差信號AFE具有一個幅 度，在任何給定的時刻，該幅度在無數(shù)可能值的范圍內(nèi)具有任何值。信 號的幅度被理解為信號的瞬時值。量化器QNT接收累積并濾波的誤差信號AFE、高頻時鐘信號CFH 和信號強度標識SI。量化器QNT確定在高頻時鐘信號CFH中每一個上 升沿處的數(shù)字輸出采樣。因此，量化器QNT提供形成輸出信號OUT的 數(shù)字輸出采樣流。數(shù)字輸出采樣的值取決于在上升沿發(fā)生的瞬間累積并 濾波的誤差信號AFE的幅度，同時量化器QNT確定數(shù)字輸出采樣。數(shù)字輸出采樣只可能具有下列三個可能值之一+1、 0和-l。圖4示意說明量化器QNT的輸入輸出特性。圖4具有水平軸和垂 直軸。水平軸表示累積并濾波的誤差信號AFE的幅度A。垂直軸表示數(shù) 字輸出采樣的值。當累積并濾波的誤差信號AFE的幅度低于負閾值TH-時，數(shù)字輸出采樣具有值"-l"。當幅度高于正閾值TH+時，數(shù)字輸出采 樣具有值"+l"。負閾值TH-和正閾值TH+優(yōu)選地具有相同的大小和相反的符號。量化器QNT具有死區(qū)DZ，該死區(qū)位于負閾值TH-和正閾值TH+ 之間。當累積并濾波的誤差信號AFE的幅度處于死區(qū)DZ中時，數(shù)字輸 出采樣具有值"0"。死區(qū)DZ作為量化器QNT接收的信號強度標識SI的 函數(shù)而變化。也即，在信號強度標識SI中的變化導致在負閾值TH-和正 閾值TH+之間的幅度的變化，該負閾值TH-和正閾值TH+優(yōu)選地是相同 的。下文將詳細說明這一點。再次參考圖4，數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC接收形成輸出信號OUT的數(shù)字輸出采樣流，以及高頻時鐘信號CFH的延遲版本，該高頻時鐘信號CFH 的延遲版本下文中將被稱為延遲高頻時鐘信號CFD。數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC 將數(shù)字輸出采樣轉(zhuǎn)換為模擬反饋采樣。在延遲高頻時鐘信號CFD中每一 個上升沿處發(fā)生這種轉(zhuǎn)換。因此，數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC提供形成上述的反 饋信號FB的模擬反饋采樣流。嚴格來說，當數(shù)字輸出采樣為"0"時，模 數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1不提供任何模擬反饋采樣。也即，當數(shù)字輸出信號OUT 為"0"時，可以說反饋信號FB暫時中斷。高頻時鐘信號CFH被延遲以便補償在量化器QNT中的延遲。當在 高頻時鐘信號CFH中發(fā)生上升沿時，量化器QNT不能立即決定數(shù)字輸 出采樣。在上升沿和量化器QNT在該上升沿處決定數(shù)字輸出采樣可用 之間不可避免地存在一些延遲。延遲高頻時鐘信號CFH的延遲電路補償 這種延遲。加法電路SUM、噪聲整形濾波器NSF、量化器QNT和數(shù)模轉(zhuǎn)換器 DAC組成了反饋環(huán)路。反饋環(huán)路試圖保持死區(qū)DZ中的累積并濾波的誤 差信號AFE。這一點說明如下。假定在高頻時鐘信號CFH中給定的上升沿處，累積并濾波的誤差 信號AFE的幅度高于正閾值TH+。作為響應，量化器QNT提供具有值 為"+l"的數(shù)字輸出采樣。數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC將數(shù)字輸出采樣轉(zhuǎn)換為具有 負號的模擬反饋采樣。噪聲整形濾波器NSF將集合這個模擬反饋采樣， 該模擬反饋采樣將導致累積并濾波的誤差信號AFE幅度減小。模擬反饋 采樣抵消了累積并濾波的誤差信號AFE的幅度在上述上升沿處高于正 閾值TH+的事實?？梢哉f，模擬反饋采樣將累積并濾波的誤差信號AFE 向死區(qū)DZ推動。當累積并濾波的誤差信號AFE的幅度低于負閾值TH-時，發(fā)生類似 的反饋動作。量化器QNT提供具有值"-r的數(shù)字輸出采樣。數(shù)模轉(zhuǎn)換器 DAC將數(shù)字輸出采樣轉(zhuǎn)換為具有正號的模擬反饋釆樣。這將導致累積并 濾波的誤差信號AFE幅度增大。模擬反饋采樣抵消了累積并濾波的誤差 信號AFE的幅度低于負閾值TH-的事實。對具有值為"O"的數(shù)字輸出采樣沒有反饋動作，即當累積并濾波的 誤差信號AFE的幅度處于死區(qū)DZ中的情況。在這種情況下，數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC不提供模擬反饋采樣。也可以說在那種情況下數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC提供零(0)反饋釆樣。累積并濾波的誤差信號AFE按照大致上由輸入 信號IN決定的方式變化。 一旦累積并濾波的誤差信號AFE的幅度離開 死區(qū)DZ，就產(chǎn)生反饋動作。圖5示意說明在模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1內(nèi)的各種信號高頻時鐘信號 CFH、累積并濾波的誤差信號AFE、輸出信號OUT、延遲高頻時鐘信號 CFD和反饋信號FB。圖5是合成圖，包括為每一個上述信號表示時間 的相同的水平軸。每一個上述時鐘信號在低值L和高值H之間周期性地 轉(zhuǎn)換。在時刻tl、 t2、……t6時高頻時鐘信號CFH將低值L轉(zhuǎn)換為高值 H。這就在每一個時刻產(chǎn)生了上升沿。合成軸具有表示幅度的垂直軸。 垂直軸被分為各種工作區(qū)，每一個上述信號有一個工作區(qū)。在時刻tl時在高頻時鐘信號CFH中發(fā)生上升沿。在時刻tl時累積 并濾波的誤差信號AFE的幅度高于正閾值TH+。因此，輸出信號OUT 值將為"+l"，直到在時刻t2時發(fā)生下一個上升沿。在時刻tl和t2之間 在延遲高頻時鐘信號CFD中發(fā)生上升沿，隨后是下降沿。反饋信號FB 包括在延遲高頻時鐘信號CFD中的上述兩個邊沿之間的負反饋脈沖P-。 負反饋脈沖P-與上述的負號模擬反饋采樣對應。圖3中示意說明的噪聲 整形濾波器NSF通過加法電路SUM接收負反饋脈沖P-。因此，負反饋 脈沖P-導致累積并濾波的誤差信號AFE中的變化。該變化與噪聲整形 濾波器NSF對負反饋脈沖P-的響應對應。同時，輸入信號IN也可以改 變累積并濾波的誤差信號AFE。在高頻時鐘信號CFH中發(fā)生下一個上升沿的時刻t2，輸出信號OUT 的值從"+r變?yōu)?-r。這是因為在那個時刻累積并濾波的誤差信號AFE 低于負閾值TH-。在時刻t2后，在延遲高頻時鐘信號CFD中發(fā)生上升 沿和隨后的下降沿。反饋信號FB包括在上述兩個邊沿之間的正反饋脈 沖P+。這是因為輸出信號OUT值為"-l"。正反饋脈沖P+將導致累積并 濾波的誤差信號AFE中的變化。同時，輸入信號IN也可以改變累積并 濾波的誤差信號AFE。在時刻t4時在高頻時鐘信號CFH中發(fā)生上升沿。在時刻t4時累積 并濾波的誤差信號AFE的幅度處于死區(qū)DZ中。因此，輸出信號OUT值將為"O"，直到在時刻t5時發(fā)生下一個上升沿。在時刻t4和t5之間在延遲高頻時鐘信號CFD中發(fā)生上升沿，隨后是下降沿。然而，在這些時 刻之間反饋信號FB不包括任何反饋脈沖。累積并濾波的誤差信號AFE 將僅作為輸入信號IN的函數(shù)而變化?？梢哉f，在時刻t4和t5之間反饋 環(huán)路是暫時斷開的。在反饋動作中存在中止。這是模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1的 一個重要特性。此外，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1的信噪比除了其它因素還取決于在高頻時 鐘信號CFH中的抖動。抖動是時間不精確的一種形式。高頻時鐘信號 CFH中的上升沿和下降沿沒有準確地發(fā)生在固定時間格上。邊沿可能以 隨機方式比要求的略微早或遲一點發(fā)生。這種現(xiàn)象也可以被看作相位噪 聲，下文中將被稱為時鐘抖動。時鐘抖動導致在反饋信號FB中的隨機 誤差，以及因此導致在輸出信號OUT中的隨機誤差。也即，可以說模 數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1將時鐘抖動轉(zhuǎn)化為在輸出信號OUT中的噪聲。量化器QNT的死區(qū)DZ使得模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1對時鐘抖動相對不 敏感，允許改善信噪比。對這一點解釋如下。由于死區(qū)DZ，在不會導 致任何反饋動作的高頻時鐘信號CFH中將產(chǎn)生邊沿。圖5中在時刻t4 時的上升沿是一個實例。由于死區(qū)DZ，在高頻時鐘信號CFH中只有某 一比例的邊沿會導致反饋動作。當輸出信號OUT值為"0"時發(fā)生的邊沿 不會導致任何反饋動作。因此，僅有某一比例的邊沿將導致輸出信號 OUT中的隨機誤差。這使得模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1對時鐘抖動相對不敏感。圖6示意說明模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的信噪比曲線。圖6具有水平軸和 垂直軸。水平軸以標量單位表示死區(qū)DZ。垂直軸以分貝(dB)單位表 示模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的信噪比。當不存在死區(qū)DZ時，獲得的信噪比為 OdB。這種情況與提供二級輸出信號的常規(guī)Sigma Delta模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC 對應。垂直軸因此表示信噪比的改進ASNR。圖6的信噪比曲線示意說明了模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的信噪比作為死區(qū) DZ成函數(shù)而變化。在水平軸上從0開始，信噪比隨著死區(qū)DZ增加而增 加，在水平軸上對應于向右移動。信噪比在特定的死區(qū)DZ達到最大值。 這個特定的死區(qū)DZ在下文中被稱作最佳死區(qū)DZO。從最佳死區(qū)DZO 開始，信噪比首先減小到一個相對小的程度，同時死區(qū)DZ進一步增加。這在水平軸上對應于進一步向右移動。在進一步移動的同時，可以觀察 到信噪比的相對銳減。最佳死區(qū)DZO的存在可以解釋如下。死區(qū)DZ越寬，在高頻時鐘信號CFH中的邊沿的比例就越小，該高頻時鐘信號CFH通過反饋改變 輸出信號OUT。因此，死區(qū)DZ越寬，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC對時鐘抖動就 越不敏感。這種現(xiàn)象解釋了當在水平軸上從O向最佳死區(qū)DZO移動時， 信噪比增加?？墒?，還有另一現(xiàn)象。如上文所解釋的，死區(qū)DZ導致反饋環(huán)路在 某一比例的時間中不工作。死區(qū)DZ越寬，反饋環(huán)路不工作的時間比例 就越大。當反饋環(huán)路不工作時就引入誤差。當反饋環(huán)路在大部分時間不 工作時，將發(fā)生明顯的誤差累積。這可能導致不穩(wěn)定性。輸出信號OUT 不再反映足夠精度的輸入信號IN，而是反映明顯的誤差累積。這種不穩(wěn) 定性惡化了信噪比。最佳死區(qū)DZO可以被看作在上述兩個現(xiàn)象之間的最佳的折中方案 加寬死區(qū)DZ —方面減少對時鐘信號的敏感性，但是另一方面使反饋回 路較不穩(wěn)定。上述第一種現(xiàn)象對信噪比具有有利的影響，但是上述后一 種現(xiàn)象對信噪比具有不利的影響。最佳死區(qū)DZO取決于模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的輸入信號IN的幅度。假 定輸入信號IN的幅度相對較小。在這種情況下，死區(qū)DZ需要相對較窄， 以防止反饋環(huán)路在大部分時間是不工作的，而反饋環(huán)路在大部分時間不 工作將導致不穩(wěn)定性。于此相反，假定輸入信號IN的幅度相對較大。 在這種情況下，死區(qū)DZ可以相對較寬。在穩(wěn)定性方面，輸入信號IN相 對較大的幅度導致反饋環(huán)路在足夠比例的時間中是工作的。圖7示意說明最佳死區(qū)DZO曲線。圖7具有水平軸和垂直軸。作 為實例，水平軸以微安^A單位表示死區(qū)DZ。這些是標量單位。垂直軸 以分貝(dB)單位表示輸入信號IN的幅度。0dB對應滿刻度幅度。滿 刻度幅度是模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC可以處理的最大幅度。最佳死區(qū)DZO曲線說明了該最佳死區(qū)DZO依照對數(shù)函數(shù)隨著輸入 信號IN的幅度而變化。最佳死區(qū)DZO曲線將垂直軸上10 dB的變化投 影到水平軸上的大致固定的標量單位的變化。實際上，最佳死區(qū)DZO曲線類似典型的接收信號強度曲線。許多接收器包括按照對數(shù)函數(shù)產(chǎn)生 接收信號強度標識的電路以分貝(dB)單位表示的給定的信號強度的 變化在接收信號強度標識中產(chǎn)生大致固定標量單位的變化。圖8示意說明量化器QNT。量化器QNT包括三個比較器CA1 、CA2、 CA3、各種場效應型晶體管M1、M2、……M8以及一個可控電流源CCS。 量化器QNT接收差分輸入電流IID，該差分輸入電流IID是累積并濾波 的誤差信號AFE。三個比較器CA1、 CA2、 CA3每一個接收高頻時鐘信 號CFH。可控電流源CCS接收如圖2所示的來自正交信號處理電路QSP 的信號強度標識SI。晶體管M1、 M2、……M6被設置為所謂的級聯(lián)結構并作為電流跟 隨器工作。這些晶體管中的每一個都具有提供輸出電流的漏極，該輸出 電流與晶體管的源極的輸入電流大致相同。這些晶體管中的每一個都具有接收偏置電壓VB1的柵極。接收偏置電壓VB2的晶體管M7、 M8被 設置為偏置電流源。量化器QNT按下列方式工作。晶體管M1、 M2、……M6將量化器 QNT的差分輸入電流IID分開為大致相等的三個部分。因此，晶體管 Ml、 M2、 M6對三個比較器CA1、 CA2、 CA3中的每一個施加量化器QNT的差分輸入電流IID的三分之一。比較器CA1接收的差分輸入電流大致等于量化器QNT的差分輸入 電流IID的三分之一。比較器CA2接收的差分輸入電流大致等于量化器 QNT的差分輸入電流IID的三分之一減去第一補償電流IOFl。也即， 比較器CA2接收量化器QNT的差分輸入電流IID的負的補償部分。比 較器CA3接收的差分輸入電流大致等于差分輸入電流IID的三分之一加 上第二補償電流IOF2。也即，比較器CA3接收量化器QNT的差分輸入 電流IID的正的補償部分。第一補償電流IOF1和第二補償電流IOF2在量化器QNT中產(chǎn)生死 區(qū)DZ。更準確地說，第一補償電流IOFl定義了負閾值TH-。第二補償 電流IOF2定義了負閾值TH+。第一補償電流IOF1和第二補償電流IOF2 優(yōu)選地相同。在這種情況下，如圖4所示死區(qū)DZ集中在0處。作為信號強度標識IS的函數(shù)，可控電流源CCS調(diào)整上述的補償電15流IOFl、 IOF2。因此，按照圖7所示的最佳死區(qū)DZO曲線，死區(qū)DZ 作為模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的輸入信號IN的幅度的函數(shù)而變化。比較器CA1在高頻時鐘信號CFH中每一個上升沿處確定一個二進 制輸出采樣。假定比較器的差分輸入電流IID在上升沿處具有正號。在 這種情況下，二進制輸出采樣具有高值H。與此相反，當差分輸入電流 IID具有負號時，該二進制輸出采樣具有低值L。因此，比較器CA1提 供構成檢零信號D0的二進制輸出采樣流。比較器CA2和CA3采用類似的方式工作。接收量化器QNT的差分 輸入電流IID的負的補償部分的比較器CA2提供構成負閾值檢測信號 D-的二進制輸出采樣流。接收量化器QNT的差分輸入電流IID的正的補 償部分的比較器CA3提供構成正閾值檢測信號D+的二進制輸出采樣 流。圖9示意說明了量化器QNT提供的量化特性。圖9是具有水平軸 和垂直軸的合成圖。水平軸表示累積并濾波的誤差信號AFE，該累積并 濾波的誤差信號AFE構成量化器QNT的差分輸入電流IID。垂直軸被 劃分為三個區(qū)分別表示檢零信號D0、負閾值檢測信號D-和正閾值檢測 信號D+的值。當累積并濾波的誤差信號AFE的幅度低于負閾值TH-時上述三個 檢測信號D0、 D-、 D+每一個都具有低值L。如圖3所示在這種情況下 輸出信號OUT具有值"-l"。當累積并濾波的誤差信號AFE的幅度處于 死區(qū)DZ時，負閾值檢測信號D-具有高值H，而正閾值檢測信號D+具 有低值L。在這種情況下輸出信號OUT具有值"0"。當累積并濾波的誤 差信號AFE的幅度高于正閾值TH+時上述三個檢測信號D0、 D-、 D+ 每一個都具有高值H。如圖3所示在這種情況下輸出信號OUT具有值"+r，。圖10示意說明數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC和加法電路SUM的詳情。數(shù)模轉(zhuǎn) 換器DAC包括譯碼器DEC和五個場效應型晶體管M11、M12、……M15。 數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC還包括提供基準電壓VR的基準電壓源。數(shù)模轉(zhuǎn)換器 DAC接收來自量化器QNT的上述檢測信號和延遲高頻時鐘信號CFD。加法電路SUM包括四個電阻R1、 R2、 R3、 R4。加法電路SUM接收差分輸入電壓VI，如圖3所示該差分輸入電壓VI是模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC 的輸入信號IN。圖IO還示意說明了噪聲整形濾波器NSF具有差分結構 并包括差分跨導放大器。誤差信號ER以由噪聲整形濾波器NSF的差分 跨導放大器接收的差分電流的形式出現(xiàn)。數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC按如下方式工作。五個晶體管M11、M12、……M15 在譯碼器DEC的控制下作為開關工作。譯碼器DEC與延遲高頻時鐘信 號CFD和量化器QNT的檢測信號D0、 D-、 D+相關地控制五個晶體管 Mll、 M12、……M15。檢測信號D0、 D-、 D+指示輸出信號OUT的值，可以為"-r，、 "o"或"+r。圖11以電路圖的形式說明譯碼器DEC的詳情。譯碼器DEC包括 各種基本的邏輯電路，例如反相器、與門和或門。任意一位普通技術人 員都將容易理解圖11提供的電路圖。假定延遲高頻時鐘信號CFD具有高值H，直到另行通知前。還假 定輸出信號OUT具有值"-l"。在這種情況下，譯碼器DEC導致晶體管 Mll和M13形成短路并導致其它晶體管M12、 M14、 M15形成開路。 加法電路SUM在沒有任何符號反轉(zhuǎn)的情況下接收基準電壓VR;該加法 電路SUM接收"+VR"。這將導致在誤差信號ER中引起正反饋電流?，F(xiàn)在假定輸出信號OUT具有值"+l"并且延遲高頻時鐘信號CFD具 有高值H。在這種情況下，譯碼器DEC導致晶體管M12至M14形成短 路并且導致其它晶體管Mll、 M13、 M15形成開路。加法電路SUM接 收基準電壓VR的符號反轉(zhuǎn)版本；該加法電路SUM接收"-VR"。這將導 致在誤差信號ER中產(chǎn)生負反饋電流?，F(xiàn)在假定輸出信號OUT具有值"0"。在這種情況下，譯碼器DEC 導致晶體管M15形成短路并導致其它晶體管Mll、 M12、 M13、 M14 形成開路。加法電路SUM接收來自數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC的零電壓。在誤差 信號ER中沒有產(chǎn)生反饋電流。不論輸出信號OUT的值如何，當延遲高頻時鐘信號CFD具有低值 L時譯碼器DEC導致晶體管M15形成短路。當晶體管M15形成短路時 加法電路SUM接收零電壓。因此，當延遲高頻時鐘信號CFD具有低值 L時，在誤差信號ER中沒有反饋電流產(chǎn)生。只有當延遲高頻時鐘信號CFD具有高值H時才產(chǎn)生反饋電流。與圖5示意說明的相同。在兩個連續(xù)的反饋動作之間在反饋信號FB中出現(xiàn)系統(tǒng)回零。在反饋信號FB中的系統(tǒng)回零允許獲得線形反饋特性，以及因此允 許獲得模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1的無失真工作。這可以參考圖5說明，圖5示 意說明在反饋信號FB中的各種反饋脈沖。每一個反饋脈沖具有一個表 面，該表面取決于反饋脈沖的形狀和持續(xù)時間。反饋脈沖的表面表示能 量的大小。每一個反饋脈沖的能量的大小應該是相同的以便獲得線形反 饋特性。下列現(xiàn)象可以引起非線性反饋特性。實際上信號轉(zhuǎn)換不是瞬時的； 需要信號耗費一些時間從一個值變成另一個值。假定每一個反饋脈沖具有與高頻時鐘信號CFH的一整個周期相等的持續(xù)時間。因此，如果一個 反饋脈沖前面有一個類似符號的反饋脈沖并且后面也有一個類似符號的 反饋脈沖，則不會產(chǎn)生信號轉(zhuǎn)換。因為，這樣的反饋脈沖將具有比包括 信號轉(zhuǎn)換的反饋脈沖更高的能量，例如，最后提到的反饋脈沖前面有相 反符號的反饋脈沖或后面有相反符號的反饋脈沖，或者前后都有。如果 反饋脈沖以無縫方式連續(xù)進行，反饋脈沖的能量就是上下關聯(lián)的。這將 導致在一定程度上呈非線性的反饋特性。如圖5所示在反饋信號FB中兩個連續(xù)的脈沖之間的系統(tǒng)回零導致 每一個反饋脈沖具有兩個信號轉(zhuǎn)換。即使在反饋脈沖前面有一個相同符 號的反饋脈沖或后面有一個相同符號的反饋脈沖或前后都有時，反饋脈 沖也具有上升沿及隨后的下降沿。反饋脈沖的能量是上下獨立的。這允 許獲得線性反饋特性，以及因此允許獲得模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1的無失真工 作。這需要注意的是，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1的輸出信號OUT可以以許多 不同方式存在。對模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC2同樣適用。例如，在由量化器QNT 提供的三個檢測信號的基礎上，模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1可以包括提供二位輸 出信號OUT的輸出編碼器。 一個兩位都等于"O"的二位輸出采樣才可以表示值"o"。 二位輸出采樣表示值"+r是兩位中只有一個位等于"r，而 如果另一位也等于"r則表示值"-r'。的兩個抽取濾波器DCF1、 DCF2可以是相對簡單的。 一個抽取濾波器通常實行下列操作加法、減法和乘法。無論實施哪一種，這些操作可以采用相對簡單的硬件或軟件實現(xiàn)，因為兩個抽取濾波器DCF1、 DCF2 接收三級輸入信號IN，該三級輸入信號IN在任何給定時刻可以具有下列值之一:"o"、 "+r，或"-r，。將濾波系數(shù)乘以"-r和乘以"+r，一樣簡單。 上述兩個乘法之間的區(qū)別僅僅包括符號反轉(zhuǎn)。結束語上述參考附圖的具體實施方式
闡述了下列特性，這些特性被各個獨立的權利要求引用。 一個Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，響應于 模擬輸入信號(IN)而提供數(shù)字輸出采樣流(OUT)。模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1 ) 包括具有死區(qū)(DZ)的量化器(QNT)。當量化器(QNT)接收幅度處 于死區(qū)(DZ)的輸入信號時，該量化器(QNT)提供具有中性值(0) 的數(shù)字輸出采樣。模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)的一個反饋路徑(DAC)僅響 應于具有不同于中性值(0)的值(+l、 -l)的數(shù)字輸出采樣而提供反饋動作。上述的具體實施方式
還闡述了各種可選特性，這些特性被相關的權 利要求引用。這些特性與上述提及的特性結合實施是有利的。在下列段 落中突出了各種可選特性。每一個段落對應一個特定的從屬權利要求。量化器(QNT)與信號強度標識(SI)相關地改變死區(qū)(DZ)，該 信號強度標識(SI)指示模擬輸入信號(IN)的幅度。這個特性允許在 相對寬范圍的輸入信號幅度內(nèi)改善信噪比。量化器(QNT)按照對數(shù)函數(shù)，與模擬輸入信號(IN)的幅度相關 地改變死區(qū)(DZ)。這個特性允許獲得在相對寬范圍的輸入信號幅度內(nèi) 最優(yōu)化信噪比。反饋路徑(DAC)在兩個連續(xù)反饋脈沖(P+、 P-)之間為反饋脈沖 (P+、 P-)提供系統(tǒng)回零。這個特性允許獲得模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)的 無失真工作。反饋路徑(DAC)提供與量化器(QNT)接收的時鐘信號(CFH) 的延遲版本同步的反饋脈沖(P+、 P-)。這個特性有助于無失真工作。量化器(QNT)提供三級數(shù)字輸出采樣，該三級數(shù)字輸出采樣具有 單一正值(+ 1)、單一負值(-O或中性值(0)。這個特性允許采用相對簡單的硬件或軟件對數(shù)字輸出采樣流(OUT)濾波。上述特性可以用各種不同方式實現(xiàn)。為了闡述這一點，簡單指出了 一些可替換的實例。數(shù)字輸出采樣可以具有任何數(shù)量的可能值。也即，數(shù)字輸出采樣流可以構成M級信號，M為一個比1大的奇整數(shù)。
具體實施方式
僅提供 當M=3的實例。作為另一實例，根據(jù)本發(fā)明的模數(shù)轉(zhuǎn)換器可以包括提供 5個不同輸出值的具有死區(qū)的量化器"+2"、 "+l"、 "0"、 "-l"和"-2"。在 這種情況下，M=5。量化器可以用各種不同方式實現(xiàn)。
具體實施方式
僅提供包括電流驅(qū) 動型比較器的實例。作為另一實例，量化器可以包括電壓驅(qū)動型比較器。 參考圖8，需要注意的是因為經(jīng)濟的原因刪除了比較器CA1。三級信號可以用兩個位表示。因此，兩個比較器足夠確定三級信號。反饋路徑可以用各種不同方式實現(xiàn)。
具體實施方式
僅提供包括具有 場效應晶體管形式的開關的、基于電壓的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的實例。作為另一 實例，反饋路徑可以包括具有雙極晶體管形式的開關的、基于電流的數(shù) 模轉(zhuǎn)換器。有許多方式與信號強度標識相關地控制死區(qū)。
具體實施方式
僅提供 一個實例，其中兩個模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC1、 ADC2接收來自正交信號處理 電路QSP的信號強度標識SI。如圖1所示，替代地，處理與控制電路 PCC可以以控制信號CS的方式控制死區(qū)，該控制信號CS被施加到接 收電路RXC。在這個變型中，死區(qū)控制經(jīng)過處理與控制電路PCC的通 道，該處理與控制電路PCC被適當編程以達到那個作用。借助于硬件項目或軟件項目或兩者，有許多實現(xiàn)這些功能的方法。 在這個方面，附圖是非常簡略的，每一個僅表示一個本發(fā)明的可能的實 施例。因此，雖然附圖將不同的功能示出為不同的方框，這絕不排除單 個項目的硬件或軟件執(zhí)行幾個功能。也不排除硬件項目或軟件項目或兩 者的組合執(zhí)行一個功能。本文的前述注釋表明參考附圖進行的詳細描述只是為了說明本發(fā)明而非限制。在附加權利要求的范圍內(nèi)有許多可替換的實例。在權利要 求中的任何參考符號不應被解釋為限制該權利要求。詞語"包括"不排除 在權利要求中所列之外的元件和步驟的存在。在元件或步驟前面的詞語 "一"或"一個"不排除多個這種元件或步驟的存在。
權利要求
1.一種Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，響應于模擬輸入信號(IN)而提供數(shù)字輸出采樣流(OUT)，該模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)包括量化器(QNT)，該量化器具有死區(qū)(DZ)，并被設置成當量化器(QNT)接收幅度處于死區(qū)(DZ)內(nèi)的輸入信號IN時提供具有中性值(0)的數(shù)字輸出采樣；以及反饋路徑(DAC)，該反饋路徑被設置成僅僅響應于具有與中性值(0)不同的值的數(shù)字輸出采樣才提供反饋動作。
2. 根據(jù)權利要求1的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，所述量化器(QNT) 被設置成與信號強度標識(SI)相關地改變死區(qū)(DZ)，該信號強度標 識指示模擬輸入信號(IN)的幅度。
3. 根據(jù)權利要求2的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，所述量化器(QNT) 被設置成按照對數(shù)函數(shù)，與模擬輸入信號(IN)相關地改變死區(qū)(DZ)。
4. 根據(jù)權利要求1的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，所述反饋路徑(DAC) 被設置成為反饋脈沖(P+、 P-)提供兩個連續(xù)的反饋脈沖(P+、 P-)之間的系 統(tǒng)回零。
5. 根據(jù)權利要求4的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，所述反饋路徑(DAC) 被設置成與量化器(QNT)接收的時鐘信號(CFH)的延遲版本同步地 提供反饋脈沖(P+、 P-)。
6. 根據(jù)權利要求1的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，所述量化器(QNT) 被設置成提供三級數(shù)字輸出采樣，所述數(shù)字輸出采樣可以具有單一的正 值(+ 1)、單一的負值(一l)或者中性值(0)。
7. —種接收器(CPH)，包括被設置成處理射頻信號(RF)從而獲 得模擬中間信號(IA、 QA)的前端電路(FEC)，以及根據(jù)權利要求1 的、被耦合成將模擬中間信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字中間信號(ID、 QD)的模數(shù)轉(zhuǎn) 換器(ADCl)。
8. 根據(jù)權利要求7的接收器(CPH)，所述接收器包括被設置成提 供信號強度標識(SI)的數(shù)字中間信號處理電路(QSP)，以及被設置成 與信號強度標識(SI)相關地改變死區(qū)(DZ)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADCl)，該信號強度標識指示模擬中間信號(IA、 QA)的幅度。
9. 一種控制根據(jù)權利要求1的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)的方法，所述方法包括死區(qū)控制步驟，其中與信號強度標識(SI)相關地控制所述模數(shù)轉(zhuǎn) 換器(ADC1)的死區(qū)(DZ)，該信號強度標識指示模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1) 的模擬輸入信號(IN)的幅度。
10. —種用于接收器(CPH)的計算機程序產(chǎn)品，該接收器包括根 據(jù)權利要求l的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，所述計算機程序產(chǎn)品包括當加載 到接收器(CPH)中時導致接收器執(zhí)行根據(jù)權利要求9的方法的一組指
全文摘要
一種Sigma Delta型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)，響應于模擬輸入信號(IN)而提供的數(shù)字輸出采樣流(OUT)。所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)包括具有死區(qū)的量化器(QNT)。所述量化器(QNT)在接收幅度處于死區(qū)的輸入信號時提供具有中性值的數(shù)字輸出采樣。在所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC1)內(nèi)的反饋路徑(DAC)僅僅響應于具有與中性值不同的值的數(shù)字輸出采樣才提供反饋動作。
文檔編號H03M3/02GK101326724SQ200680046197
公開日2008年12月17日 申請日期2006年12月4日 優(yōu)先權日2005年12月6日
發(fā)明者埃爾韋·瑪里, 楊·勒吉永 申請人:Nxp股份有限公司