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      用于自振蕩d類系統(tǒng)的電子裝置的制作方法

      文檔序號:7512614閱讀:289來源:國知局
      專利名稱:用于自振蕩d類系統(tǒng)的電子裝置的制作方法
      技術(shù)領(lǐng)域
      本發(fā)明涉及用于改進自振蕩D類系統(tǒng)的啟動的電子裝置。
      背景技術(shù)
      本領(lǐng)域公知的是,D類放大器對于提供高輸出電流以驅(qū)動負載 (例如音頻應(yīng)用)是十分有用的。D類系統(tǒng)將音頻信號轉(zhuǎn)換成高頻脈 沖序列,其中功率輸出級的輸出是方波,該方波的占空比取決于音頻 輸入信號。 一些自振蕩D類系統(tǒng)使用脈沖寬度調(diào)制器(PWM)來提供 根據(jù)音頻信號的幅度而變化的脈沖序列。這些脈沖以特定頻率對功率 輸出晶體管進行切換。 一些自振蕩D類系統(tǒng)使用其它類型的調(diào)制,例 如密度調(diào)制等。通常將D類系統(tǒng)的輸出施加給低通濾波器,以便將脈 沖轉(zhuǎn)換回驅(qū)動一個或多個音頻揚聲器的放大音頻信號。為了將連續(xù)的 音頻輸入信號轉(zhuǎn)換成經(jīng)調(diào)制的脈沖序列,一些自振蕩D類系統(tǒng)提供了 包含比較器的自振蕩回路。對于自振蕩D類系統(tǒng)來說,在系統(tǒng)啟動期 間進入穩(wěn)定的自振蕩工作狀態(tài)是很關(guān)鍵的。由于諸如比較器或者環(huán)路 濾波器中的無源元件之類的元件存在不可避免的生產(chǎn)延展(例如集成 電路中的工藝變化),所以可能存在會使系統(tǒng)不能開始正常工作的啟 動條件。例如,比較器可能受到導(dǎo)致其輸入信號DC偏移的不對稱的 影響。在這些情況下,通常無法預(yù)測系統(tǒng)針對不同啟動條件會在何時 開始振蕩。
      典型的自振蕩D類系統(tǒng)通常包括具有兩個n型M0SFET晶體管的 輸出級,這兩個n型M0SFET晶體管分別被高端驅(qū)動器和低端驅(qū)動器 驅(qū)動。由于僅僅使用了醒0S晶體管,所以一個麗0S晶體管被耦接至 正的供電電壓。為了激活高端M0SFET,必須要有一個將相當高的柵 極電壓提供給高端M0SFET的高端驅(qū)動器。具體地說,高端M0SFET
      4的柵極電壓必須高于高端M0SFET的漏極上的正的供電電壓Vdd。通 過在功率輸出級(由兩個畫0S輸出晶體管組成)的輸出端和高端驅(qū) 動器(即高端M0SFET的柵極)之間耦接一個自舉電容器來提供這個 較高的正驅(qū)動器電壓。此外,如果功率輸出級的輸出處于地電勢V'ss, 則由另一個電壓源經(jīng)由一個二極管來對自舉電容器進行充電。隨后, 如果功率級的輸出節(jié)點切換至正的供電電壓電平Vdd,那么自舉電容
      器的第一側(cè)會由于自舉電容器上的電荷而上升至一個高于正的供電 電壓電平Vdd的電壓電平。并且,傳統(tǒng)方案通常提供一種保護機制, 以防止D類放大器在自舉電容器上的電壓太小時進入正常工作。于 是,高端晶體管被禁止。此外,如果比較器由于工藝變化而具有DC 偏移電平,那么比較器的輸出信號表示出要激活高端晶體管,卻由于 自舉電容器上的電壓不足而不被允許。所以,根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的自振蕩 D類系統(tǒng)將保持鎖定且不能啟動。
      己知一些旨在克服上述啟動問題的想法。根據(jù)第一原理,提供 了特定的充電電流,以便在啟動功率級之前將自舉電容器預(yù)先充電至 一個特定電平。但是,該原理不能被應(yīng)用至小于20V的供電電壓。此 夕卜,如果出現(xiàn)錯誤情況,在錯誤情況之后系統(tǒng)需要快速重啟(即例如 在100毫秒內(nèi)重啟),該傳統(tǒng)機制就會失效。于是,該傳統(tǒng)方案不適 合低供電電壓以及系統(tǒng)需要快速恢復(fù)的情況。
      根據(jù)另一個為了避免啟動程序期間的掛起的常規(guī)原則,輸出功 率級的控制邏輯在一定的時間內(nèi)被強制成邏輯低(LOW)電平(即, 接地或Vss),從而使得功率輸出級的輸出被強制為Vss。為此,提 供了附加的邏輯門以及具有短脈沖的特定信號。這種常規(guī)的方法的缺 點在于LOW周期的臨界定時。L0W脈沖應(yīng)該與D類系統(tǒng)的振蕩頻率具 有良好的相關(guān)性。不過,在包括功率級和分別的控制邏輯的集成電路 上限定用來將輸出強制為LOW電平的脈沖信號,而回路的組件靈活地 限定振蕩頻率。如果LOW周期的定時和振蕩頻率是不相關(guān)的,那么這 通常會在D類放大器的輸出上產(chǎn)生不期望的聽覺效應(yīng)
      發(fā)明內(nèi)容
      本發(fā)明的目的是提供一種電子裝置,其使得自振蕩D類系統(tǒng)即 使在低供電電壓下也可以快速、可靠且平滑的啟動。
      獨立權(quán)利要求1的主題實現(xiàn)了該目的。于是,提供了一種電子 裝置,其包括用于自振蕩D類系統(tǒng)的集成功率比較器電路。所述集成 功率比較器電路包括調(diào)制級,所述調(diào)制級包括偏移補償電路,用于補 償調(diào)制級的偏移,以便實現(xiàn)所述自振蕩D類系統(tǒng)的平滑初始化。對補 償信號進行調(diào)整并確定其大小,以補償或稍微過補償工藝或制造參數(shù) 變化的影響。 一般來說,工藝變化影響了電路和電子元件的電特性。 具體來講,如果兩個元件本該具有相同的電特性(即,它們應(yīng)該是匹 配的),那么工藝變化會嚴重地損害電路的功能。由此,例如,如果 調(diào)制級中的由于工藝變化造成的偏移在系統(tǒng)打開時將調(diào)制級設(shè)置為 特定初始狀態(tài),那么本發(fā)明提供了電路來補償由于工藝參數(shù)的偏差而 造成的偏移。其它效果在于附加的或減小的延遲、噪聲等。本文中的 補償可意味著過補償,以便改變初始狀態(tài)。
      自振蕩D類系統(tǒng)的初始化通常被調(diào)制級的參數(shù)變化(參數(shù)變化 使調(diào)制級固定至特定值)所妨害,本發(fā)明提供了偏移補償電路來克服 這些問題。傳統(tǒng)的解決方案建議(例如)通過組合邏輯來引入附加的 數(shù)字信號,以將數(shù)字電平加到調(diào)制級的輸出信號上。但是,本發(fā)明建 議介入更早的處理級。不同于對信號的邏輯值(它們已經(jīng)是工藝參數(shù) 變化的結(jié)果)進行修改,本發(fā)明建議對更靠近其原始點的偏離進行補 償。該方案提供了比現(xiàn)有技術(shù)更加平滑的初始化過程。D類系統(tǒng)的自 振蕩頻率和補償信號之間的相關(guān)不是很關(guān)鍵。因此,根據(jù)本發(fā)明的補
      償信號被確定大小并被調(diào)整,以對制造期間的參數(shù)延展(parameter spread)的特定影響進行補償。這涉及各種對調(diào)制級的元件的電特性 有影響的工藝特征。由于參數(shù)隨著統(tǒng)計分布而變化,所以在特定范圍 內(nèi),參數(shù)變化是可預(yù)測的。以可以對特定概率的最大偏離進行補償或 稍微過補償?shù)姆绞酱_定補償信號的大小。
      根據(jù)本發(fā)明的一個方面,調(diào)制級包括比較器,偏移補償電路提 供了對比較器的偏移進行補償?shù)钠蒲a償信號。制造期間的工藝變化 的一種影響是電子元件的不期望的偏移,例如比較器或者比較器的差分對的偏移等。本發(fā)明建議利用施加在元件上的電壓或電流來補償這 些偏移。由此,可更接近原始點地補償偏移,并且啟動過程比現(xiàn)有系 統(tǒng)更平滑。
      根據(jù)本發(fā)明的一個方面,補償信號將失衡引入了比較器,從而 通過在比較器的輸入級引入附加的電流來對比較器的偏移進行補償。 本發(fā)明的該方面與便于實施且有效的特定結(jié)構(gòu)有關(guān)。由此,在比較器 的支路中引入了小電流。由于工藝偏差所造成的偏移,比較器通常很 可能在輸出端上具有特定初始狀態(tài),即HIGH或LOW,盡管輸入信 號可能不同。比較器在該狀態(tài)中保持,直到輸入信號顯著地發(fā)生變化。 為了引進不同輸入狀態(tài),在比較器的特定電通道上引入小電流,以便 強制比較器切換至另一狀態(tài)。于是,可改變比較器的初始狀態(tài),并且 可以避免啟動階段中的自振蕩系統(tǒng)的掛起。
      根據(jù)本發(fā)明的又一個方面,補償信號提供了短脈沖,從而在短 脈沖的持續(xù)時間內(nèi)對工藝參數(shù)的變化進行補償或過補償??梢灾辉诤?短的一段時間內(nèi)執(zhí)行如上所述的補償。由此,只將短脈沖施加給調(diào)制 級的要被補償?shù)牟糠?。該脈沖可能只是單脈沖或者是短脈沖序列。它 們通常比自振蕩D類系統(tǒng)的自振蕩頻率的周期短得多。只在這個短 時期內(nèi)將要被補償?shù)恼{(diào)制級的元件或電路強制成不同狀態(tài),這個短時 期剛好長到足以提供D類系統(tǒng)的環(huán)路的適當啟動條件。
      根據(jù)本發(fā)明的又一個方面,電子裝置的功率輸出級包括第一MOS 晶體管(M0SFET)和第二MOS晶體管(M0SFET),它們被各自的第一 低端驅(qū)動器以及第二高端驅(qū)動器所驅(qū)動,其中比較器耦接至低端驅(qū)動 器和高端驅(qū)動器。優(yōu)選的是,這兩個晶體管均為醒0S類型。但是, 本發(fā)明并不限于某一特定類型的晶體管。如果功率輸出級使用了兩個 羅0S晶體管,那么通常在輸出功率級的輸出節(jié)點和高端驅(qū)動器之間 耦接自舉電容器。在該結(jié)構(gòu)中,通常會如上所述的那樣在D類系統(tǒng)的 啟動期間出現(xiàn)問題。因此,本發(fā)明尤其有利于包括NM0S功率輸出級 的系統(tǒng)。
      本發(fā)明還建議將向調(diào)制級施加至少一個明確定義的DC偏移。在 啟動過程期間,小的失衡被引入比較器,以便將比較器的輸出設(shè)置為20 低電平。所以,在啟動過程期間,功率級的輸出也被綁定至LOW電平。 該機制提供了足夠的時間使自舉電容器被充電至足夠高的電壓電平。 僅僅在非常短的時期內(nèi)(例如在l微秒內(nèi))施加比較器的預(yù)定DC偏 移所造成的失衡。從提供足夠短的時期的專用邏輯電路中導(dǎo)出施加到 比較器的信號。基于工藝參數(shù)變化所造成的最大DC偏移來確定從外 部施加到比較器的偏移。除了輸出功率級的第一切換周期被強制為 L0W電平之外,比較器的總體表現(xiàn)不變。自振蕩D類系統(tǒng)的固有頻率 不被根據(jù)本發(fā)明的原理所影響。即使在回路開始切換的第一周期內(nèi), 固有頻率也被保持,避免占空比的其它干擾。此外,根據(jù)本發(fā)明的原 理提供了平滑的啟動性能,而不存在不期望的聽覺效應(yīng)。還應(yīng)該注意 至IJ,根據(jù)本發(fā)明的電子裝置或該電子裝置的部分優(yōu)選地被實現(xiàn)為集成 電路。
      本發(fā)明的目的還被一種電子裝置的設(shè)計方法所實現(xiàn)。該方法包 括以下步驟為用于自振蕩D類系統(tǒng)的集成功率比較器電路的調(diào)制級 提供補償電路。根據(jù)本發(fā)明的這個方面,所述補償電路還適用于將補 償信號提供給所述調(diào)制級,其中確定該補償信號的大小,以對制造參 數(shù)變化的影響進行補償,以便實現(xiàn)所述自振蕩D類系統(tǒng)的平滑初始 化。
      另外,本發(fā)明的目的還被一種操作D類系統(tǒng)的方法所實現(xiàn)。該 方法包括以下步驟將補償信號提供給用于自振蕩D類系統(tǒng)的集成功 率比較器電路的調(diào)制級,其中確定所述補償信號的大小,以對制造參 數(shù)變化的影響進行補償,以便實現(xiàn)所述自振蕩D類系統(tǒng)的平滑初始 化。優(yōu)選地,所述調(diào)制級包括比較器,所述偏移補償信號提供用于對 比較器的偏移進行補償或過補償?shù)拿}沖,該比較器的偏移是制造參數(shù) 變化的影響。


      通過參考下文描述的實施例,本發(fā)明的這些和其它方面將變得 明顯并得到闡述。附圖中
      圖1示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的第一實施例的自振蕩D類系統(tǒng)的簡
      8化框圖,
      圖2示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的第二實施例的自振蕩D類系統(tǒng)的簡 化框圖,
      圖3示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的第三實施例的自振蕩D類系統(tǒng)的簡 化框圖,
      圖4示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的自振蕩D類系統(tǒng)的簡化框圖, 圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的比較器的簡化原理圖,以及 圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的電路的簡化原理圖。
      具體實施例方式
      圖1示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的第一實施例的自振蕩D類系統(tǒng)的簡 化框圖。自振蕩D類系統(tǒng)100包括通常被設(shè)計成集成功率比較器1 的集成電路。
      除了根據(jù)音頻輸入信號101對集成功率比較器1的輸出信號106 進行調(diào)制并使其在Vdd和Vss (地)之間快速切換之外,集成功率比 較器1的性能與比較器基本相同。電源電壓Vdd由電壓源V2提供。 Vdd和Vss之間的快速切換使得集成功率比較器1能夠在輸出引腳 106上提供幾安培的電流。通常,通過脈沖寬度調(diào)制(P麗)來調(diào)制 節(jié)點106上的輸出信號。
      圖1的自振蕩D類系統(tǒng)IOO被配置成閉環(huán)。因此,D類系統(tǒng)IOO 還包括分立的環(huán)路濾波器8,如圖1所示。環(huán)路濾波器8 —般由無源 元件組成,這些無源元件提供了一個或多個時間常數(shù)以便建立回路的 總傳遞函數(shù)。通過來自輸出引腳106的反饋線104或者替換地通過來 自引腳107的反饋通路103來使回路閉合。反饋通路103、 104均提 供了到環(huán)路濾波器8的反饋。該回路具有200kHz至500kHz范圍內(nèi)的 典型振蕩頻率。
      將輸入信號101施加到環(huán)路濾波器8的輸入端。通常,輸入信 號為音頻信號。如果環(huán)路濾波器8的輸入端沒有輸入信號101,那么 輸出信號是占空比為50%的方波。如果輸入信號101變化,則根據(jù)輸 入信號101來調(diào)制輸出信號(即輸出信號106的脈沖寬度)。將輸入信號(通常為音頻信號)施加到環(huán)路濾波器8的輸入引腳10]會引起 對輸出信號106的調(diào)制。這導(dǎo)致輸出信號106的占空比發(fā)生變化。
      低通濾波器7被耦接至輸出引腳106,以便抑制振蕩信號的高頻 分量。低通濾波器7專門用來重構(gòu)輸出節(jié)點107處的原始輸入信號 101。本發(fā)明并不關(guān)心環(huán)路濾波器8、低通濾波器7以及閉環(huán)的特性。 電壓VI對負載電阻Rl迸行偏置,該電壓VI是大小為供電電壓Vdd 的一半的DC電平。在這種情況下,負載電阻R,中的平均電流為零。 通常,電壓VI將電解電容器(未示出)充電至Vdd/2,以便保持一 個平滑恒定的電壓。
      集成功率比較器包括調(diào)制級10和功率輸出級11。調(diào)制級10包 括比較器2、模式邏輯3、和控制邏輯4。分立環(huán)路濾波器8的輸出 信號108、 110被耦接至比較器2。比較器2的輸出是數(shù)字信號,該 數(shù)字信號被傳遞至控制邏輯4??刂七壿?提供適當?shù)男盘杹眚?qū)動功 率輸出級ll。
      功率輸出級11包括兩個驅(qū)動器5、 6以及兩個功率M0SFET。高 端(high side)驅(qū)動器5驅(qū)動M0SFET M2,而低端(low side)驅(qū)動 器6則驅(qū)動M0SFETM1。模式邏輯3提供模式輸入引腳,用于接收模 式輸入信號102以及為控制邏輯3提供啟動信號105。這兩個M0SFET Ml和M2屬于同一類型,即它們都是麗0S晶體管。采用具有一個薩0S 晶體管和一個PM0S晶體管的互補輸出級實質(zhì)上會要求集成電路上的 更多面積。于是,兩個M0SFET只能被設(shè)計為麗0S晶體管。低端M0SFET Ml的柵極被低端驅(qū)動器驅(qū)動,該驅(qū)動器由片上電壓源Vddd (例如, Vddd可能為12V)供電。由于輸出引腳106必須上升至供電電壓電平 Vdd,所以M2的柵極必須上升至大約12V, 一個大于Vdd電勢的電壓。 由于通常不能獲得這樣高的正電壓,所以采用了自舉電容器Cboot 來對作為懸浮電壓源的高端驅(qū)動器5進行供電。自舉電容器被耦接在 輸出接點106和標為vboot的引腳(通常被布置成集成功率比較器1 上的外部引腳)之間。在電路內(nèi)部,即在集成功率比較器電路1中, 經(jīng)由電阻器Rl和二極管Dl將引腳vboot耦接至供電電壓Vddd。
      在正常工作期間,輸出106在電源供電電平Vdd和接地電平Vss
      10之間切換。如果輸出引腳106接地(Vss),那么電壓源Vddd經(jīng)由 Rl和二極管Dl對電容器Cboot充電。如果輸出引腳106上升至Vdd, vboot上的電壓上升至取決于Cboot上的充電的實質(zhì)上大于Vdd的一 個電壓。如果電容器Cboot具有(例如)15nF的值并且電阻器Rl提 供了 10ohm的電阻,那么輸出信號106的大約500納秒的"LOW"周 期(即引腳106為Vss)足夠用來將電容器Cboot充電至最小值9V。
      但是,應(yīng)該注意的是,高端驅(qū)動器5包括充電保護電路(未示 出),用于在電容器Cboot的電壓電平降至9V以下時阻止工作。另 一方面,高端驅(qū)動器5和低端驅(qū)動器6的驅(qū)動供電電壓之差不應(yīng)該太 大。如果高端驅(qū)動器5的驅(qū)動電壓被選得太高,那么會出現(xiàn)擊穿電流, 并且該電流會損壞輸出功率級11。此外,在圖1的自振蕩D類系統(tǒng) 可開始工作之前,必須在啟動信號105啟動集成功率比較器1之前對 自舉電容器Cboot進行完全充電。
      由于圖1所示的D類系統(tǒng)需要關(guān)于Cboot (尤其是足夠的電壓 vboot)的適當啟動條件,存在一些系統(tǒng)可能失效的情況。例如,在 模式輸入引腳102啟動系統(tǒng)之前,輸出引腳106是懸浮的。在這種情 況下,Cboot被充電至值Vddd-V",-Vdd/2,其中V,M是二極管Dl的電 壓降。如果假設(shè)Vdd和Vddd為12V并且假設(shè)Vrn為0. 7V,那么Cboot 上的電壓僅為5.3V。所以,Cboot上的電壓低到不能激活高端驅(qū)動器 5,并且晶體管M2將保持被充電保護所禁止。在這些情況下,系統(tǒng)將 不會開始振蕩。根據(jù)另一示例,假設(shè)比較器2具有由于工藝參數(shù)變化 等造成的DC偏移,并且在模式輸入102被設(shè)置成激活時比較器2切 換至HIGH(即Vdd)。于是,控制邏輯4試圖激活高端驅(qū)動器5,卻 沒有成功,原因是Cboot未被充分充電。所以,圖1的D類系統(tǒng)將保 持鎖定并不會開始振蕩。
      圖2示出了現(xiàn)有技術(shù)的第二實施例的簡化原理圖,其基本類似 于圖1。但是,為了克服圖1所示的自振蕩D類系統(tǒng)啟動期間的掛起 問題,該傳統(tǒng)解決方案建議在自舉電容器Cboot的第一端(即vboot) 和Vdd之間包括一個附加的電流源I。hars。。根據(jù)這一原理,在輸出功 率級ll被打開之前,電流源Ii,會對自舉電容器Cboot預(yù)充電。該原理僅僅適用于具有以下關(guān)系的供電電壓-V2〉2X (Vtr+Vcs)
      其中Vtr是Cboot兩端的充電保護釋放高端驅(qū)動器的最小電壓 (例如9V) , Vcs是電流源1^,,兩端的電壓降(例如iV)。所以, 只要V2大于20V,那么可以成功地施加對自舉電容器Cboot充電的 電流源LkSS。但是,大部分應(yīng)用都要求12V大小的V2。通常,VI對 應(yīng)于電壓電平V2/2。如果VI在啟動期間保持在0V,由于自舉電容器 Cboot會在輸出信號的第一低周期期間被充分充電,不會出現(xiàn)特定的 問題。但是,如果啟動期間節(jié)點107處的電壓電平等于V2/2,那么 這一原理將失效。如果錯誤情況之后系統(tǒng)需要在100毫秒內(nèi)重啟,圖 2所示的結(jié)構(gòu)將會更加失效。由于通常由簡單的電解電容器執(zhí)行VI 的實際實現(xiàn),所以幾乎不可能在100毫秒內(nèi)對電容器進行充電和放 電。
      圖3示出了另一種傳統(tǒng)電路,用來防止參見圖1所描述的自振 蕩D類系統(tǒng)的第一切換周期期間內(nèi)的掛起情況。由此,集成功率比較 器1包括附加的AND門30,該AND門30的第一輸入端32耦接至比 較器2的輸出端。AND門30的輸出端33耦接至控制邏輯4。 AND門 30的第二輸入端31接收短L0W脈沖。根據(jù)該結(jié)構(gòu),提供至控制邏輯 4的信號33被用來將輸出功率級11的輸出引腳106強制為Vss。該 方法的問題是,LOW周期必須與D類系統(tǒng)的振蕩頻率相關(guān)聯(lián)。否則, LOW脈沖會引起負面的聽覺效應(yīng)。由于振蕩頻率是可變的,并且通過 可通過分立的環(huán)路濾波器8對其進行外部調(diào)節(jié),而脈沖在集成功率比 較器l中是預(yù)定的,所以通常不能建立所需關(guān)聯(lián)。
      圖4示出了根據(jù)本發(fā)明實施例的自振蕩D類系統(tǒng)的簡化框圖。 由此,在啟動信號105和比較器2之間提供了補償電路40。補償電 路40將補償信號401提供給比較器2。補償信號對由于制造過程中 的生產(chǎn)延展(例如集成電路中的工藝變化)而引起的比較器缺陷進行 補償。要被補償信號401補償?shù)囊粋€典型缺陷是比較器的偏移,如前 所述。補償電路40可在啟動期間向比較器2提供單脈沖,即短脈沖 信號。由此,比較器中引入了較小的失衡,從而比較器輸出被設(shè)置為LOW。如果比較器輸出被設(shè)置為LOW,那么控制邏輯4將功率輸出級 11的輸出信號106也設(shè)置為Vss。由此,電壓源Vddd經(jīng)由電阻器Rl 和二極管Dl對自舉電容器Cboot充電。被饋入比較器2的補償信號 通常是從時間常數(shù)為1微秒的單觸發(fā)電路導(dǎo)出的。該補償信號401 是對比較器的偏移的補償剛好能將比較器的輸出拉至L0W的信號。根 據(jù)工藝變化所引起的比較器的最大DC偏移來確定補償信號401所引 入的偏移的大小。這樣,僅僅將第一切換周期不會是低端的不確定性 降為零。振蕩回路的固有頻率不被影響到。在第一周期中,自振蕩D 類系統(tǒng)已經(jīng)開始以自身頻率振蕩,而不存在聽覺干擾(audible disturbance),例如傳統(tǒng)系統(tǒng)中的撲通聲。
      圖1至4中用于集成功率比較器1和D類系統(tǒng)100的虛線框表 示了用于作為(例如)用于集成功率比較器1的單個集成電路等的實 現(xiàn)的選擇性建議。但是,所示框僅僅是建議,它們并不表示對作為集 成電路或印制電路板上的分立元件的根據(jù)本發(fā)明的電路的可能實現(xiàn) 方式的任何限制。
      圖5更詳細地示出了根據(jù)本發(fā)明的一個方面的補償信號401如 何補償比較器2的偏移。比較器2的差分級包括晶體管Tl和Tl'。 輸入信號109和110被施加給晶體管Tl和Tl'的各自的正輸入引腳 和負輸入引腳。電流源i。對差分對Tl禾[l Tl'進行偏置。電阻器112 和R2,表示晶體管Tl和Tl'各自的負載。比較器2的輸出信號501、 502被直接或經(jīng)由附加的組件(通常是邏輯門,未示出)耦接至控制 邏輯4 (如圖4所示)或類似電路。提供晶體管M3以及電阻器R4 和R5以在包括R2'和Tl'的支路中引入電流i。ffset。如果經(jīng)由R5引出 電流i。ffset,那么提供經(jīng)過M3和R4被饋入了差分對Tl和Tl'的右半 部的相應(yīng)電流(可能由于晶體管尺寸而大小不同)。'該額外的電流將 造成比較器兩條支路之間的失衡,從而會促使比較器2切換至另一輸 出狀態(tài),例如從HIGH到LOW或者反過來。根據(jù)預(yù)測的比較器最大
      偏移,電流i。ffset的大小被確定為對偏移進行補償,即稍微過補償。
      根據(jù)最大DC偏移可以確定電流的大小,其中該最大DC偏移通常是 在集成功率比較器的制造過程中由于工藝參數(shù)的變化而產(chǎn)生的。從
      13而,由于通過R5吸取電流i。ffset,比較器以及輸出信號501、 502被 切換。根據(jù)本發(fā)明的一個方面,通常僅僅在例如l微秒等的短時期內(nèi) 施加電流i。ffset。 1 ^的脈沖周期被選擇為比自振蕩D類系統(tǒng)短的周期。 例如,如果D類系統(tǒng)被設(shè)計為在500kHz的頻率振蕩,那么D類系 統(tǒng)的周期為2)is。如果振蕩頻率變化,那么可以適當?shù)匦薷拿}沖持續(xù) 時間。
      圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的單脈沖電路的簡化原理圖。圖6中的 電路為根據(jù)本發(fā)明的一個方面的補償原理提供了大約1微秒的短脈 沖。在穩(wěn)定狀態(tài)條件下,啟動信號105為L0W,輸出信號401也為L0W。 為了發(fā)出單脈沖,假設(shè)啟動信號105從L0W變?yōu)镠IGH。于是,NAND1 的輸出從HIGH變?yōu)長0W。 NAND1為LOW的時間由門(尤其是耦接至 M4的三個反相器INV)的傳播延遲所確定。NAND2和NAND3組成了由 NAND1的輸出的負邊沿所設(shè)置的觸發(fā)器。響應(yīng)于NAND1的輸出的負邊 沿,NAND2變?yōu)镠IGH。由于NAND2的輸出經(jīng)由反相器INV耦接至M5, 所以M5截至。同時,M4導(dǎo)通,并且電流L,開始對電容器C。充電。 在對C。充電的同時,由于NAND3為L0W,輸出401為HIGH。將電容 器C。的充電時間的大小確定為1微秒。當電容器C。上的電壓超過反 相器INV的閾值電平,反相器INV鏈的輸出切換至低,并且由NAND2 和NAND3組成的觸發(fā)器被重置,從而輸出401變?yōu)長0W。由此,N緒D2 變?yōu)長0W。 M4截至而M5導(dǎo)通,從而C。放電。這就確保了輸出401上 的持續(xù)時間為1微秒的單脈沖。
      雖然己經(jīng)在附圖和前述說明中詳細說明并描述了本發(fā)明,但是, 應(yīng)當認為這些說明和描述是說明性的或示例性的而不是限制性的,本 發(fā)明并不限于所公開的實施例。本領(lǐng)域技術(shù)人員通過學(xué)習(xí)附圖、公開 文本、以及所附權(quán)利要求,可以在實踐所請求保護的本發(fā)明的同時, 理解并做出對所公開實施例的其它變型。在權(quán)利要求中,詞語"包括" 及類似詞語的使用并不排其它元素和步驟的存在,不定冠詞"一個" 或"一種"的使用并不排除多個該元素的存在。權(quán)利要求中陳述的單 個電子組件或其它單元可被多個項目替代,反之亦然。事實僅僅在于, 在相互不同的從屬權(quán)利要求中陳述的某些方法并不表示不能組合這些方法來獲得優(yōu)勢。權(quán)利要求中的任何標號都不應(yīng)該被解釋為對權(quán)利 要求的范圍的限制。
      權(quán)利要求
      1. 一種電子裝置,其包括用于自振蕩D類系統(tǒng)(100)的集成功率比較器電路(1),所述集成功率比較器電路(1)包括調(diào)制級(10),所述調(diào)制級(10)包括補償電路(40),用于將補償信號(401)提供給所述調(diào)制級,確定該補償信號(401)的大小,以對制造參數(shù)變化的影響進行補償,以便實現(xiàn)所述自振蕩D類系統(tǒng)(100)的平滑初始化。
      2. 如權(quán)利要求1所述的電子裝置,其中所述調(diào)制級(10)包括 比較器(2),并且偏移補償電路(40)適用于提供用于對比較器(2) 的偏移進行補償?shù)钠蒲a償信號(401),比較器(2)的偏移是制造 參數(shù)變化的影響。
      3. 如權(quán)利要求2所述的電子裝置,其中所述補償信號(401) 通過將附加的電流引入比較器(2)的輸入級的電通路中,從而在比 較器(2)中引入了失衡,用于對比較器(2)的偏移進行補償。
      4. 如權(quán)利要求1所述的電子裝置,其中所述補償信號(401) 提供了一個脈沖,在該脈沖的持續(xù)時間內(nèi)對工藝參數(shù)的變化進行補 償。
      5. 如權(quán)利要求4所述的電子裝置,其中所述補償信號(401) 的脈沖的持續(xù)時間比所述D類系統(tǒng)的固有振蕩頻率的周期短得多。
      6. 如權(quán)利要求1所述的電子裝置,其中所述集成功率比較器電 路(1)還包括功率輸出級(11),其中所述功率輸出級(11)包括第一NMOS晶體管(Ml)和第二麗OS晶體管(M2),用于驅(qū)動第一 NM0S晶體管(Ml)的第一低端驅(qū)動器(6)以及 用于驅(qū)動第二麗OS晶體管(M2)的第二高端驅(qū)動器(5),所述比較器(2)的輸出端耦接至第一低端驅(qū)動器(6)和第二 高端驅(qū)動器(5)。
      7. —種設(shè)計電子裝置的方法,其包括以下步驟 為用于自振蕩D類系統(tǒng)(100)的集成功率比較器電路(1)的調(diào)制級(10)提供補償電路(40),所述補償電路(40)適用于將補償信號(401)提供給所述調(diào)制 級,確定該補償信號(401)的大小,以對制造參數(shù)變化的影響進行 補償,以便實現(xiàn)所述自振蕩D類系統(tǒng)(100)的平滑初始化。
      8. —種操作D類系統(tǒng)的方法,其包括以下步驟 將補償信號(401)提供給用于自振蕩D類系統(tǒng)(100)的集成功率比較器電路(1)的調(diào)制級(10),確定所述補償信號(401)的 大小,以對制造參數(shù)變化的影響進行補償,以便實現(xiàn)所述自振蕩D 類系統(tǒng)(100)的平滑初始化。
      9. 如權(quán)利要求8所述的方法,其中所述調(diào)制級(10)包括比較 器(2),并且偏移補償信號(401)提供用于對比較器(2)的偏移 進行過補償?shù)拿}沖,比較器(2)的偏移是制造參數(shù)變化的影響。
      全文摘要
      本發(fā)明涉及一種電子裝置,所述電子裝置包括用于自振蕩D類系統(tǒng)(100)的集成功率比較器電路(1)。所述集成功率比較器電路(1)具有調(diào)制級(10),其中所述調(diào)制級(10)包括用于將補償信號(401)提供給所述調(diào)制級的補償電路(40),確定該補償信號的大小,以對制造參數(shù)變化的影響進行補償,以便實現(xiàn)所述自振蕩D類系統(tǒng)(100)的平滑初始化。
      文檔編號H03F3/45GK101501985SQ200780029868
      公開日2009年8月5日 申請日期2007年8月10日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月15日
      發(fā)明者彼得·布伊藤迪克 申請人:Nxp股份有限公司
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