專利名稱：離散濾波器、采樣混頻器以及無線裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及進行濾波等數字信號處理的離散濾波器、采樣混頻器以及無 線裝置。
背景技術：
在以往的采樣混頻器中，由采樣電路對進行了數字變換的信號進行采樣，
通過內置在采樣電路中的開關電容器(switchedcapacitor)獲得濾波效果(例 如，專利文獻l)。以下，參照附圖詳細地-說明專利文獻1中記載的采樣混頻器。
圖15是專利文獻1中記載的采樣混頻器700的電路圖。 在圖15中，采樣混頻器700包括TA ( Transconductance Amplifier:跨 導放大器)1，將接收到的射頻(RF)信號變換為RF電流iRF;同相采樣混 頻單元2，對由TA1變換出的RF電流iRF進行采樣；反相采樣混頻單元3, 與同相采樣混頻單元2相組合；以及DCU ( Digital Control Unit:數字控制單 元)4,生成對同相采樣混頻單元2和反相采樣混頻單元3的控制信號。 同相采樣混頻單元2包含采樣開關5,由FET (場效應管)構成；以及Ch (History Capacitor:歷史電容器)6,對該采樣開關5所采樣出的信號進行時 間上地連續(xù)的積分。此外，同相采樣混頻單元2包含多個Cr (rotating capacitor:旋轉電容器)7、 8、 9、 10、 11、 12、 13、 14,對釆樣開關5所采 樣出的信號反復地進行積分和釋放；以及Cb (buffer capacitor:緩沖電容器) 15,對由各個旋轉電容器7 14釋放出的信號進行緩存。
同相混頻單元2還包含轉儲開關(dump switch ) 16,用于使各個Cr7 ~ 14所保持的信號釋放到Cbl5;重置開關17,用于在信號釋放后使各個Cr7 ~ 14所保持的信號重置；以及多個積分開關18、 19、 20、 21、 22、 23、 24、 25, 用于使Ch6與各個Cr7 14依次連接。另外，同相混頻單元2包含多個釋 放開關26、 27、 28、 29、 30、 31、 32、 33，用于4吏各個Cr7 ~ 14依次連接到 Cbl5;以及反饋開關34，控制從DA (數字/模擬)變換器向采樣混頻器700端輸入的反饋信號。
轉儲開關16、重置開關17、各個積分開關18 25、各個釋放開關26 33以及反饋開關34的各個開關由n型FET構成。n型FET在柵極電壓為高 電平(high level)時導通，在4冊極電壓為低電平(low level)時截止。另夕卜， 反相混頻單元3采用與同相混頻單元2相同的結構。
DCU4與各個積分開關18~25、各個釋放開關26~33、轉儲開關16、 重置開關17以及反饋開關34的各個柵極連接。而且，DCU4向這些開關16 ~ 34的柵極輸出各種控制信號。
控制信號的種類有各個SV0信號 SV7信號、SAZ信號、SBZ信號、D 信號、R信號以及F信號。各個SV0信號 SV7信號用作所對應的各個積分 開關18~25的柵極信號。SAZ信號用作各個釋放開關30~33的柵極信號， SBZ信號用作各個釋放開關26 ~ 29的柵極信號。
D信號用作轉儲開關16的柵極信號，R信號用作重置開關17的柵極信 號。F信號用作反饋開關34的柵極信號。
圖16是表示DCU4所生成的控制信號的時序圖的圖。
如圖16所示，LO信號為周期矩形脈沖，LO信號經過規(guī)定的周期上升 時，各個SVO信號~ SV7信號反復交替地上升以及下降。
而且，在SVO信號和SV4信號上升時，SAZ信號和SBZ信號的狀態(tài)各
自反轉。
D信號在SVO信號和SV4信號上升時上升。另外，在SV1信號和SV5 信號下降時，D信號下降。
R信號在D信號下降時上升。此外，F(xiàn)信號在R信號下降時上升。
接著，參照上述的控制信號的定時，說明采樣混頻器700的動作。這里， 以同相混頻單元2的動作為例詳細說明。
首先，TA1將RF信號變換為RF電流iRF，并將該RF電流inF提供給同 相采樣混頻單元2。然后，同相混頻單元2以LO信號對所"l是供的RF電流iRF 進行采樣。LO信號是具有與RF電流iRF大致相同的頻率的信號。其結果，
RF電 在時間上被離散而成為離散信號。
此后，離散信號由Ch6和各個Cr7 ~ 14對其進行積分，并被濾波和抽取 (decimation:抽取)。具體而言，首先，SVO信號輸入到積分開關18的柵極時， 積分開關18在SVO信號為高電平期間導通，Ch6與Cr7連接。于是，離散
6信號^C保持在Ch6和Cr7。此時，Cr7在SVO信號為高電平期間(例如，LO 信號的8個周期間)，對離散信號進行積分。
接著，在高電平的SVO信號下降的同時，SV1信號上升。于是，積分開 關18截止，積分開關19導通。其結杲，Cr7與Cr6分離，Cr8與Ch6連接。 于是，離散信號被保持在Ch6和Cr8， Cr8在SVl信號為高電平期間(例如， LO信號的8個周期間)，對該離散信號進行積分。
此后，各個SV2信號~ SV7信號依次輸入到各個積分開關20 ~ 25的柵 極時，各個積分開關20 ~ 25在各個SV2信號~ SV7信號為高電平的期間(例 如，LO信號的8個周期間)也導通。于是，各個Cr9 ~ 14也依次與Ch6連 接，在各個Cr9 14中，例如在LO信號的8個周期間，離散信號被積分。
由此，獲得8抽頭(tap)的FIR ( Finite Impulse Response:有限脈沖響應) 濾波器的效果。此時的采樣率被抽取為1/8。理由是，相當于LO信號的8個 周期的信號通過由8個積分開關18 25保持而被移動平均。這樣的濾波器稱 為第一級FIR濾波器。
此外，依次連接到各個Cr7 ~ 14的Ch6保持輸出電位，所以也能夠獲得 IIR(Infmite Impulse Response:無限脈沖響應)濾波器的效果。這樣的濾波器稱 為第一級IIR濾波器。
進而，上述的SAZ信號輸入到各個釋放開關26~33的柵極時，所有的 釋放開關26~33在SAZ信號為高電平的期間導通。于是，由各個Cr7 10 進行了積分的離散信號通過處于導通狀態(tài)的各個釋放開關26~33同時被釋 放到Cbl5。
該釋放后，接著，D信號變成低電平，轉儲開關16斷開，Cbl5與各個 Cr7~ IO分離。
接著，R信號變成高電平，重置開關17導通，各個Cr7 IO所保持的信
號被重置。
這樣，各個Cr7 10中進行了積分的信號同時被釋放到Cbl5,由此'能 夠獲得4抽頭的FIR濾波器的效果。此時的采樣率被抽取為1/4。理由是， Cbl5對四個Cr7 ~ 10所積分了的信號進^"移動平均。
而且，與各個Cr7- 10具有相同的功能，各個Crll - 14中進行了積分的 信號也在SBZ信號為高電平的期間同時被釋放到Cbb。因此，能夠獲得4 抽頭的FIR濾波器的效果。而且，采樣率纟支抽取為1/4。這樣的濾波器稱為第二級FIR濾波器。
此外，SAZ信號為高電平且SBZ信號為低電平時，R信號輸入到重置開 關17的柵極，重置開關17導通時，四個Cr7~ 10所保持的信號被釋放到各 個Cr7 10的接地端子側而被重置。另一方面，SBZ信號為高電平且SAZ信 號為低電平時，R信號輸入到重置開關17的柵極，重置開關17導通，四個 Crll ~ 14所保持的信號被釋放到各個Crll ~ 14的接地端子側而被重置。
此后，F(xiàn)信號輸入到反饋開關34的柵極，反饋開關34導通時，反饋信 號通過未圖示的DA變換器從信號處理單元輸入到采樣混頻器700端。反饋 信號是用于補償DC偏移(offset)或差分偏移等的信號，由未圖示的信號處理 單元生成。具體而言，信號處理單元通過AD變換器輸入采樣混頻器700的 輸出信號。然后，信號處理單元基于該輸出信號，生成上述的反饋信號，通 過DA變換器輸入到采樣混頻器700。由此，補償DC偏移或差分偏移等。根 據此時的反饋信號，在第一級IIR濾波器動作時補償DC偏移或差分偏移等。
此外，以上述的四個Cr7~ IO或四個Crll ~ 14的組為單位，四個Cr連 接到CM5。由此能夠獲得IIR濾波器的效果。這樣的濾波器稱為第二級IIR 濾波器。
另外，反相采樣混頻單元3也大致與同相采樣混頻單元2進行同樣的動 作，但在以下方面不同。
也就是說，用作反相采樣混頻單元3的采樣開關35的柵極信號的LOB 信號相對于LO信號，相位滯后180度，反相采樣混頻單元3中的采樣的定 時比同相采樣混頻單元2中的定時遲1/2周期。
這樣構成采樣混頻器700時，該采樣混頻器700的輸出信號為通過了第 一級FIR濾波器、第一級IIR濾波器、第二級FIR濾波器以及第二級IIR濾 波器的信號。
接著，參照圖17說明包含上述的各種濾波器的濾波特性。這里，假設 LO信號頻率為2.4GHz, Ch6為15pF,各個Cr7 ~ 14為0.5pF, Cbl5為15pF 以及TA1的跨導為7.5mS。
圖17A表示第一級FIR濾波器的特性，圖17B表示第一級IIR濾波器的 特性。此外，圖17C表示第二級FIR濾波器的特性，圖17D表示第二級IIR 濾波器的特性。另外，圖17E表示整個采樣混頻器700的濾波特性。根據該 圖17E，整個采樣混頻器700的陷波(notch)(零點)是基于第一級FIR濾波
8器(參照圖HA)的陷波和第二級IIR濾波器(參照圖17C)的陷波而形成。 在這樣構成的采樣混頻器700中，通過了四個濾波器即第一級FIR濾波
器、第一級IIR濾波器、第二級FIR濾波器以及第二級IIR濾波器的信號被
輸出到AD變換器。
專利文獻1:特開2004 - 289793號公報(第6 - 9頁、圖3a、圖3b以及
圖4)

發(fā)明內容
本發(fā)明要解決的問題
但是，專利文獻l中所記載的采樣混頻器中，由FIR濾波器獲得的陷波 的帶寬變狹，通過陷波難以除去特定的頻率分量。
此外，由于采樣率被抽取后提供由FIR濾波器獲得的陷波，因此陷波數 和陷波頻率由抽取而 一皮決定。
鑒于上述各點，本發(fā)明的目的在于提供離散濾波器等，能夠調整陷波數 和陷波頻率且容易地去除特定的頻率分量。
解決問題的方案
本發(fā)明的離散濾波器采用的結構為，包括控制信號生成單元，生成頻 率相同而相位不同的多個控制信號；巻積容量單元，輸入接收信號；以及緩 沖電容器，對從所述巻積容量單元釋放的離散信號進行積分，所述巻積容量 單元包含m + 1個具有彼此并聯(lián)連接的m (m為2以上的自然數)個積分元 件的積分單元，并且基于所述控制信號，在從所述m+l個積分單元中選擇 的一個積分單元所包含的所有m個積分元件中，在相同的定時對所述4妄收信 號進行積分，在與對所述接收信號進行積分相同的定時，從選擇出的所述一 個積分單元以外的m個積分單元的各個積分單元中各選擇一個積分元件，將 已進行了積分的信號釋放到所述緩沖電容器。
發(fā)明的效果
根據本發(fā)明，通過離散信號的巻積，由巻積容量單元和緩沖電容器構成 的IIR濾波器的輸入被高階化。因此，構成具有陷波的濾波器，能夠調整陷 波數和陷波頻率且容易地除去特定的頻率分量。


圖1是表示本發(fā)明實施方式1的采樣混頻器的電路例的圖。 圖2是由圖1的控制信號生成單元生成的控制信號的時序圖。 圖3是表示圖1的采樣混頻器的頻率特性的圖。
圖4是表示本發(fā)明實施方式2的采樣混頻器的電^4列的圖。
圖5是由圖4的控制信號生成單元生成的控制信號的時序圖。
圖6是表示圖4的采樣混頻器的頻率特性的圖。
圖7是表示本發(fā)明實施方式3的采樣混頻器的電路例的圖。
圖8是由圖7的控制信號生成單元生成的控制信號的時序圖。
圖9是表示圖7的采樣混頻器的特性圖的圖。
圖10是表示本發(fā)明實施方式4的采樣混頻器的電路例的圖。
圖ll是表示圖IO的采樣混頻器的頻率特性的圖。
圖12是表示本發(fā)明實施方式5的采樣混頻器的電路例的圖。
圖13是表示圖12的采樣混頻器的頻率特性的圖。
圖14是表示本發(fā)明實施方式7的無線裝置的結構例的方框圖。
圖15是以往例的采樣混頻器的電路圖。
圖16是由圖15的控制信號生成單元生成的控制信號的時序圖。
圖17是表示圖15的采樣混頻器的頻率特性的圖。
圖18是表示本發(fā)明實施方式6的采樣混頻器的電路例的圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖i兌明本發(fā)明的實施方式1至實施方式6。另外，在各個 圖中，對于相同的部分使用相同的標號(用語)進行說明。 (實施方式1)
圖l是表示本發(fā)明實施方式l的采樣混頻器的電路例的圖。在圖1中， 采樣混頻器100包括TA (跨導放大器)1、并聯(lián)連接到TA1的同相采樣混 頻單元(以下稱為同相混頻單元)102和反相采樣混頻單元(以下稱為反相 混頻單元)103、以及生成對同相混頻單元102和反相混頻單元l(B的控制信 號的控制信號生成單元(信號生成單元)104。
TA1將接收到的射頻(RF)信號變換為RF電流W，提供給同相混頻單 元102和反相混頻單元103。
同相混頻單元102具有采樣開關5、巻積容量單元(信號積分單元)110以及Cb (緩沖電容器(buffer capacitor):也將它稱為第一電容器)15。采 樣開關5例如由n型FET構成。另外，反相混頻單元103雖未圖示，但采用 與同相混頻單元102相同的結構。
巻積容量單元110包括多個巻積用電容器(積分元件)40、 41、 42、 43、 44、 45、 46、 47、 48、 49、 50、 51、多個積分開關52、 53、 54、 55、 56、 57、 58、 59、 60、 61、 62、 63以及多個釋》丈開關64、 65、 66、 67、 68、 69、 70、 71、 72、 73、 74、 75。這些開關52 ~ 75例如由n型FET構成。
具體而言，四個積分開關54、 57、 60、 63的各個漏極并聯(lián)連接到采樣開 關5的漏極。
四個積分開關54、 57、 60、 63的各個源極連^^到各個巻積用電容器42、 45、 48、 51的一端。并且各個巻積用電容器42、 45、 48、 51的另一端4妄地。
另外，在積分開關54的漏極和采樣開關5的漏極之間并聯(lián)連接兩個積分 開關52、 53。各個巻積用電容器40、 41也分別連接到這些積分開關52、 53 的各個源極。并且，各個巻積用電容器40、 41的另一端接地。
此外，釋放開關64的源極連接到積分開關52的源極和巻積用電容器40 的一端之間。此外，釋放開關65的漏極連接到積分開關53的源極和巻積用 電容器41的一端之間。進而，釋放開關66的源極連接到積分開關54的源極 和巻積用電容器42的一端之間。
上述三個積分開關52、 53、 54的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單 元104的S0信號。另外，釋放開關64的柵極被構成為輸入來自控制信號生 成單元104的Sl信號。釋放開關65的柵極被構成為輸入來自控制信號生成 單元104的S2信號。釋放開關66的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單 元104的S3信號。
同樣地，包含三個積分開關55、 56、 57、三個巻積用電容器43、 44、 45 以及三個釋放開關64、 65、 66的電路(以下有時稱為"積分單元，，)在采樣開 關5的漏極端構成1組。在本實施方式中，例如形成4組這樣的電路，并聯(lián) 連接這些4組的電路。但是，也可以變更這些電路數。
第二組電路(積分單元)具有的結構包括三個積分開關55、 56、 57、三 個巻積用電容器43、 44、 45以及三個釋放開關67、 68、 69。此時'三個積 分開關55、 56、 57的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的Sl信 號。另外，釋放開關67的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的
iiS2信號。釋放開關68的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的S3 信號。釋放開關69的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的S0信號。
第三組電路(積分單元)具有的結構包括三個積分開關58、 59、 60、三 個巻積用電容器46、 47、 48以及三個釋》丈開關70、 71、 72。此時，三個積 分開關58、 59、 60的柵極^皮構成為輸入來自控制信號生成單元104的S2信 號。另外，釋放開關70的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的 S3信號。釋放開關71的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的S0 信號。釋放開關72的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的Sl信 號。
第四組電路(積分單元)具有的結構包括三個積分開關61、 62、 63、三 個巻積用電容器49、 50、 51以及三個釋放開關73、 74、 75。此時，三個積 分開關61、 62、 63的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的S3信 號。另外，釋放開關73的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的 S0信號。釋放開關74的柵極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的Sl 信號。釋放開關75的才冊極被構成為輸入來自控制信號生成單元104的S2信 號。
控制信號生成單元104例如由移位寄存器構成，所述移位寄存器由四個 寄存器構成。另外，控制信號生成單元104基于1/8的LO信號(局部振蕩信 號)，生成上述的SVO信號等控制信號。
接著，詳細敘述巻積容量單元110的結構。巻積容量單元110包括多 個巻積用電容器40、 41、 42、 43、 44、 45、 46、 47、 48、 49、 50、 51、多個 積分開關52、 53、 54、 55、 56、 57、 58、 59、 60、 61、 62、 63以及多個釋放 開關64、 65、 66、 67、 68、 69、 70、 71、 72、 73、 74、 75。這些開關52~75 例如由n型FET構成。
這里，將巻積用電容器40-42設為第一電容器群。同樣地，將巻積用電 容器43 ~ 45設為第二電容器群。將巻積用電容器46 ~ 48設為第三電容器群。 將巻積用電容器49 51設為第四電容器群。巻積容量單元110由多個電容器 群構成。
也就是說，采樣混頻器100的巻積容量單元110包括四個積分單元， 彼此并聯(lián)連接并且分別具有三個巻積用電容器、三個積分開關和三個釋放開關，所述三個巻積用電容器彼此并聯(lián)連接，所述三個積分開關切換對接收信 號依次進行采樣所得的離散信號的至所述三個巻積用電容器的輸入狀態(tài)，所 述三個釋放開關與各個巻積用電容器連接且彼此并聯(lián)連接；以及第一電容器
15,對積分單元的輸出信號進行積分。
圖2是由控制信號生成單元104生成的控制信號的時序圖。根據圖2， S0信號、Sl信號、S2信號以及S3信號的各個信號為各錯開1/4周期而生成 脈沖。這些各個信號為高電平的期間相當于LO信號的8個周期的期間。也 就是說，上述多個控制信號的頻率相同而相位不同。另外，控制信號生成單 元104的移位寄存器生成各個S0-S3信號。此時，將LO/8信號(將LO信 號8分頻后的信號)用作時鐘。在本實施方式中，將各個S0 S3信號為高電 平狀態(tài)的期間說明為LO信號的8個周期，但不限于此，也可以變更。
接著，參照上述的控制信號的定時，說明采樣混頻器IOO的動作。這里， 以同相混頻單元102為例詳細說明。首先，TA1將RF信號變換為RF電流 并將該RF電流iRF提供給同相混頻單元102。然后，同相混頻單元102以LO
信號對RF電 進行采樣。LO信號是具有與RF電 大致相同的頻率 的信號。這樣RF電 被采樣后，RF電 被時間性地離散而成為離散信號。
此后，S0信號上升時，各個積分開關52 ~ 54在SO信號為高電平期間(例 如，參照圖2的t(n) t(n+l))導通。于是，上述的離散信號通過處于 導通狀態(tài)的各個積分開關52 ~ 54，移動到各個巻積用電容器40 ~ 42 (第一電 容器群)。其結果，各個巻積用電容器40-42(第一電容器群)對離散信號進行積分。
接著，SO信號下降，Sl信號上升時，各個積分開關52~54截止，另一 方面，各個積分開關55~57在Sl信號為高電平期間(例如，參照圖2的t (n+l) t(n + 2))導通。于是，上述的離散信號通過處于導通狀態(tài)的各 個積分開關55 57，移動到各個巻積用電容器43~45 (第二電容器群)。其 結果，各個巻積用電容器43 ~ 45(第二電容器群)對離散信號進行積分。
接著，Sl信號下降，S2信號上升時，各個積分開關55~57截止，另一 方面，各個積分開關58 -60在S2信號為高電平期間(例如，參照圖2的t (n + 2) t(n+3))導通。于是，上述的離散信號通過處于導通狀態(tài)的各 個積分開關58 -60，移動到各個巻積用電容器46 48 (第三電容器群)。其結果，各個巻積用電容器46 ~ 48(第三電容器群)對離散信號進行積分。
接著，SS信號下降，S3信號上升時，各個積分開關58 60斷開，另一 方面，各個積分開關61 ~63在S3信號為高電平期間(例如，參照圖2的t (n + 3) -t(n + 4))導通。于是，上述的離散信號通過處于導通狀態(tài)的各 個積分開關61~63，移動到各個巻積用電容器49-51 (第四電容器群)。其 結果，各個巻積用電容器49 ~ 51(第四電容器群)對離散信號進行積分。
這樣，根據S0 S3信號的電平狀態(tài)，依次由三個巻積用電容器對離散 信號進行積分。也就是說，離散信號被每一電容器群積分。由此，獲得作為 FIR濾波器的效果。此時的采樣率^皮抽取為1/8。
此外，SO信號上升時，各個釋放開關69、 71以及73在S0信號為高電 平期間(例如，參照圖2的t (n) ~t (n+l))導通。于是，由連接到各個 釋放開關69、 71以及73的各個巻積用電容器45、 47以及49進行了積分的 信號，通過處于導通狀態(tài)的各個釋放開關69、 71以及73被釋放到Cbl5。
此時，由巻積用電容器45進行了積分的信號相當于在圖2的t( n - 3 ) ~ t (n-2)的期間進行了積分的信號。此外，由巻積用電容器47進行了積分 的信號相當于在圖2的t(n-2) ~t(n-l)的期間進行了積分的信號。另 外，由巻積用電容器49進行了積分的信號相當于在圖2的t (n-1) t(n) 的期間進行了積分的信號。也就是說，由第二電容器群、第三電容器群以及 第四電容器群進行了積分的離散信號的一部分、即在不同期間進行了積分的 離散信號的一部分由Cbl5進行積分。其結果，CM5同時保持每錯開1/4周 期地進行了積分的信號。
此外，Sl信號上升時，各個釋放開關64、 72以及74在S1信號為高電 平期間(例如，參照圖2的t(n+l) t(n + 2))導通。于是，由與各個釋 放開關64、 72以及74連接的各個巻積用電容器40、 48以及50進行了積分 的信號通過處于導通狀態(tài)的各個釋放開關64、 72以及74被釋放到Cbl5。
此時，由巻積用電容器40進行了積分的信號相當于在圖2的t (n) ~t (n+1 )的期間進行了積分的信號。此外，由巻積用電容器48進行了積分的 信號相當于在圖2的t (n-2) ~t (n-1 )的期間進行了積分的信號。另夕卜， 由巻積用電容器50進行了積分的信號相當于在圖2的t (n - 1 ) ~t (n)的 期間進行了積分的信號。也就是說，由第一電容器群、第三電容器群以及第 四電容器群進行了積分的離散信號的一部分、即在不同期間進行了積分的離散信號的一部分由Cbl5進行積分。其結果，Cbl5同時保持每錯開1/4周期 地進行了積分的信號。
此外，在S2信號以及S3信號上升后，也與S0信號以及S1信號為高電 平時同樣地，Cbl5也同時保持每錯開1/4周期地進行了積分的信號。
也就是說，S2信號上升時，各個釋放開關65、 67以及75在S2信號為 高電平期間(例如，參照圖2的t(n + 2) t(n + 3))導通。于是，由與各 個釋放開關65、 67以及75連接的各個巻積用電容器41、 43以及51進行了 積分的信號，通過處于導通狀態(tài)的各個釋放開關65、 67以及75同時被釋放 到Cbl5。
此時，由巻積用電容器41進行了積分的信號相當于在圖2的t (n) ~t (n+1 )的期間進^f亍了積分的信號。此外，由巻積用電容器43進行了積分的 信號相當于在圖2的t (n+l) ~t (n + 2)的期間進行了積分的信號。另夕卜， 由巻積用電容器50進行了積分的信號相當于在圖2的t (n-1) ~t (n)的 期間進行了積分的信號。也就是說，由第一電容器群、第二電容器群以及第 四電容器群進行了積分的離散信號的一部分、即在不同期間進行了積分的離 散信號的一部分由Cbl5進行積分。其結果，Cbl5同時保持每錯開1/4周期 地所進行了積分的信號。
S3信號上升時，各個釋放開關66、 68以及70在S3信號為高電平期間 (例如，參照圖2的t(n + 3) t(n + 4))導通。于是，由與各個釋放開關 66、 68以及70連接的各個巻積用電容器42、 44以及46進行了積分的信號， 通過處于導通狀態(tài)的各個釋放開關66、 68以及70同時被釋放到Cbl5。
此時，由巻積用電容器42進行了積分的信號相當于在圖2的t ( n ) ~ t (n+1 )的期間進行了積分的信號。此外，由巻積用電容器44進行了積分的 信號相當于在圖2的t (n+l) ~t (n + 2)的期間進行了積分的信號。另夕卜， 由巻積用電容器46進行了積分的信號相當于在圖2的t(n + 2) ~t(n + 3) 的期間進行了積分的信號。也就是說，由第一電容器群、第二電容器群以及 第三電容器群進行了積分的離散信號的一部分、即在不同期間進行了積分的 離散信號的一部分由Cbl5進行積分。此時，Cbl5也同時保持每錯開1/4周 期地進行了積分的信號。
如上所述，在積分單元之間各個積分單元的積分開關彼此的導通狀態(tài)， 在時間上不重復且以相同周期導通。各個積分單元具有的多個積分開關同時
15導通或截止。進而，各個單元的三個釋放開關各自的導通狀態(tài)以及與設置在 相同的積分單元中的積分開關的導通狀態(tài)，在時間上不重復且以相同周期導通。
另外，巻積容量單元110在基于多個控制信號S0 S3的每一定時，由 積分單元具備的三個積分元件進行積分。由各個積分單元作為積分定時所使 用的控制信號不同。因此，各個積分單元的積分定時在時間上錯開。另外， 在各個積分的定時由三個積分元件進行了積分的信號，在基于用于積分的定 時的控制信號以外的控制信號的定時被依次釋放。
這樣，S0 S3信號交替地為高電平，從而三個積分開關和三個釋放開關 同時導通，所以在過去的三個定時進行了積分的信號同時被釋放到Cbl5并由 其保持。此外，由于基于多個控制信號S0 S3進行積分和釋放，所以從巻積 容量單元110輸出的信號具有與根據上述控制信號進行積分的定時所決定的 采樣頻率相同的采樣頻率。
以具體例進行說明。例如，在圖2的t(n)中，如果在由各個巻積用電 容器45、 47以及49進行了積分的信號被釋放到Cbl5之前，Cbl5中保持在 t ( n - 1 )時釋放的信號(從各個巻積用電容器42、 44以及46釋放的信號) 作為巻積容量單元110的輸出信號。
因此，在圖2的t(n)中，由各個巻積用電容器45、 47以及49進行了 積分的信號釋放到CM5后，Cbl5共有在t(n)時由各個巻積用電容器45、 47以及49進行了積分的信號和在t ( n - 1 )時CM5所保持的信號。
也就是說，在圖2的t (n)中，對于從各個巻積用電容器45、 47以及 49釋放的信號，t(n-1)時Cbl5所保持的信號被反饋。其結果，獲得作為 IIR濾波器的效果。
以下，說明該IIR濾波器的傳遞函數。這里，假設從采樣開關5輸出的 離散信號為q(t)，離散信號輸入后的巻積用電容器的電壓為x (t), Cbl5的 電壓為y(t)。此外，假設巻積用電容器40、 43、 46以及49的容量為Cl, 巻積用電容器41、 44、 47以及50的容量為C2,巻積用電容器42、 45、 48 以及51的容量為C3， Cbl5的容量為Cb。
此時，在圖2的t(n)中，由巻積用電容器40 42進行積分的離散信號
q (n)用下式表示。
Cl'""一3)+C2.j;(" — 2)+C3j(" — l)+g(")"Cl + C2 + C3).x07) ( i )此外，圖2的t (n)時Cbl5所保持的信號用下式表示。 CI x("-2)+ C2.x(" -1)+ C3 O).-1) = (CI + C2 + C3 + C6) (") ( 2 )
進而，從式(1 )和式(2 )進行Z變換所得的IIR濾波器的傳遞函數H, 用下式表示。
<formula>formula see original document page 17</formul(3)
從式(3)可知，H具有兩個零點(參照分子的z"'z-2)。因此，除了式 (3)的分母所表示的IIR濾波特性以外，還能夠獲得較深的陷波。在以往的 采樣混頻器中，F(xiàn)IR濾波器的陷波與IIR濾波器的峰值相互抵消。因此，以往 的整個采樣混頻器的濾波特性所表現(xiàn)的陷波，頻帶狹窄，除去特定頻率分量 的能力較低。對此，在本實施方式中，由于陷波與IIR濾波器的峰值不相互 抵消，所以在整個采樣混頻器的濾波特性中，能夠獲得頻帶更寬且能夠除去 特定的頻率分量的較深的陷波。進而，從式(3)可知，IIR濾波器的傳遞函 數H可通過變更C1、 C2以及C3的值來進行調整。
接著，說明有關采樣混頻器100的特性。這里，假設LO信號頻率為 2.4GHz，巻積用電容器40-51的容量都為0.5pF, Cbl5的容量為15pF, TA1 的跨導為7.5mS。
圖3A是IIR濾波器的特性圖。根據圖3A， IIR濾波器的特性(橫軸為 頻率-縱軸為增益)以300MHz的間隔變化。這是因為，2.4GHz的LO信號被 FIR濾波器抽取為1/8。
從而，在從2.4GHz到2.7GHz的頻帶中，在2.5GHz附近和2石GHz附近
獲得兩個陷波。
圖3B是整個采樣混頻器IOO的特性圖。另外，該特征為合并圖3A所示 的IIR濾波器的特性和圖17A所示的第一級FIR濾波器的特性而獲得。
根據圖3B，在2.4GHz的期望波附近，增益為最大。因此，采樣混頻器 IOO能夠僅讓使用頻帶(期望波)通過。
此外，在2.5GHz、 2.6GHz、 2.8GHz以及2.9GHz附近獲得陷波。因此， 具有這些頻率的信號由采樣混頻器100進行處理，從而通過該陷波使其衰減。 其結果，實現(xiàn)功率的降低。
如上所述，根據本實施方式的采樣混頻器100,在特定的定時進行了積
17分的離散信號，在不同的多個定時被釋放到CM5。此外，離散信號被積分的 定時有多個。進而，進行了積分的離散信號在各個釋放定時被釋放到Cbl5
時，在Cbl5所存儲的信號中包含在不同的積分定時進行了積分的多個離散信
因此，能夠使由多個巻積用電容器和Cbl5構成的IIR濾波器的特性中具 有陷波。此時的陷波數由同時對離散信號進行積分的巻積用電容器的個數以 及同時向Cbl5釋放信號的巻積用電容器的個數決定。在本實施方式中，同時 對離散信號進行積分的巻積用電容器的個數以及同時向Cbl5釋放信號的巻 積用電容器的個數分別為三個，從而能夠獲得從3減1的兩個陷波。此外， 陷波出現(xiàn)的頻率位置由同時對離散信號進行積分的各個巻積用電容器的容量 決定。
因此，通過任意地調整巻積用電容器的個數和其電容值，能夠調整濾波特性。
根據上述，通過除去具有陷波的頻率分量的干擾波，能夠進行抑制以不 使采樣混頻器的輸出的失真造成接收敏感度劣化。此外，因為這樣能夠除去 干擾波，所以也能夠削減用于除去干擾波的濾波部件。
另夕卜，在本實施方式中，々支設包含采樣開關5在內的各種開關為n型FET, 但并不限于此。例如，各種開關也可以為p型FET，也可以為n型FET和p 型FET的組合。此時，也可以調換源極端子和漏極端子。或者，也可以應用 微電子機械系統(tǒng)(MEMS )。
此外，-汰明了采樣混頻器100,但也可以應用離散時間處理濾波器。此 時，離散時間處理濾波器為從采樣混頻器100除去采樣開關5。另外，作為 離散時間處理濾波器的輸入信號使用BB ( baseband:基帶)信號。BB信號為 從RF頻帶變頻為BB頻帶后的接收信號，既可以是連續(xù)信號，也可以是離散 信號。
進而，使由三個巻積用電容器構成的組為單位(電容器群)進行離散信 號的積分和釋放的動作，但只要不偏離本發(fā)明的要旨，也可以變更巻積用電 容器的個數。
例如，^i殳構成上述的組的巻積用電容器的個it為m ( m為2以上的自 然數)個時，m個巻積用電容器將在圖2的t (n)的定時進行了積分的信號 在t(n+l)、 t(n+2)、 ■■、 t (n + m)的定時釋放到CM5。此時，由于來自控制信號生成單元104的控制信號使m個巻積用電容器 動作，所以需要每1/ ( m + 1 )周期地錯開了相位的(m + 1 )個脈沖，同時對
信號進行積分的巻積用電容器的組數也需要m+1個。當這樣構成時，能夠 獲得(m-l)個陷波。
此外，假^沒了各個巻積用電容器的容量都為0.5pF， Cbl5的容量為15pF， 但不限于此。例如，各個巻積用電容器也可以具有彼此不同的容量。此時， 通過變更巻積用電容器的容量，能夠將IIR濾波器的特性調整為期望的特性 (參照式(3))。因此，能夠將整個采樣混頻器100的特性(頻率-增益)調 整為期望的特性。
此外，說明了 LO信號頻率為2.4GHz的情況，但并不限于此，也可以變更。
如上所述，根據本實施方式，采樣混頻器100具有m + 1個由彼此并聯(lián) 連接的m ( m為2以上)個巻積用電容器構成的積分單元，這些m + 1個積 分單元彼此并聯(lián)連接。所述采樣混頻器還具有m個積分開關，對于各個所 述積分單元，切換采樣開關對接收信號依次進行采樣所生成的離散信號的至 所述m個巻積用電容器的輸入狀態(tài)；以及m個釋放開關，連接到各個巻積用 電容器且彼此并聯(lián)連接，另外所述采樣混頻器具有第一電容器l5,對各個積 分單元的輸出信號進行積分。
另外，積分開關和釋放開關在下述的定時導通或截止。也就是說，在積 分單元之間各個積分單元彼此的積分開關的導通狀態(tài)，在時間上不重復且以 相同周期導通。各個積分單元具有的多個積分開關同時導通或斷開。進而， 各個單元的m個釋放開關各自的導通狀態(tài)以及與設置在相同的積分單元中的 積分開關的導通狀態(tài)，在時間上不重復且以相同周期導通。另外，各個積分 單元的m個積分開關同時地導通或斷開，因此也可以為一個積分開關。由此， 具有簡化結構的優(yōu)點。
而且，采樣混頻器100在基于控制信號生成單元104所生成的多個控制 信號的每個定時，由設置在不同的積分單元中的多個巻積用電容器將對接收 信號釆樣所得的離散信號進行積分，并且將由該多個巻積用電容器進行了積 分的信號在基于用于該積分的定時的控制信號以外的控制信號的定時依次釋 放。
由此，通過調整并排地配置在積分單元中的巻積用電容器的數目以及各個巻積用電容器的電容值，從而能夠實現(xiàn)可調整陷波數和陷波頻率且容易地 除去特定的頻率分量的采樣混頻器。
C實施方式2)
圖4是表示本發(fā)明實施方式2的采樣混頻器200的電路例的圖。這里， 主要說明與實施方式1不同的方面。
采樣混頻器200采用的結構包括同相混頻單元202、反相混頻單元203 以及控制信號生成單元204來代替圖1的實施方式1的同相混頻單元102、 反相混頻單元103以及控制信號生成單元104。
同相混頻單元202與實施方式1的情況不同，還包括轉儲開關16、重 置開關17以及反饋開關34。這些開關16、 17以及34例如由n型FET構成。
控制信號生成單元204除了實施方式1中的S0 S3信號以外，還生成D 信號、R信號以及F信號。
D信號用作轉儲開關16的柵極信號。R信號用作重置開關17的柵極信 號，F(xiàn)信號用作反饋開關34的柵極信號。
轉儲開關16通過AD(模擬/數字)變換器205與DSP(數字信號處理器) 206連接。AD變換器205將采樣混頻器200的輸出信號(模擬信號)變換為 數字形式。DSP206基于由AD變換器205變換后的輸出信號，計算用于補償 DC偏移或差分偏移等的反饋信號。
例如，DC偏移的補償基于DC的基準值與上述的輸出信號的比較結果來 進行。此外，差分偏移的補償根據基于輸出信號的平均功率的計算來進行。
而且，DSP206通過DA (數字對莫擬)變換器207和反饋開關34,將上 述的反饋信號輸出到各個巻積用電容器40 ~ 51。 DA變換器207將反饋信號 變換為模擬形式。采樣混頻器200的其他結構與實施方式1的情況大致相同， 因此省略重復的說明。
這樣構成時，采樣混頻器200的輸出信號被反饋到各個巻積用電容器 40~51，從而能夠補償DC偏移或差分偏移等。關于這一點在后面敘述。
另外，反相混頻單元203采用與同相混頻單元202相同的結構。反相混 頻單元203的輸出端連接到AD變換器208以及DA變換器210。 AD變換器 208和DA變換器210的結構與上述的AD變換器205以及DA變換器207相 同。
圖5是由控制信號生成單元204生成的控制信號的時序圖。這里也與圖2的情況同樣地，S0 S3信號為彼此每錯開1/4周期地生成的脈沖。而且， 在SO SS信號的各個信號為高電平狀態(tài)時，D信號、R信號以及F信號交替 地為高電平狀態(tài)。
此時，例如在t(n)， SO信號和D信號上升時，各個積分開關40-42 在SO信號為高電平期間(例如，參照圖5的t(n) t(n+l))導通。于是， 上述的離散信號通過處于導通狀態(tài)的各個積分開關40 ~ 42,移動到各個巻積 用電容器40~42。其結果，各個巻積用電容器40 42對離散信號進行積分。
進而，SO信號為高電平期間(例如，參照圖2的t(n) ~t(n+l))， 各個釋放開關69、 71以及73也導通。而且，與SO信號同樣地，D信號也變 為高電平(例如，參照圖5的t(n) ~t(n+l))，轉儲開關16也導通。
于是，例如，在D信號為高電平期間，由各個巻積用電容器45、 47以 及49進行了積分的信號通過處于導通狀態(tài)的各個釋^:開關69、 71、 73以及 轉儲開關16被釋放到Cbl5。
此外，例如，在D信號為高電平期間，由各個巻積用電容器45、 47以 及49進行了積分的信號(一部分)作為同相混頻單元110的輸出信號，通過 處于導通狀態(tài)的各個釋放開關69、 71、 73以及轉儲開關16被輸出到AD變 換器205。于是，由AD變換器205進行了數字變換的輸出信號在DSP206中 被讀出。然后，DSP206基于該讀出的輸出信號，生成上述的反饋信號。
接著，D信號下降，R信號上升時，重置開關17在R信號為高電平期間 (例如，參照圖5的t(n) t(n+l))導通。于是，各個巻積用電容器40 51所保持的信號通過接地端子流出而被重置。
接著，R信號下降，F(xiàn)信號上升時，反饋開關34在反饋信號為高電平期 間(例如，參照圖5的t(n) t(n+l))導通。
于是，上述的反饋信號從DSP206通過DA變換器207和反饋開關34, 被反饋到巻積容量單元110端。這樣構成時，通過反饋信號，能夠補償采樣 混頻器200的DC偏移或差分偏移等。
這樣，釆樣混頻器200按照圖5所示的控制信號進行動作。另外，在本 實施方式中，使用由三個寄存器構成的移位寄存器生成D信號、R信號以及 F信號。該移位寄存器包含在控制信號生成單元204中。
此外，控制信號生成單元204例如在由三個寄存器構成的移位寄存器中， 使用對LO信號進行8/3分頻所得的信號作為輸入時鐘，生成D信號、R信
21號以及F信號。但是，D信號、R信號以及F信號的生成方法并不限定于此。 作為D信號、R信號以及F信號的生成條件如下述進行設定即可。
也就是說，以在S0 S3信號的各個信號為高電平狀態(tài)時，D信號、R信 號以及F信號依次為高電平狀態(tài)，而且D信號、R信號以及F信號彼此不重
疊來進行生成。
此時，例如，四個寄存器構成的移位寄存器將使用對LO信號進行2分 頻所得的LO/2信號作為輸入時鐘來生成脈沖。此時的D信號、R信號以及F 信號也可以使用移位寄存器所生成的四個脈沖中的三個脈沖。
接著，說明實施方式2的IIR濾波器的傳遞函數。
在圖5的t (n),由巻積用電容器40 42進行了積分的離散信號q (t)
用下式表示。
=(Cl + C2 + C3) - ( 4 )
此外，圖2的t(n)時Cbl5所保持的信號用下式表示。
Cl. x(" _ 2) + C2 . x(" -1)+ C3 ■ .;;(" -1) = (Cl + C2 + C3 + C6) ( 5 )
進而，從式(4 )和式(5 )進行Z變換所得的IIR濾波器的傳遞函數H,
用下式表示。
^一_Cl + C2i'+C3-z-2_
一 (C1 + C2 + C3)(C1 + C2 + C3 + C6-C"巧 (6 )
從式(6)可知，H具有兩個零點(參照分子的z"'z—2)。因此，除了式 (6)的分母所表示的IIR濾波特性以外，還能夠獲得陷波。進而'從式(6) 可知，式(6)的IIR濾波器的傳遞函數H能夠通過變更Cl、 C2以及C3的
值來進行調整。
接著，說明有關采樣混頻器200的特性。這里，^i殳與圖3所示的實施 方式l的情況相同的條件。也就是說，假設LO信號頻率為24GHz，巻積用 電容器40~51的容量都為0.5pF，Cbl5的容量為15pF，TAl的跨導為7.5mS。
圖6A是實施方式2的IIR濾波器的特性圖。
在圖6A中也與圖3A同樣地，IIR濾波器的特性(橫軸為頻率-縱軸為增 益)以300MHz的間隔變化。這是因為，由FIR濾波器將2.4GHz的LO信號 抽取為1/8。
從而，在從2.4GHz到2.7GHz為止的頻帶中，在2JGHz附近和2石GHz附近獲得兩個陷波。但是，可知這些陷波與圖3A的情況相比，帶寬變寬。
圖6B是采樣混頻器200整體的特性圖。另外，該特性為合并圖6A所示 的IIR濾波器特性和圖17A所示的第一級FIR濾波器的特性而獲得的。
在圖6B中也與圖3B的情況同樣地，在2.4GHz的期望波附近，增益變 為最大。但是，可知2.5GHz、 2.6GHz、 2.8GHz以及2.9GHz附近的陷波的帶 寬與圖3B的情況相比更寬，從而能夠大范圍地除去陷波附近的干擾波。此外， 可知能夠更有效地實現(xiàn)利用陷波的衰減。
如上所述，根據本實施方式的采樣混頻器200，與實施方式1的情況不 同，能夠基于反饋信號補償DC偏移或差分偏移等。因此，能夠進一步抑制 敏感度劣化。
(實施方式3)
圖7是表示本發(fā)明實施方式3的采樣混頻器300的電路例的圖。這里， 主要說明與實施方式2不同的方面。
采樣混頻器300采用的結構包括同相混頻單元302、反相混頻單元303 以及控制信號生成單元304來代替圖4的同相混頻單元202、反相混頻單元 203以及控制信號生成單元204。
與實施方式2的情況不同，在同相混頻單元302中，在巻積容量單元110 的輸出端與轉儲開關16的漏極之間還具有CK旋轉電容器(rotating capacitor): 它也稱為第二電容器)7、積分開關18以及釋放開關26。這些開關7、 18以 及26例如由n型FET構成。
具體而言，積分開關18的漏極連接到巻積容量單元110的輸出端，積分 開關18的源極連接到Cr7的一端。Cr7的另一端接地。采用的結構為后述的 S10信號輸入到積分開關18的柵極。
此外，釋放開關26的源極連接到積分開關18的漏極與Cr7的一端之間， 釋放開關26的漏極連接到轉儲開關16的漏極。采用的結構為后述的Sll信 號輸入到釋放開關26的柵極。
控制信號生成單元304除了 S0 S3信號、D信號、R信號以及F信號以 外，還生成上述的S10信號和S11信號。S10信號在S0 SS信號的任一信號 的高電平期間的前半部分為高電平。另一方面'Sll信號在該期間的后半部 分為高電平。
S10信號用作積分開關18的柵極信號，Sll信號用作釋放開關26的柵極信號。
另外，反相混頻單元303采用與同相混頻單元302相同的結構。釆樣混 頻器300的其他結構與實施方式2的情況大致相同，因此省略重復的說明。
這樣構成時，采樣混頻器300除了由巻積容量單元110和Cr7構成的IIR 濾波器(它稱為第一級IIR濾波器)的效果以外，還能夠獲得由Cr7和Cbl5 構成的IIR濾波器(將它稱為第二級IIR濾波器)的效果。關于這一點在后面 敘述。
圖8是由控制信號生成單元304生成的控制信號的時序圖。這里，S0~ S3信號、D信號、R信號以及F信號與圖5的情況大致相同，所以主要說明 S10信號和Sll信號。
S10信號和Sll信號在SO ~ S3信號的任一信號為高電平時交替地變成高 電平。
例如在t(n)， SO信號和S10信號上升時，各個積分開關40~42在SO 信號為高電平期間(例如，參照圖8的t(n) -t(n+l))導通。于是，上 述的離散信號移動到各個巻積用電容器40~42而被積分。此外，S0信號為 高電平期間(例如，參照圖8的t (n) ~t (n+l)),各個釋放開關69、 71 以及73也導通。
而且，S10信號上升時，積分開關18在S10信號為高電平期間(例如， 參照圖8的t(n) t(n+l))導通。于是，由各個巻積用電容器45、 47以 及49進行了積分的信號通過處于導通狀態(tài)的積分開關18被釋放到Cr7。
接著，S10信號下降，S11信號和D信號都上升時，釋放開關26和轉儲 開關16在S11信號和D信號為高電平期間(例如，參照圖8的t(n) t(n + 1))導通。于是，Cr7所保持的信號在D信號為高電平期間被釋放到Cbl5。 由此，能夠獲得作為由Cr7和Cbl5構成的第二級IIR濾波器的效果。
接著，D信號下降，R信號上升時(例如，參照圖8的t(n) ~t(n+l))， 重置開關17在R信號為高電平期間導通。于是，Cr7所保持的信號流入接地 端子側而被重置。
接著，R信號下降，F(xiàn)信號上升時(例如，參照圖8的t(n) ~t(n+l))， 反饋開關34在反饋信號為高電平期間導通。此時，與實施方式2的情況同樣 地，通過上述的反饋信號，能夠補償采樣混頻器300的DC偏移或差分偏移等。
24這樣，采樣混頻器300按照圖8所示的控制信號進行動作。
另外，在實施方式3中，將LO信號進行8分頻而獲得S10信號和S11 信號。但是，在S0信號為高電平期間相當于LO信號的w周期的期間時，S10 信號和Sll信號為將LO信號進行w分頻后的信號。
此外，使用由六個寄存器構成的移位寄存器生成D信號、R信號以及F 信號。該移位寄存器包含在控制信號生成單元304中。
控制信號生成單元304在由六個寄存器構成的移位寄存器中使用對LO 信號進行4/3分頻所得的信號作為輸入時鐘，生成D信號、R信號以及F信 號，但D信號、R信號以及F信號的生成方法不限于此。
作為D信號、R信號以及F信號的生成條件如下述進行設定即可。
也就是說，進行設定，以在具有與S10信號相同周期的Sll信號為高電 平狀態(tài)時，D信號、R信號以及F信號依次為高電平狀態(tài)，而且D信號、R 信號以及F信號;f皮此不重疊即可。
此時，例如，由八個寄存器構成的移位寄存器將LO信號用作輸入時鐘 來生成脈沖。D信號、R信號以及F信號也可以使用移位寄存器所生成的八 個脈沖中的三個脈沖。條件是，此時的三個脈沖在Sll信號為高電平時變成
高電平。
接著，說明實施方式3中的由各個巻積用電容器40-51和Cr7構成的第 一級IIR濾波器的傳遞函數。
在圖8的t (n )，由巻積用電容器40 ~ 42進行積分的離散信號q ( n )用 下式表示。
Cl.-3)+ C2.><"-2) + C3.-1)+=(Cl + C2 + C3). ( 7 )
此外，圖8的t (n)時Cbl5所保持的信號用下式表示。 Cl. x(" - 2)+ C2. x(" -1)+ C3= (Cl + C2 + C3 + O).少(") (8 )
進而，從式(7)和式(8)進行Z變換所得的IIR濾波器的傳遞函數H, 用下式表示。
一___Cl + C2., +C3.Z-2__
"二(C1 + C2 + C3XC1 + C2 + C3十0)—(C"-3+C2i2 + C3. z卞1 + C2' z—1 + C3 z—"
(9)
從式(9)可知，H具有兩個零點(參照分子的z丄z々)。因此，除了式 (9)的分母所表示的IIR濾波特性以外，還能夠獲得陷波。進而，式(9)的IIR濾波器的特性能夠基于式(9)通過變更C1、 C2以及C3的值來進行調整。
接著，說明有關采樣混頻器300的特性。這里，々支設巻積用電容器40 51的容量都為l.OpF， Cr7為0.5pF。假設其他條件與實施方式2相同。也就 是說，假設LO信號頻率為2.4GHz， Cbl5為15pF, TA1的跨導為7.5mS。 另外，包含Cr7為0.5pF在內的上述值也可以變更。
圖9A是由各個巻積用電容器40 ~ 51和Cr7構成的第一級IIR濾波器的 特性圖。
在圖9A中也與圖6A同樣地，IIR濾波器的特性(橫軸為頻率-縱軸為增 益)以300MHz的間隔變化。這是因為，由FIR濾波器將2.4GHz的LO信號 抽耳又為1/8。
而且，可知在從2.4GHz到2.7GHz為止的頻帶中，與圖6A的情況相比， 在2.5GHz附近和2.6GHz附近存在帶寬較寬的陷波。
圖9B是實施方式3中的由Cr7和Crl5構成的第二級IIR濾波器的特性圖。
根據圖9B, IIR濾波器的特性(橫軸為頻率-縱軸為增益)以300MHz的 間隔變化。這是因為，由FIR濾波器將2.4GHz的LO信號抽取為1/8。
圖9C是采樣混頻器300整體的特性圖。另外，該特性為并合圖9A、圖 17以及圖9B所示的特性而獲得的。
可知在圖9C中，與圖6B的情況相比，2.4GHz的期望波附近的增益變 小，從而容易地僅使期望波通過。
此外，可知與圖6B的情況同樣地，在2JGHz、 2.6GHz、 2.8GHz以及 2.9GHz附近存在陷波，在這些頻率附近，能夠通過陷波除去干擾波。
另外，在實施方式3中，假設Cr7為一個，但Cr7的數目并不限于此， 也可以進行變更。例如，也可以為以下結構，采樣混頻器300包含多個Cr7， 這些Cr7同時連接到Cbl5。此時，通過抽取采樣率，降低AD變換器所需動 作速度，其結果，能夠降低消耗電流。
此夕卜，在Cbl5的下一級也可以另行多級地連接未圖示的Cr和Cb。
如上所述，根據本實施方式，在采樣混頻器300中設置Q7，設置在巻 積容量單元IIO和第一電容器15之間；積分開關18,切換巻積容量單元IIO 的輸出信號的至Cr7的輸入狀態(tài)；以及釋放開關26,連接到Cr7的一端且切換由Cr7進行了積分的信號的至第一電容器15的輸出狀態(tài)。
根據該結構，通過進行控制以使在釋放開關64 ~ 75的任一開關處于導通
狀態(tài)的期間中，時間上前部分的期間積分開關18導通，在這之后的期間釋放
開關26導通，濾波特性上期望波附近的增益變小，實現(xiàn)容易地僅使期望波通
過的采樣混頻器。 (實施方式4)
圖10是表示本發(fā)明實施方式4的采樣混頻器400的電路例的圖。這里， 主要i兌明與實施方式2不同的方面。
采樣混頻器400采用的結構包括同相混頻單元402和反相混頻單元403 來代替圖4的實施方式2中的同相混頻單元202和反相混頻單元203。
在同相混頻單元402中，與實施方式2的情況不同，在采樣開關5的漏 極和巻積容量單元110的輸入端之間還連接有Ch (歷史電容器(history capacitor):將它也稱為第三電容器)6的一端。此外，Ch6的另一端接地。
另外，反相混頻單元403采用與同相混頻單元402相同的結構。采樣混 頻器400的其他結構與實施方式2的情況大致相同，因此省略重復的說明。
這樣構成時，采樣混頻器400除了由巻積容量單元110和Cbl5構成的 IIR濾波器的效果以外，還能夠獲得由Ch6和巻積容量單元110構成的IIR濾 波器的效果。關于這一點在后面敘述。
接著，對實施方式4中的由Ch6和巻積容量單元110構成的IIR濾波器,
進行Z變換所得的傳遞函數用下式表示。另外，假設Ch6的容量為Ch。
<formula>formula see original document page 27</formula> (10)
另外，對由巻積容量單元110和Cbl5構成的IIR濾波器,進行Z變換所 得的傳遞函數由上述的式6給出。
接著，說明有關采樣混頻器400的特性。這里，布支設Ch6的容量為10pF。 其他條件與實施方式2相同。也就是說，假設LO信號頻率為2.4GHz，巻積 用電容器40~51的容量都為0.5pF, Cbl5的容量為15pF， TA1的跨導為 7.5mS。另外，包含Ch6為10pF在內的上述值也可以變更。
圖IIA是由Ch6和巻積容量單元110構成的IIR濾波器的特性圖。
在圖IIA中也與圖6A的情況同樣地，IIR濾波器的特性(橫軸為頻率-縱軸為增益)以300MHz的間隔變化。圖11B是整個采樣混頻器400的特性圖。另外，該特性為并合圖IIA、 圖6A以及圖17A所示的各個特性而獲得的。
可知在圖11B中，與圖6B的情況相比，2.4GHz的期望波附近的增益變 小，從而容易地僅使期望波通過。
此外，可知與圖6B的情況相比，在2.5GHz、2.6GHz、2.8GHz以及2.9GHz 附近存在的陷波變深，在這些頻率附近，能夠更容易地實現(xiàn)利用陷波去除干 擾波。
另外，在實施方式4中，在Cbl5的下一級也可以另行多級連接未圖示 的Cr和Cb。
(實施方式5)
圖12是表示本發(fā)明實施方式5的采樣混頻器500的電路例的圖。這里， 主要i兌明與實施方式2不同的方面。
釆樣混頻器500采用的結構包括同相混頻單元502和反相混頻單元503 來代替圖4的實施方式2中的同相混頻單元202和反相混頻單元203。
同相混頻單元502除了圖4的實施方式2中的巻積容量單元110以外， 還具有與巻積容量單元110串聯(lián)連接的巻積容量單元120。巻積容量單元 采用與巻積容量單元IIO相同的結構。
另外，反相混頻單元503采用與同相混頻單元502相同的結構。釆樣混 頻器500的其他結構與實施方式2的情況大致相同，因此省略重復的說明。
這樣構成時，釆樣混頻器500除了由巻積容量單元120和Cbl5構成的 IIR濾波器的效果以外，還能夠獲得由巻積容量單元IIO和巻積容量單元UO 構成的IIR濾波器的效果，但關于這一點在后面敘述。
接著，對由巻積容量單元110和巻積容量單元120構成的IIR濾波器，進 行Z變換所得的傳遞函數用下式表示。
—(Cl + C2 + C3X2C1 + 2C2 + 2C3) - (Cl z-3 + C2. z-2 + C3 z-1義C1 + C2 z-' + C3, 2)
(11)
另外，對由巻積容量單元120和Cbl5構成的IIR濾波器，進行Z變換所 得的傳遞函數由上述的式(6)給出。
接著，說明有關采樣混頻器500的特性。這里，假設各個巻積容量單元 110和120內的巻積用電容器40~51的容量都為lpF。其他條件與實施方式
282相同。也就是說，假設LO信號頻率為2.4GHz， Cbl5的容量為15pF, TA1 的跨導為7.5mS。
圖13A是由巻積容量單元110和巻積容量單元120構成的IIR濾波器的
特性圖。
在圖13A中也與圖6A的情況同樣地，IIR濾波器的特性(橫軸為頻率-縱軸為增益)以300MHz的間隔變化。
圖13B是釆樣混頻器500整體的特性圖。另外，該特性為合并圖13A、 圖6A以及圖17A所示的各個特性而獲得的。
可知在圖13B中，與圖6B的情況相比，2.4GHz的期望波附近的增益變 小，從而容易地僅使期望波通過。
此外，可知與圖6B的情況相比，在2.5GHz、2.6GHz、2.8GHz以及2.9GHz 附近存在的陷波變深，在這些頻率附近，能夠更容易地實現(xiàn)利用陷波去除干 擾波。
另外，在實施方式5中，假設各個巻積容量單元IIO和120內的巻積用 電容器的容量相同，但也可以變更。例如，也可以變更巻積用電容器的容量， 從而將整個采樣混頻器500的特性調整為期望的特性。
此外，假設各個巻積容量單元110和120內的巻積用電容器都為相同容 量，各個巻積容量單元110和120內的總容量相同，但不限于此。例如，也 可以進行設定以在各個巻積容量單元110和120之間上述的總容量不同，并 控制陷波數。
進而，說明了使用兩個巻積容量單元IIO和120的情況，也可以應用三 個以上的巻積容量單元。此時，隨著巻積容量單元的串聯(lián)連接數目的增加， 整個采樣混頻器500中的濾波特性的衰減量變大，從而極為有用。
(實施方式6)
圖18是表示本發(fā)明實施方式6的采樣混頻器510的電路例的圖。這里， 主要i兌明與實施方式4不同的方面。
采樣混頻器510采用的結構包括同相混頻單元512和反相混頻單元513 來代替圖10的實施方式4中的同相混頻單元402和反相混頻單元403。同相 混頻單元512具備巻積容量單元130。反相混頻單元513具備巻積容量單元 140。
同相混頻單元512的巻積容量單元130將由巻積用電容器41、 44、 47
29以及50進行了積分的信號輸出到反相混頻單元513的CM5。同樣地，反相 混頻單元513的巻積容量單元140將由巻積用電容器41、 44、 47以及50進 行了積分的信號輸出到同相混頻單元512的Cbl5。采樣混頻器510的其他結 構與實施方式4的情況大致相同，因此省略重復的說明。
這樣構成時，在采樣混頻器510中，提高由巻積容量單元130、 140以及 Cbl5構成的IIR濾波器的陷波的設計自由度。
這里，假設巻積用電容器40、 43、 46以及49的電容值為Cl，巻積用電
容器41、 44、 47以及50的電容值為C2，巻積用電容器42、 45、 48以及51
的電容值為C1，緩存容量的電容值為Cb。于是，由巻積容量單元130、 140
以及Cbl5構成的IIR濾波器的傳遞函數H用下式表示。 ^ 一 C卜C2z-1 + Clz-2
一 (Cl + C2 + C3 + C6)-C6z-1 (12)
式(12)中的分子能夠進行下述變形。
Cl 一 C2z一1 + Clz一2 = Cl
廣—2 C2 _i 、 z--z +1
乂 Cl 乂 =Cl(z-2-2a +aW) =1 — (a + — (a —
其中，^ = 2"、 "2+62二1
Cl (13)
從式(13 )可知式(12 )中的分子具有絕對值1的共軛復數的極。由此， 通過C2和C1的容量比，能夠在濾波特性上設計兩個陷波。此時， 一方的陷 波能夠設計為任意的頻率，另 一方的陷波以某一頻率范圍的中心為基準對稱 地出現(xiàn)。該頻率范圍由從巻積容量單元130輸出到Cbl5的信號的采樣頻率決 定。
具體而言，設計為^yv巻積容量單元130輸出到Cbl5的信號的采樣頻率 為300MHz，且一方的陷波出現(xiàn)在距LO信號頻率20MHz處時，另一方的陷 波出現(xiàn)在距LO信號頻率280MHz處。
根據上述，進行設計以使在實施方式6的采樣混頻器510中陷波出現(xiàn)在 任意的頻率。而且，通過進行設計以使陷波的出現(xiàn)的頻率與存在任意的干擾 波的頻率一致，從而能夠除去干擾波。另外，在本實施方式中，假設對來自采樣開關的輸出同時進行積分的巻 積用電容器的數目為三個，但也可以為其他數目。
一般地，假設能夠任意設計的陷波數為n時，所需的對來自采樣開關的 輸出同時進行積分的巻積用電容器的數目，即積分單元所包含的巻積用電容
器的數目m為m = 2n + 1。
此外， 一個積分單元的m個巻積用電容器通過從第一個到第m個為止依 次與Cbl5連接而依次釋放離散信號時，與Cbl5連接的順序為偶數號的巻積 用電容器需要連接到相位反轉的混頻單元的Cbl5。在本實施方式6中，巻積 用電容器41、 44、 47以及50相當于偶數號的巻積用電容器。
這樣，根據本實施方式，在采樣混頻器510中，在巻積容量單元130中，
從切換積分開關的狀態(tài)的定時開始偶數號導通的釋^:開關連接到反相混頻單
元513的Cbl5,另一方面為奇數號導通的釋放開關連接到同相混頻單元512 的Cbl5，在巻積容量單元140的各個積分單元中，乂人切換積分開關的狀態(tài)的 定時開始奇數號導通的釋放開關連接到反相混頻單元513的Cbl5，另一方面 為偶數號導通的釋放開關連接到同相混頻單元512的CM5。
通過為這樣的結構，采樣混頻器510中的IIR濾波器的傳遞函數H的分 子具有絕對值1的共軛復數的極。因此，通過調整巻積用電容器的容量，能 夠更自由地調整陷波的出現(xiàn)的頻率位置。陷波的數目與各個實施方式同樣地， 能夠通過積分單元中并行配置的巻積用電容器的數目m來進行調整。
另外，在上述說明中，說明了以下的結構，從切換積分開關的狀態(tài)的定 時開始偶數號導通的釋放開關，在巻積容量單元130中固定地連接到反相混 頻單元513的Cbl5,在巻積容量單元140的各個積分單元中固定地連4妄到同 相混頻單元512的CM5。
但是，本發(fā)明并不限于此，例如，也可以為以下的結構，準備了連接反 相混頻單元513的Cb 15和積分單元的配線以及連接同相混頻單元512的Cb 15 和積分單元的配線，并配置了切換各個積分單元與兩配線之間的連接狀態(tài)的 開關。此時，在巻積容量單元130中，在從切換積分開關的狀態(tài)的定時開始 偶數號的釋放定時，切換各個積分單元與兩配線的連接狀態(tài)的開關切換為與 反相混頻單元513的Cbl5連接的狀態(tài)。另一方面，在巻積容量單元MO中， 在從切換積分開關的狀態(tài)的定時開始偶數號的釋放定時，切換各個積分單元 與兩配線的連接狀態(tài)的開關切換為與同相混頻單元512的Cbl5連接的狀態(tài)。
31關鍵在于能夠實現(xiàn)以下動作即可，巻積容量單元130的各個積分單元將
由m個積分元件進行了積分的離散信號在與m個積分元件對應的m次的釋
放定時中的特定的釋放定時釋放到反相混頻單元513的Cbl5，另一方面，在 除了所述特定的釋放定時以外的釋放定時釋放到同相混頻單元512的Cbl5， 巻積容量單元140的各個積分單元將由m個積分元件進行了積分的離散信 號，在與相對應的巻積容量單元130的積分單元相同的釋放定時釋放到與該 積分單元相反的電容器。該特定的釋放定時為m次的釋放定時中偶數號的釋 ;汰定時。
(實施方式7)
圖14是表示本發(fā)明實施方式7的無線裝置600的結構例的方框圖。無線 裝置600例如為移動電話、車載電話、收發(fā)器(tansceiver)等。
在圖14中，無線裝置600包括天線601、雙工器602、發(fā)送單元603、 接收單元604以及信號處理單元(DSP) 605。
而且，發(fā)送單元603具有功率放大器(PA) 606和調制單元607。接收 單元604具有低噪聲放大器(LNA) 608和采樣混頻器609。假設作為采樣混 頻器609使用圖1的實施方式1中的采樣混頻器100。這樣，能夠應用可以 調整陷波數和陷波頻率的采樣混頻器100,從而極為有用。另外，作為采樣 混頻器609也可以使用實施方式2、 3、 4、 5以及6的任一實施方式中的采樣 混頻器(參照圖4、圖7、圖10以及圖12)。
天線601通過雙工器602分別連接到發(fā)送單元603和接收單元6(M。
雙工器602對應發(fā)送信號和接收信號的各個頻帶。而且，雙工器602如 果輸入來自發(fā)送單元603的信號，則使該信號中的發(fā)送信號的頻帶通過并輸 出到天線601。另一方面，如果來自天線601的信號輸入到雙工器602,則雙 工器602使該信號中的接收信號的頻帶通過而將其輸出到接收單元603。
在信號處理單元605中，將來自接收單元603的輸出信號進行AD變換 后，對該輸出信號進行信號處理(例如，語音處理、數據處理)。此外，在信 號處理單元605中，對規(guī)定的輸入信號(例如，語音、數據)進行信號處理 后，進行DA變換(未圖示)，并輸出到發(fā)送單元603。另外，圖"的信號處 理單元605設為一個，但也可以使用多個。
根據這樣構成的無線裝置600,即使在不能充分獲得發(fā)送單元603和接 收單元604之間的雙工器602的衰減量，也通過調整采樣混頻器609的濾波特性(參照圖3)，從而能夠除去漏到接收單元604的發(fā)送信號的頻帶(干擾 波)。由此，能夠抑制由采樣混頻器609的輸出的失真所引起的接收敏感度的 劣化。此外，由于能夠除去干擾波，所以在無線裝置600中，不需要具備用 于除去干擾波的濾波部件，從而極為有用。
另夕卜，在實施方式1 ~ 7中，說明了采樣混頻器以及包含該采樣混頻器的 無線裝置的情況，但也可以適用沒有采樣開關5的離散濾波器或包含該離散 濾波器的無線裝置。
2006年6月8日提交的日本專利申請第2006-160280號所包含的說明書、 附圖以及說明書摘要的公開內容全部被引用在本申請。
工業(yè)實用性
本發(fā)明的離散時間處理濾波器以及采樣混頻器使用在無線裝置的無線電 路時極為有用。特別適合于進行信號的頻率變換。
權利要求
1、一種離散濾波器，包括控制信號生成單元，生成頻率相同而相位不同的多個控制信號；卷積容量單元，輸入接收信號；以及緩沖電容器，對從所述卷積容量單元釋放的離散信號進行積分，所述卷積容量單元包含m+1個具有彼此并聯(lián)連接的m個積分元件的積分單元，其中m為2以上的自然數，并且基于所述控制信號，在從所述m+1個積分單元中選擇的一個積分單元所包含的所有m個積分元件中，在相同的定時對所述接收信號進行積分，在與對所述接收信號進行積分相同的定時，從選擇出的所述一個積分單元以外的m個積分單元的各個積分單元中各選擇一個積分元件，將已進行了積分的信號釋放到所述緩沖電容器。
2、 如權利要求1所述的離散濾波器，其中，所述m+l個積分單元被并 聯(lián)連接，基于所述控制信號，具有對所述接收信號進行積分的m個積分元件 的積分單元每定時地切換為另 一個積分單元。
3、 如權利要求2所述的離散濾波器，其中，各個積分單元具有積分開 關，切換所述接收信號的至所述m個積分元件的輸入狀態(tài)；以及m個釋放開 關，與各個積分元件連接，所述積分開關周期性地導通而彼此的導通狀態(tài)在 時間上不重疊，各個積分單元的m個釋放開關周期性地導通而彼此的導通狀 態(tài)以及與設置在相同積分單元的積分開關的導通狀態(tài)在時間上不重疊。
4、 如權利要求2所述的離散濾波器，其中，還包括 信號重置單元，使所述積分單元進行了積分的所述接收信號重置；以及 反饋開關，在所述接收信號的重置后，將用于調整所述積分單元的輸出特性的反饋信號反饋到所述積分單元。
5、 如權利要求2所述的離散濾波器，其中，還包括 旋轉電容器，設置在所述積分單元和所述緩沖電容器之間； 其他的積分開關，切換所述積分單元的釋放信號的至所述旋轉電容器的輸入狀態(tài)；以及其他的釋放開關，與所述旋轉電容器的 一端連接且切換由所述旋轉電容 器進行了積分的信號的至所述緩沖電容器的釋放狀態(tài)。
6、 如權利要求2所述的離散濾波器，其中，還包括歷史電容器，其一端連接到所述積分單元的輸入端。
7、 如權利要求2所述的離散濾波器，其中，串聯(lián)地配置多個所述并聯(lián)連接的m + 1個積分單元。
8、 一種離散濾波器，包括第一巻積容量單元，具有彼此并聯(lián)連接且對接收信號進行積分的m個積 分元件，其中m為2以上的自然數，并且具備彼此并聯(lián)連接的m + 1個積分 單元；第二巻積容量單元，具有與所述第一巻積容量單元相同的結構，輸入與 輸入到所述第一巻積容量單元的所述接收信號反相位的接收信號；以及第一緩沖電容器和第二緩沖電容器，對所述第一巻積容量單元和所述第 二巻積容量單元的釋放信號進行積分，所述第一巻積容量單元的各個積分單元在與所述m個積分元件對應的m 次的釋放定時中的特定的釋放定時，將由所述m個積分元件進行了積分的接 收信號釋放到所述第二緩沖電容器，另一方面，在除了所述特定的釋放定時 以外的釋放定時，將由所述m個積分元件進行了積分的接收信號釋放到所述 第一緩沖電容器，所述第二巻積容量單元的各個積分單元在與相對應的所述第一巻積容量 單元的積分單元相同的釋放定時，將由所述m個積分元件進行了積分的接收 信號釋放到與該積分單元相反的緩沖電容器。
9、 如所述權利要求8所述的離散濾波器，其中，所述特定的釋放定時為 所述m次的釋放定時中偶數號的釋放定時。
10、 如權利要求8所述的離散濾波器，其中，各個積分單元具有積分開關，切換所述接收信號的至所述N個積分元 件的輸入狀態(tài)；以及m個釋放開關，連接到各個積分元件，在所述第一巻積容量單元的各個積分單元中，從切換所述積分開關的狀 態(tài)的定時開始偶數號導通的釋放開關被連接到所述第二緩沖電容器，另 一方 面，奇數號導通的釋放開關被連接到所述第一緩沖電容器，在所述第二巻積容量單元的各個積分單元中，從切換所述積分開關的狀 態(tài)的定時開始奇數號導通的釋放開關被連接到所述第二緩沖電容器，另一方 面，偶數號導通的釋放開關被連接到所述第 一緩沖電容器。
11、 一種采樣混頻器，包括權利要求1所述的離散濾波器；以及采樣開關，設置在所述離散濾波器的前級，對接收信號以規(guī)定的頻率進 行釆樣。
12、 一種采樣混頻器，包括 權利要求8所述的離散濾波器；以及采樣開關，設置在所述離散濾波器的前級，對接收信號以規(guī)定的頻率進 行采樣。
13、 一種無線裝置，包括 權利要求1所述的離散濾波器；信號處理單元，基于所述離散濾波器的輸出信號，進行信號處理；以及 調制單元，對所述信號處理單元中的信號處理的輸出信號進行調制。
14、 一種無線裝置，包括 權利要求8所述的離散濾波器；信號處理單元，基于所述離散濾波器的輸出信號，進行信號處理；以及 調制單元，對所述信號處理單元中的信號處理的輸出信號進行調制。
15、 一種無線裝置，包括 權利要求11所述的采樣混頻器；信號處理單元，基于所述離散濾波器的輸出信號，進行信號處理；以及 調制單元，對所述信號處理單元中的信號處理的輸出信號進行調制。
16、 一種無線裝置，包括 權利要求12所述的采樣混頻器；信號處理單元，基于所述離散濾波器的輸出信號，進行信號處理；以及 調制單元，對所述信號處理單元中的信號處理的輸出信號進行調制。
全文摘要
能夠調整陷波數和陷波頻率且容易地除去特定的頻率分量的離散濾波器。在采樣混頻器(100)中，控制信號生成單元(104)生成頻率相同而相位不同的多個控制信號，卷積容量單元(110)在基于控制信號生成單元(104)所生成的多個控制信號的每個定時，由多個卷積用電容器對接收信號采樣所得的離散信號進行積分，并且在基于用于該積分的定時的控制信號以外的控制信號的定時依次釋放由該多個卷積用電容器進行了積分的信號，Cb(15)對釋放的離散信號進行積分。由此，通過調整并排地配置的卷積用電容器的數目以及各個卷積用電容器的電容值，從而能夠實現(xiàn)可調整陷波數和陷波頻率且容易地除去特定的頻率分量的采樣混頻器。
文檔編號H03H15/00GK101454975SQ20078001934
公開日2009年6月10日 申請日期2007年6月8日 優(yōu)先權日2006年6月8日
發(fā)明者安倍克明, 宮野謙太郎, 細川嘉史 申請人:松下電器產業(yè)株式會社