專利名稱：分布式多級放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明大體上涉及用以放大信號的方法及裝置。在某些方面，其涉及在射 頻(RF)或更高頻工作的功率放大器及放大器系統(tǒng)。應(yīng)用包括但不限于無線系 統(tǒng)、微波組件、功率放大器、CMOS放大器、驅(qū)動放大器、及便攜式電子產(chǎn)品。
背景技術(shù)：
功率放大器(PA)設(shè)計(jì)中的共同問題在于對器件工藝(device technology) 的擊穿電壓限制進(jìn)行處理。大多數(shù)功率放大的技術(shù)在裝置的終端上產(chǎn)生的峰值 電壓為供應(yīng)電壓的二至四倍。通常最好是調(diào)諧放大器以產(chǎn)生盡可能高的峰值電 壓，以改善放大器的效率。不過，此峰值電壓必須適當(dāng)?shù)乇３衷谄骷に嚨膿?穿電壓限制之下。這對于諸如擊穿電壓很低的CMOS之類的技術(shù)產(chǎn)生了一個問 題。例如，在無線手機(jī)中，供應(yīng)電壓名義上可為3.5V，且高效放大器的峰值電 壓可為至少7.0V。 一0.5pmCMOS工藝通常僅具有5.0V的擊穿電壓，使得此
技術(shù)不適于該應(yīng)用。
當(dāng)功率放大器被用以驅(qū)動天線或其他不受控制的負(fù)載阻抗時發(fā)生第二個
問題。在天線的情況中，PA可能經(jīng)受變化的負(fù)載阻抗，其變化的系數(shù)多達(dá)IO。 這會導(dǎo)致PA偏離其操作的名義類別，并且產(chǎn)生明顯高于根據(jù)計(jì)劃的峰值電壓。 因此，可能最好是使用一種器件工藝，其具有的擊穿電壓為大于供應(yīng)電壓的四 至五倍。
在此產(chǎn)業(yè)中已經(jīng)采用數(shù)種技術(shù)以避免這些問題。已采用多重串聯(lián)級來減小 穿過任一晶體管的電壓。放大器也可與供應(yīng)電壓串聯(lián)，以把電壓擺幅分配通過 兩組或多組晶體管。這些技術(shù)的任一個可解決第一個問題，但會遭遇負(fù)載容限 的第二個問題。一DC — DC轉(zhuǎn)換器也可被用以控制供應(yīng)電壓。不過，這將對系 統(tǒng)的成本有重大的影響，并且也會遭遇第二問題。推挽式D類放大器(push—pull class D amplifier)具有對于所有情況將電 壓保持于供應(yīng)電壓或供應(yīng)電壓之下的優(yōu)點(diǎn)。雖然這解決討論的兩個主要問題， 但它們在RF頻率具有較差的DC對RF轉(zhuǎn)換效率。這是因?yàn)槊恳淮畏糯笃髑袚Q
狀態(tài)時兩個裝置的輸出電容必須被放電。導(dǎo)致的功率損失2，7T，F(xiàn)，C。ut， (Vsw) 2，
其中，F(xiàn)為切換頻率，C。ut為輸出電容，且V^為在切換時通過開關(guān)的電壓。此 功率損失與切換頻率F成正比，且對于大多數(shù)商用的器件工藝來說在RF上這 樣高的損失是不可接受。
在產(chǎn)生高效率時，保持低峰值電壓優(yōu)點(diǎn)的這種技術(shù)的一種變形是DE類放 大器。這首先是Zhokov及Kozyrev在1975年提出。其最廣泛的用途是作為 DC轉(zhuǎn)換器的整流器?；镜母拍钍墙?jīng)由控制兩器件的切換工況(switching duty) 以改善D類推挽式放大器的效率。 一般來說，在RF上推挽式放大器的功率損 失的最大來源，是在轉(zhuǎn)變期間對裝置的輸出電容進(jìn)行充電時消失的能量。圖la 顯示推挽式放大器，其帶有被繪制成具有寄生輸出電容的理想開關(guān)形式的裝 置。當(dāng)?shù)撞块_關(guān)從斷開狀態(tài)轉(zhuǎn)變至導(dǎo)通狀態(tài)時，其必定會釋放出出現(xiàn)在其漏極 的最大供應(yīng)電壓。因?yàn)檫@些損失在每個周期中都會發(fā)生，由底部開關(guān)導(dǎo)致的全 部的功率損失是0.5wCV (Vsup) 2 (其中，co = 2*7t*F， Cn是底部開關(guān)的寄生輸 出電容，且Vsup是供應(yīng)電壓)。0.5*co*Cn* (Vsup) 2之類似的損失是發(fā)生在上部 開關(guān)的轉(zhuǎn)變期間。從而，由兩開關(guān)導(dǎo)致的全部的功率損失被表示為(o*(Cn+Cp) V2 = co*C。ut* (Vsup) 2。在RF頻率，這可以是功率及效率方面的顯著損失。DE 類放大器可經(jīng)由以獨(dú)立的信號來切換裝置并且產(chǎn)生兩晶體管同步關(guān)閉的一段 時間而克服此問題。調(diào)諧的輸出網(wǎng)絡(luò)可被用以提供在開關(guān)打開之前使輸出電容 放電所需要的電流?？刹捎脦в辛阈甭是袚Q的零電壓的E類條件以實(shí)現(xiàn)高效率。 在維持不大于供應(yīng)電壓的峰值電壓時，可得到比得上或優(yōu)于先前討論的技術(shù)之 效率。再者，此電路可被設(shè)計(jì)成，即使在VSWR (電壓駐波比)失配情況下， 峰值電壓也不會高于供應(yīng)電壓。為達(dá)成此優(yōu)點(diǎn)付出的代價包括較低的功率密度 (較低的峰值電壓的副作用)及較復(fù)雜的輸入驅(qū)動。在RF的大多數(shù)裝置的低 增益及系統(tǒng)的復(fù)雜性使得在RF頻率實(shí)現(xiàn)DE類放大器不切實(shí)際。

發(fā)明內(nèi)容
揭示了用于處理適于RF放大的放大器，諸如調(diào)諧的DE類放大器，的示 范性技術(shù)。此種技術(shù)可以在保持DC對RF高功率轉(zhuǎn)換效率時，克服許多器件 工藝(包括CMOS)中固有的電壓限制。
根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，揭示了一種放大信號的電路。在某些實(shí)施例中，該 電路可具有分布式的架構(gòu)，其包括一個或多個放大器級，各個放大器級可包括 一個或多個推挽式放大器。各個級可驅(qū)動一個后續(xù)級，并且最后的級可向放大器提供過濾的輸出。脈寬調(diào)制電路或其他電路可以連接到該第一放大器級以產(chǎn) 生輸入信號。該輸入信號可以是被選定的輸出脈沖形式，即選擇為達(dá)成所述電 路所期望輸出波型。
在某些實(shí)施例中，這種電路可以簡化實(shí)現(xiàn)DE類操作所需的電路系統(tǒng)。該 電路可以對電路的一個或多個級使用高效率的放大器，這些高效率的放大器被 設(shè)計(jì)成產(chǎn)生大量的功率。這些級的高效率可克服先前由在RF頻率的功率晶體 管的低增益導(dǎo)致的限制。這些技術(shù)可提供具有高增益及高效率的多級DE類放
大器。再者，被用以將輸入波型提供給多級放大器的驅(qū)動電路系統(tǒng)可僅驅(qū)動低 功率水平，使得驅(qū)動電路系統(tǒng)可以用低功率電路技術(shù)被實(shí)現(xiàn)。
一個實(shí)施例涉及用以放大RF信號的電路。該電路包括推挽式放大器，
其包括推式晶體管及挽式晶體管。第一驅(qū)動放大器以第一 RF信號驅(qū)動所述推 挽式放大器的所述推式晶體管。第二驅(qū)動放大器以與所述第一 RF信號不同的 第二 RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述挽式晶體管。
另一個實(shí)施例涉及用于驅(qū)動推挽式放大器以放大RF信號的驅(qū)動級。所述 推挽式放大器包括推式晶體管及挽式晶體管。所述驅(qū)動級包括第一驅(qū)動放大器 和第二驅(qū)動放大器。該第一驅(qū)動放大器以第一 RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器 的所述挽式晶體管。第二驅(qū)動放大器以與所述第一 RF信號不同的第二 RF信號 驅(qū)動所述推挽式放大器的所述推式晶體管。
再一個實(shí)施例涉及一種用以放大信號的電路。推挽式放大器包括推式晶體 管及挽式晶體管。第一 D類放大器以第一信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述推 式晶體管。第二D類放大器以與所述第一信號不同的第二信號驅(qū)動所述推挽式 放大器的所述挽式晶體管。
另一個實(shí)施例涉及一種驅(qū)動推挽式放大器的方法。所述推挽式放大器包括 推式晶體管及挽式晶體管。以第一脈沖RF信號驅(qū)動所述推式晶體管。以不同 于所述第一脈沖RF信號的第二脈沖RF信號驅(qū)動所述挽式晶體管。


在附圖中，在不同圖中被闡示之各相同或接近相同的組件是由同樣的數(shù)字 表示。這些附圖不需按比例繪制。為了清楚起見，并非每一組件在每一附圖中 會被標(biāo)示。在附圖中
圖la顯示具有切換功率損失的推挽式放大器功率級；
圖lb顯示共同放大器級；
圖1C顯示另一共同放大器級；
圖2顯示用以驅(qū)動DE類放大器功率級的驅(qū)動信號；
圖3顯示用以產(chǎn)生使用變壓器的DE類放大器需要的驅(qū)動信號的技術(shù)；圖4顯示用以產(chǎn)生DE類放大器的驅(qū)動信號的另一個技術(shù)；
圖5顯示根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例，適于在RF頻率高效率操作的調(diào)諧放 大器；
圖6顯示根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例，可傳送具有銳轉(zhuǎn)變、可變占空比及具 有高效率波型的脈沖放大器級；
圖7顯示根據(jù)本發(fā)明的一實(shí)施例的二級放大器；
圖8顯示根據(jù)本發(fā)明的一示范實(shí)施例的三級放大器；
圖9顯示可被用以產(chǎn)生圖7及圖8的多級放大器的驅(qū)動信號的脈沖生成電 路；以及
圖IO顯示根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例的差動放大器電路。
具體實(shí)施例方式
克服上述限制的一項(xiàng)嘗試被說明于圖lb，其顯示一個共同放大器級，其中， 經(jīng)由在打開其他裝置之前關(guān)閉裝置101及102而達(dá)成高效率。這產(chǎn)生了一段兩 裝置均關(guān)閉的時間，使得在共同節(jié)點(diǎn)的電壓于電流在裝置中流動之前完全放 電。波型103及104顯示當(dāng)各裝置是位于開啟狀態(tài)時的時段。在所有其他時間， 裝置被關(guān)閉。波型105顯示在共同終端之電壓。
DE類級的示范操作被闡示在圖lc中，其顯示電路IOO。如圖所示，晶體 管101及102被配置成以類似于推挽式放大器進(jìn)行操作。不過，通過在開啟其 他級之前關(guān)閉各級，達(dá)成比標(biāo)準(zhǔn)推挽式D類放大器高的DC對RF轉(zhuǎn)換效率。 這產(chǎn)生一段兩裝置均關(guān)閉的時間，使在共同節(jié)點(diǎn)的電壓可在電流于裝置中流動 之前完全放電。波型103及104表示通過晶體管101及102的電流。在所有其 他時間，裝置被關(guān)閉。波型105顯示在共同終端Vx之電壓。調(diào)諧的負(fù)載網(wǎng)絡(luò) 106可設(shè)計(jì)成將確保各晶體管以通過其終端的零電流及電壓開啟。各晶體管可 以小于50%的非重疊占空比(duty cycles)及以時序的精確控制而進(jìn)行操作以 達(dá)成DE類操作。這可經(jīng)由以數(shù)字方式產(chǎn)生的脈沖寬度調(diào)制信號驅(qū)動各晶體管 而被達(dá)成。不過，這對帶有驅(qū)動輸出級所需要的功率水平的RF頻率是不實(shí)用 的。DE類放大器通常也僅在驅(qū)動級的效率不使整個放大器效率變差時是實(shí)用 的。
圖2顯示被用以達(dá)到在圖la—lc中的電流波型103、 104的驅(qū)動信號201 及202。晶體管101是NMOS晶體管、晶體管102是PMOS晶體管，且驅(qū)動波 型201及202闡示被提供給晶體管101及102的驅(qū)動信號。驅(qū)動波型201及202 可根據(jù)DE類放大被產(chǎn)生及提供給驅(qū)動晶體管101及102。與裝置相關(guān)的大的 輸入電容和高的操作頻率意味著通常也需要大量動力。實(shí)際上，預(yù)期從lGHz
的輸出級晶體管得到的增益只有大約8dB。如果放大器被要求傳送1瓦特的輸
11出功率，則驅(qū)動級通常必須提供158mW的驅(qū)動功率，大約為總數(shù)的六分之一。 這表示如果驅(qū)動級未高效率地操作，類似于輸出級，則整個放大器的效率會大 量降低。
兩種技術(shù)已被使用于試圖克服這些困難。第一種技術(shù)被說明于圖3中，其 顯示電路300。圖3說明DE類放大器可被如何配置以由一正弦波驅(qū)動信號操 作。在此，變壓器301被用以對推挽式級的兩晶體管隔離DC電位。然后，晶 體管被偏壓于或低于臨界電壓，使得放大器具有小于50%的工作周期。此解決 辦法會產(chǎn)生幾個問題。特別地，次臨界值偏壓將進(jìn)一步降低輸出級裝置的增益。 導(dǎo)致在晶體管的柵極之波型也可能超過裝置的某些擊穿電壓要求，其將需要增 加二極管或其他保護(hù)電路，而進(jìn)一步地降低增益和增加復(fù)雜性。
第二種一般的技術(shù)，說明在關(guān)于電路400的圖4中，是以脈沖寬度調(diào)制器 (PWM)電路401獨(dú)立地驅(qū)動輸出級晶體管。PWM電路可提供靈活性，并且 可以能夠產(chǎn)生適當(dāng)形狀的電壓波型。不過，PWM電路通常是使用低功率數(shù)字 電路技術(shù)被實(shí)現(xiàn)，其將無法傳送控制輸出晶體管101及102所需要的功率。大 的緩沖級通常將是必要的，其導(dǎo)致效率不可接受的下降。因此，這種技術(shù)對于 RF應(yīng)用是不實(shí)用的且通常僅被使用在音頻。
圖5是根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例顯示調(diào)諧放大器500，諸如一調(diào)諧DE類 放大器，適于在RF頻率有效地操作。對于上述的問題的一解決方法可包括分 開放大器(例如，分成為兩半)，并且以其本身的功率驅(qū)動電路驅(qū)動在輸出級 中的各晶體管。放大器503可被設(shè)計(jì)成用脈沖波型驅(qū)動輸出晶體管501，以便 達(dá)成輸出級的DE類操作。同樣地，放大器504可被設(shè)計(jì)成用脈沖波型驅(qū)動輸 出晶體管502，以便達(dá)成輸出級的DE類操作。各驅(qū)動放大器可有利地能夠用 脈沖驅(qū)動其輸出級晶體管501或502，該脈沖的特征為具有期望的占空比、銳 轉(zhuǎn)變(sharp transitions)及以高效率。
與此同一天申請的名稱為"脈沖放大器"的專利申請描述一個能以銳轉(zhuǎn)變、 可變的占空比、及以高效率傳送波型的驅(qū)動放大器。此種放大器的一個例子被 顯示于圖6中。放大器606包括DE類放大器的變形，并且包括被配置以在推 挽式操作中工作的晶體管601和602。晶體管601和602是由輸入信號605和 606驅(qū)動，使得各晶體管在另一晶體管開啟之前關(guān)閉，從而對于穿過各裝置的 電壓產(chǎn)生足夠的時間以在引出電流之前回到零點(diǎn)。放大器600與標(biāo)準(zhǔn)DE類放 大器的不同處在于，被用以將穿過晶體管601和602的輸出電容的電壓放電的 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)604是使用一個使輸出信號實(shí)質(zhì)上未過濾的分流器(shunt)并聯(lián) 共振結(jié)構(gòu)被實(shí)現(xiàn)。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)604的組件可被選擇以使得在晶體管的601和 602之切換頻率的輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗是適于在提供未過濾的輸出信號時將晶 體管601和602的輸出電容放電。此結(jié)果可為具有銳轉(zhuǎn)變的輸出波型607，而標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器(圖lc)包括輸出網(wǎng)絡(luò)，其過濾輸出以產(chǎn)生正弦波型。
銳轉(zhuǎn)變可包括與切換周期Tsw相比快速發(fā)生的轉(zhuǎn)變，其是切換頻率的倒數(shù)。 例如，如果在Vout的電壓從零轉(zhuǎn)變到Vdd，轉(zhuǎn)變可在一小段的切換周期中發(fā)生， 諸如少于5y。的Tsw、少于2。/。的Tsw、或者少于"/。的Tsw。不過，Tsw的轉(zhuǎn) 變時間段僅是用于判斷轉(zhuǎn)變是否急劇的一個度量標(biāo)準(zhǔn)，且應(yīng)當(dāng)了解銳轉(zhuǎn)變的特 征有不同的度量標(biāo)準(zhǔn)。若轉(zhuǎn)變時間被使用作該度量標(biāo)準(zhǔn)，轉(zhuǎn)變時間可以任何適 合的方式被測量，諸如信號從信號值變化的10%轉(zhuǎn)變到90%所用的時間量。即 當(dāng)在大致為切換周期Tsw的時間尺度上觀察時，脈沖信號的波型看起來具有梯 形的形狀或者方波的波型，該轉(zhuǎn)變可為足夠急劇。因此，具有銳轉(zhuǎn)變的波型可 僅包括直的邊沿或是具有角度轉(zhuǎn)變的直的上升沿和下降沿。
放大器600與標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器的進(jìn)一步的不同處在于放大器600可產(chǎn)生 50%以外的輸出占空比。如圖6所示，輸入信號605驅(qū)動NMOS "挽式"晶體 管602且被選擇以具有大于50%的占空比，且輸入信號606驅(qū)動PMOS"推式" 晶體管603且被選擇以具有小于50%的占空比。兩晶體管都位于OFF狀態(tài)的時 間cp可維持與標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器相同。在此說明的實(shí)施例中，對于期望的輸出 占空比，可選擇脈沖放大器之輸入脈沖的占空比以使效率最大化。例如，在相 應(yīng)調(diào)整輸入信號的占空比以使效率最大化時，總OFF時間cp可被保持不變。在 輸出匹配網(wǎng)絡(luò)604中的組件可被選擇以在OFF時間cp的期間適當(dāng)?shù)貙⑤敵鲭娙?放電。波型607顯示導(dǎo)致的輸出電壓具有小于50%的占空比且具有銳轉(zhuǎn)變特征。 在一些實(shí)施例中，經(jīng)由減少輸入信號605的占空比并增加輸入信號606的占空 比，可產(chǎn)生具有等于或者大于50%的期望占空比的輸出電壓。
根據(jù)本發(fā)明的示范實(shí)施例的多級放大器700被顯示于圖7。如圖所示，多 級放大器700是一個二級放大器，其包括DE類輸出級701以及兩驅(qū)動放大器 702和703，其可為DE類脈沖放大器。各驅(qū)動放大器被配置以驅(qū)動在DE類輸 出級701中的晶體管。各驅(qū)動放大器702和703分別具有負(fù)載網(wǎng)絡(luò)706和707， 其是由DE類輸出級701的輸出晶體管的固有寄生阻抗(在圖7中由與電阻器 RL串聯(lián)的電容器CL表示)、及串聯(lián)有旁路電容器的分流電感器組成。輸入波 型l-4、 708a—d驅(qū)動在驅(qū)動放大器702和703中的每個晶體管。波型708a和 b可被選擇使得驅(qū)動放大器702將以高效率產(chǎn)生定義為小于50%占空比的電壓 波型704。例如，電壓波型704的占空比可能與波型808b相同。波型808a可 被選擇以具有比波型808b大的占空比，使得OFF時間是在驅(qū)動放大器802中 的兩晶體管均未開啟的期間被提供。OFF時間可被選擇為足夠大，使得負(fù)載網(wǎng) 絡(luò)806可使驅(qū)動放大器802中的晶體管的電容放電，從而達(dá)成零電壓、零斜率 及/或零電流切換，導(dǎo)致DE類或者接近DE類的操作，并且因此達(dá)到驅(qū)動放大 器802的高效率。波型704可由如上討論的銳轉(zhuǎn)變被界定。同樣地，波型708c
13可被選擇，使得驅(qū)動放大器703將以高效率產(chǎn)生由大于50%的占空比界定的電 壓波型705。波型705可由如上討論的銳轉(zhuǎn)變被界定。如圖7所示，輸出負(fù)載 網(wǎng)絡(luò)709是以被選擇以可進(jìn)行DE類操作并且產(chǎn)生經(jīng)過濾的波型710的組件被 耦合到DE類輸出級701的輸出。多級放大器700的每一級可提供增益、輸出 功率，并且以高效率進(jìn)行。多級放大器700可展現(xiàn)與一單級DE類放大器相關(guān) 的高效率，但可提供比單級DE類放大器更高的增益。如圖7中說明，多級放 大器700接收四個輸入信號，而不是用于標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器的兩輸入信號。不 過，與用于標(biāo)準(zhǔn)DE類放大器的兩輸入信號相比，多級放大器700的四個輸入 信號708a—d中的每一個可能需要較少量的功率并且驅(qū)動較少量的輸入電容。 因此，多級放大器700的四個輸入信號708a—d可用PWM電路有效地實(shí)現(xiàn)。 不過，因?yàn)槠渌娐房杀挥脕懋a(chǎn)生輸入信號，故不是必須使用PWM電路產(chǎn)生 輸入信號。
圖8闡示圖7中所示多級放大器技術(shù)如何可被延伸以包括驅(qū)動放大器的第 三級。圖8顯示多級放大器800，其是根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施例的三級放大器。 如圖8所示，四個額外的驅(qū)動放大器803a — d被提供以驅(qū)動驅(qū)動放大器802a— b的各晶體管。多級放大器800接收八個輸入信號806a—h，其可被選擇以分別 產(chǎn)生驅(qū)動信號805a—h以驅(qū)動DE類輸出級801。驅(qū)動信號805a_h可以用類似 于上述圖7的波型708a和708b的方式進(jìn)行選擇，以便使驅(qū)動放大器803a_d 能夠以高效率產(chǎn)生期望占空比的脈沖。結(jié)果是多級放大器800可以類似于多級 放大器700的方式以高效率產(chǎn)生增益和輸出功率，不過，由于額外的級，多級 放大器800可達(dá)成比多級放大器700還高的增益。輸入信號806a_h可能需要 成比例的較少量的功率并且驅(qū)動成比例的較少量的負(fù)載電容。此多級放大器技 術(shù)也可被擴(kuò)展以產(chǎn)生期望的、級數(shù)大于三的多級分布式放大器。級數(shù)可基于期 望增益的數(shù)量被選擇。雖然為了清楚起見，未將匹配電路顯示于圖8，任何合 適的匹配電路可根據(jù)在此說明的技術(shù)被使用。
在另一實(shí)施例中，驅(qū)動信號806a — h可被選擇以便降低需要被產(chǎn)生的輸入 信號波型的總數(shù)。在輸入信號波型的數(shù)量方面的減少可用很多方式被達(dá)成，包 括經(jīng)由復(fù)制信號、把條件加在輸入信號上，或是定義輸入信號之間的關(guān)系。在 示范實(shí)施例中，驅(qū)動信號805a和805b被選擇為方波。波型805b和805c可被 選擇以便確保如上概述的DE類操作。第一級驅(qū)動放大器803a和803d可接收 相同驅(qū)動信號，從而使所要求的波型總數(shù)以系數(shù)2降低。這些波型對于信號806a 及g可被指定為N，且對于信號806b及h可被指定為P。波型N和P可為例 如具有30%占空比的脈沖，正向適用于驅(qū)動NMOS晶體管，反向適用于驅(qū)動 PMOS晶體管。第一級驅(qū)動放大器803b對于NMOS晶體管可接收一尖銳的、 正向脈沖驅(qū)動信號806c，且對于PMOS晶體管可接收更寬的正定向脈沖806d。寬脈沖806d可被選擇以具有相當(dāng)于輸入信號N的占空比，但是如果銳脈沖被
形成為足夠窄，以便確保高效率DE類操作及要求的輸出波型，這可能是有利 的。同樣地，第一級驅(qū)動放大器803c可接收一尖銳的、負(fù)定向脈沖806f和更 寬的負(fù)定向脈沖806e。寬脈沖可被形成為相當(dāng)于輸入信號P，但是如果銳脈沖 被形成為足夠迅速，以便確保高效率DE類放大及要求的輸出波型，這可能是 有利的。如圖8所示，波型的總數(shù)已以系數(shù)2被降低，且只有四個輸入波型可 能需要被產(chǎn)生(例如，通過PWM電路)。因本發(fā)明在此方面并不作限制，可 利用其他的波型減少技術(shù)和替代。再者，這些技術(shù)可被擴(kuò)展至具有更大級數(shù)M 之多級放大器。如果每個個別的放大器具有兩個輸入終端，在第一放大器級中 的輸入終端的總數(shù)可為2M。例如，圖8說明多級放大器800，其中，M = 3，且 其具有八個輸入終端，提供八個輸入信號給第一級。使用波型減少技術(shù)，需要 被產(chǎn)生的波型的數(shù)目可少于2M。在關(guān)于圖8的上面討論的例子中，波型的總數(shù) 已以系數(shù)2被降低，使得所產(chǎn)生的輸入波型的數(shù)量是2M-1。
根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，被提供至多級放大器的輸入波型，諸如波型806a — h，可使用任何適合的電路技術(shù)被產(chǎn)生，諸如使用圖9顯示的電路900。電路 900通常被用以在數(shù)字電路中產(chǎn)生偏移時鐘信號，但可被修改以產(chǎn)生其寬度是 由延遲元件D906界定的脈沖。如圖9所示，輸入信號901通過高增益限制器 902，產(chǎn)生方波信號卯3。 NAND門904和905及延遲元件906a—c可動作以將 方波信號與其本身的延遲比較并產(chǎn)生偏移90。的脈沖，如波型907a和907b所 示。 一個或多個輸出信號可能被反相器910反轉(zhuǎn)，以便形成負(fù)定向脈沖908， 其可能適于驅(qū)動PMOS裝置。輸出緩沖器909a及909b確保用以驅(qū)動多級放大 器(例如，多級放大器700和800)的第一級之適當(dāng)?shù)男盘栯娢缓凸β誓芰Α?通常，可能需要至少兩電路卯O以產(chǎn)生三級的多級放大器800的所有信號。第 一電路900可產(chǎn)生波型N和P，而第二電路900可產(chǎn)生更尖銳的信號NQ和PQ。 對于緩沖器不同尺寸安排的要求可取決于被驅(qū)動的第一晶體管的數(shù)目。驅(qū)動不 同形式的分布式放大器，可能還需要額外的緩沖器及/或反相器。不過，因?yàn)榭?使用多種其他適合的輸入波型產(chǎn)生技術(shù)，應(yīng)該知道本發(fā)明并不限于使用用以產(chǎn) 生輸入波型的電路900或PWM電路。
圖10顯示根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施例的差動放大器920。差動放大器920解 決了一個由于所顯示的大阻隔電容器之電容與負(fù)載網(wǎng)絡(luò)706和707中的分流電 感器串聯(lián)而可能產(chǎn)生的問題。這些電容器的電容通常必須足夠大，使得電容器 的阻抗顯著地小于電感器的阻抗，例如，遠(yuǎn)大于更小量的10倍。不過，這一 電容可能與半導(dǎo)體制造工藝有沖突。此困難可經(jīng)由以差動的方式實(shí)現(xiàn)完整的放 大器電路而被克服。圖10顯示類似于圖7的多級放大器電路的電路920，但其 被分成兩半且以反相180°驅(qū)動。如圖所示，電路920包括一對二級DE類放大器921和922。放大器921包括兩驅(qū)動放大器923和924，各具有單獨(dú)的負(fù) 載網(wǎng)絡(luò)929和930，以及DE類輸出級925。放大器922包括兩驅(qū)動放大器926 和927，各具有單獨(dú)的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)931和932，以及DE類輸出級928。可對輸入 信號1一4進(jìn)行選擇以便與圖7中說明的操作一致而驅(qū)動驅(qū)動放大器923和924。 可對輸入信號5 — 8進(jìn)行選擇，使之分別與輸入信號l一4相同，但是相位偏移 180° 。這可導(dǎo)致與放大器921相同、且與本發(fā)明前面說明的實(shí)施例一致的操 作，但其中所產(chǎn)生的波型是與由放大器921產(chǎn)生的波型反相180° 。因而，來 自放大器921和922的輸出波型是彼此反相180°且可使用平衡一非平衡轉(zhuǎn)換 器(balun) 935進(jìn)行結(jié)合以產(chǎn)生具有單個二級放大器功率兩倍的輸出信號。在 一方面，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)929及931可經(jīng)由連接934被耦合在一起。因?yàn)轵?qū)動放大器 924和927反相180°操作，連接934變成虛接地。從而，在圖7的實(shí)施例中 顯示的旁路電容器可被去除。同樣地，負(fù)載網(wǎng)絡(luò)930和932可經(jīng)由連接913被 耦合，產(chǎn)生虛接地并且去除另外的旁路電容器。
在此說明的某些技術(shù)是涉及在DE類操作模式中操作放大器。不過，在某 些情況下，足夠高的效率可通過以接近DE類操作但非"真正"的DE類操作 的方式操作D類放大器而達(dá)成。例如，較小的電壓及/或電流可在切換時出現(xiàn) 于晶體管的終端，但因而發(fā)生的功率損失為可接受的小。此種技術(shù)是在此揭露 范疇內(nèi)。
使用在此說明的技術(shù)，可達(dá)成大于70%的效率，但因?yàn)檫_(dá)成的效率可能更 高或更低，本發(fā)明對此不做限定。在一些實(shí)施例中，效率可為至少50%，而一 些實(shí)施例可達(dá)成80%或90%的效率。如在此使用者，術(shù)語"效率"是指輸入功 率和輸出功率的比率。
為了簡單起見，上面的描述說明在使用互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS) 工藝制造的器件的背景下的各種技術(shù)。不過，應(yīng)該知道在此說明的技術(shù)未限定 于CMOS，因本發(fā)明對此方面未作限制，可利用不同類型的技術(shù)，包括Si雙極 和GaAs技術(shù)。根據(jù)本發(fā)明的一種放大器可使用雙極技術(shù)被實(shí)現(xiàn)，在該情況下 驅(qū)動信號將具有相關(guān)的電流。而且，只要驅(qū)動信號被相應(yīng)地調(diào)整，放大器不需 要使用互補(bǔ)的晶體管。許多其他的結(jié)合和變化是可能的。
如上面討論，本申請的技術(shù)和名稱為"脈沖放大器"的、在同一天申請的 專利申請案中說明的技術(shù)可有利地被彼此結(jié)合用以提供高效的放大。不過，因 為本發(fā)明對此方面未作限制，這些技術(shù)不必一起被使用且可被分別利用。
已經(jīng)如此說明本發(fā)明之至少一實(shí)施例的幾個特征，應(yīng)知可在本發(fā)明的精神 和范疇內(nèi)進(jìn)行各種改變、修改和改進(jìn)。因此，上述的說明和附圖僅作為例子。
權(quán)利要求
1.一種用以放大RF信號的電路，所述電路包括推挽式放大器，其包括推式晶體管及挽式晶體管；第一驅(qū)動放大器，其以第一RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述推式晶體管；以及第二驅(qū)動放大器，其以與所述第一RF信號不同的第二RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述挽式晶體管。
2. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述第一及第二RF信號是脈沖信號。
3. 如權(quán)利要求2所述的電路，其中，所述第一脈沖RF信號具有第一占空 比，所述第一占空比不同于所述第二脈沖RF信號的第二占空比。
4. 如權(quán)利要求3所述的電路，其中，所述第一及第二占空比中的一個小于 50%,而所述第一及第二占空比中的另一個大于50%。
5. 如權(quán)利要求3所述的電路，其中，可對所述第一及第二占空比進(jìn)行選擇， 使得所述電路的效率被最大化，其中，效率是輸入功率對輸出功率的比率。
6. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述推挽式放大器是第一推挽式放大 器，且其中所述第一驅(qū)動放大器包括第二推挽式放大器及所述第二驅(qū)動放大器 包括第三推挽式放大器。
7. 如權(quán)利要求6所述的電路，其中，所述第一及第二驅(qū)動放大器各包括調(diào) 諧D類放大器。
8. 如權(quán)利要求7所述的電路，還包括第一負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，其被耦合至所述第一驅(qū)動放大器，所述第一負(fù)載網(wǎng)絡(luò)具有 阻抗，可對所述阻抗進(jìn)行選擇以使得所述第一驅(qū)動放大器是以DE類模式操作；第二負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，其被耦合至所述第二驅(qū)動放大器，所述第二負(fù)載網(wǎng)絡(luò)具有 阻抗，可對所述阻抗進(jìn)行選擇以使得所述第二驅(qū)動放大器是以DE類模式操作； 以及第三負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，其被耦合至所述第一推挽式放大器，所述第二負(fù)載網(wǎng)絡(luò)具 有阻抗，可對所述阻抗進(jìn)行選擇以使得所述第一推挽式放大器是以DE類模式 操作，其中效率是輸入功率對輸出功率的比率。
9. 如權(quán)利要求8所述的電路，其中，所述電路是以至少70%的效率操作， 其中，效率是輸入功率對輸出功率的比率。
10. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中所述第一驅(qū)動放大器包括第一反相器 且所述第二驅(qū)動放大器包括第二反相器。
11. 如權(quán)利要求IO所述的電路，其中所述第一反相器包括彼此互補(bǔ)的第一 及第二晶體管，且其中，所述第二反相器包括彼此互補(bǔ)的第三及第四晶體管。
12. 如權(quán)利要求11所述的電路，其中所述第一晶體管是PMOS晶體管，所 述第二晶體管是NMOS晶體管，所述第三晶體管是PMOS晶體管且所述第四 晶體管是NMOS晶體管。
13. 如權(quán)利要求12所述的電路，其中所述第一推挽式放大器包括彼此互補(bǔ) 的第五及第六晶體管，其中，所述第五晶體管是PMOS晶體管且所述第六晶體 管是NMOS晶體管。
14. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述電路是包括M級的多級放大器， 其中，M是至少等于三的整數(shù)，其中，所述多級放大器的第一級包括所述推挽 式放大器，其中，所述多級放大器的第二級包括所述第一及第二驅(qū)動放大器。
15. 如權(quán)利要求14所述的電路，其中，所述多級放大器的第三級包括復(fù)數(shù) 個驅(qū)動放大器，其中，相同的輸入信號被提供給所述復(fù)數(shù)個驅(qū)動放大器的不同 驅(qū)動放大器。
16. 如權(quán)利要求14所述的電路，其中，所述多級放大器的輸入級包括復(fù)數(shù) 個驅(qū)動放大器，所述輸入級包括2M個輸入終端，且其中，所述2M個輸入終端 的至少兩個接受相同的輸入信號。
17. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述電路是以CMOS構(gòu)建。
18. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述電路是以70%的效率操作，其 中，所述效率是輸入功率對輸出功率的比率。
19. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述推挽式放大器是調(diào)諧放大器。
20. 如權(quán)利要求l所述的電路，其中，所述推挽式放大器是DE類放大器。
21. 如權(quán)利要求1所述的電路，其中，所述第一及第二 RF信號實(shí)質(zhì)上是 未過濾的。
22. 如權(quán)利要求l所述的電路，還包括第二推挽式放大器，包括推式晶體管及挽式晶體管；第三驅(qū)動放大器，其以第三RF信號驅(qū)動所述第二推挽式放大器的所述推 式晶體管；第四驅(qū)動放大器，其以與所述第三RF信號不同的第四RF信號驅(qū)動所述第 二推挽式放大器的所述挽式晶體管；其中，所述推挽式放大器是第一推挽式放大器；其中，所述第一推挽式放大器與所述第一及第二驅(qū)動放大器被配置成差動 放大器的第一部分；其中，所述第二推挽式放大器與所述第三及第四驅(qū)動放大器被配置成差動 放大器的第二部分。
23. 如權(quán)利要求22所述的電路，其中，所述差動放大器的所述第一及第二 部分被耦合至平衡非平衡轉(zhuǎn)換器以差動地驅(qū)動負(fù)載。
24. 如權(quán)利要求23所述的電路，還包括分流電感器，其被耦合至所述第 一驅(qū)動放大器的輸出及在所述電路操作期間被接地的終端。
25. 如權(quán)利要求22所述的電路，還包括第一分流電感器，其被耦合至所述第一驅(qū)動放大器的輸出；第二分流電感器，其被耦合至所述第二驅(qū)動放大器的輸出；第三分流電感器，其被耦合至所述第三驅(qū)動放大器的輸出；及第四分流電感器，其被耦合至所述第四驅(qū)動放大器的輸出；其中，所述第一分流電感器被耦合至所述第三分流電感器；其中，所述第一及第三驅(qū)動放大器被驅(qū)動，使得它們的輸出相對于彼此相位移大約180°且所述第一及第三分流電感器被一起耦合在虛接地節(jié)點(diǎn)； 其中，所述第二分流電感器被耦合至所述第四分流電感器； 其中，所述第二及第四驅(qū)動放大器被驅(qū)動，使得它們的輸出相對于彼此相位移大約180°且所述第二及第四分流電感器被一起耦合在虛接地節(jié)點(diǎn)。
26. —種用以驅(qū)動推挽式放大器以放大RF信號的驅(qū)動級，所述推挽式放 大器包括推式晶體管及挽式晶體管，所述驅(qū)動級包括第一驅(qū)動放大器，其以第一 RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述挽式晶 體管；以及第二驅(qū)動放大器，其以與所述第一 RF信號不同的第二 RF信號驅(qū)動所述推 挽式放大器的所述推式晶體管。
27. 如權(quán)利要求26所述的驅(qū)動級，其中，所述第一及第二RF信號是脈沖的。
28. 如權(quán)利要求26所述的驅(qū)動級，其中，所述第一及第二驅(qū)動放大器是調(diào) 諧D類放大器。
29. 如權(quán)利要求28所述的驅(qū)動級，其中，所述第一及第二驅(qū)動放大器被調(diào) 諧為DE類放大器。
30. 如權(quán)利要求26所述的驅(qū)動級，其中，所述推挽式放大器是第一推挽式 放大器，且所述第一驅(qū)動放大器包括第二推挽式放大器及所述第二驅(qū)動放大器 包括第三推挽式放大器。
31. 如權(quán)利要求30所述的驅(qū)動級，其中，所述第二及第三推挽式放大器的 至少一個包括反相器。
32. 如權(quán)利要求26所述的驅(qū)動級，其中，所述驅(qū)動級是以CMOS構(gòu)建。
33. 如權(quán)利要求26所述的驅(qū)動級，其中，所述驅(qū)動級是以至少70%的效率 操作，其中，效率是輸入功率對輸出功率的比率。
34. 如權(quán)利要求26所述的驅(qū)動級，其中，所述第一及第二RF信號實(shí)質(zhì)上 未過濾。
35. —種驅(qū)動推挽式放大器的方法，所述推挽式放大器包括推式晶體管及 挽式晶體管，該方法包括以第一脈沖RF信號驅(qū)動所述推式晶體管；及以不同于所述第一脈沖RF信號的第二脈沖RF信號驅(qū)動所述挽式晶體管。
36. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中，所述第一及第二脈沖RF信號是脈 寬調(diào)制RF信號。
37. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中，所述第一及第二脈沖RF信號實(shí)質(zhì) 上未過濾o
38. 如權(quán)利要求35所述的方法，還包括 使用第一調(diào)諧D類放大器產(chǎn)生所述第一脈沖RF信號；及 使用第二調(diào)諧D類放大器產(chǎn)生所述第二脈沖RF信號。
39. 如權(quán)利要求38所述的方法，其中，所述第一及第二調(diào)諧D類放大器 的每一個被調(diào)諧成以DE類模式操作。
40. 如權(quán)利要求39所述的方法，其中，該方法是以至少70%的效率執(zhí)行， 其中，效率是驅(qū)動所述推式及挽式晶體管的總輸入功率對在所述推挽式放大器 的輸出被傳送的輸出功率的比率。
41. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中，所述第一及第二脈沖信號的每一個 包括正方形或梯形波型。
42. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中，所述第一脈沖RF信號具有第一占 空比，所述第一占空比不同于所述第二脈沖RF信號的第二占空比。
43. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中，所述第一及第二占空比中的一個小 于50%，且所述第一及第二占空比的另一個大于50%。
44. 如權(quán)利要求35所述的方法，其中，所述推挽式放大器差動地驅(qū)動負(fù)載。
45. —種用以放大信號的電路，所述電路包括 推挽式放大器，其包括推式晶體管及挽式晶體管；第一D類放大器，其以第一信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述推式晶體管； 第二D類放大器，其以與所述第一信號不同的第二信號驅(qū)動所述推挽式放 大器的所述挽式晶體管。
46. 如權(quán)利要求45所述的電路，其中，所述第一及第二信號是第一及第二 脈沖信號。
47. 如權(quán)利要求46所述的電路，其中，所述第一及第二脈沖信號的每一個 包括正方形或梯形波型。
48. 如權(quán)利要求46所述的電路，其中，所述第一及第二脈沖信號是脈沖 RF信號。
49. 如權(quán)利要求46所述的電路，其中，所述第一脈沖信號具有第一占空比，所述第一占空比不同于所述第二脈沖信號的第二占空比。
50. 如權(quán)利要求45所述的電路，其中，所述推挽式放大器是第一推挽式放 大器，且其中，所述第一D類放大器包括第二推挽式放大器且所述第二調(diào)諧D 類放大器包括第三推挽式放大器。
51. 如權(quán)利要求50所述的電路，其中，所述第一、第二及第三推挽式放大 器各自被調(diào)諧成以DE類模式操作。
52. 如權(quán)利要求45所述的電路，其中，所述電路具有至少70%的效率，其 中，所述效率是輸入功率對輸出功率的比率。
53. 如權(quán)利要求45所述的電路，其中，所述第一及第二信號實(shí)質(zhì)上是未過 濾的。
54. 如權(quán)利要求45所述的電路，還包括 第二推挽式放大器，其包括推式晶體管及挽式晶體管；第三D類放大器，其以第三RF信號驅(qū)動所述第二推挽式放大器的所述推 式晶體管；及第四D類放大器，其以與所述第三RF信號不同的第四RF信號驅(qū)動所述 第二推挽式放大器的所述挽式晶體管；其中，所述推挽式放大器是第一推挽式放大器；其中，所述第一推挽式放大器與所述第一及第二 D類放大器被配置成差動 放大器的第一部分；其中，所述第二推挽式放大器與所述第三及第四D類放大器被配置成所述 差動放大器的第二部分。
55. 如權(quán)利要求54所述的電路，其中，所述差動放大器的所述第一及第二 部分被耦合至平衡一非平衡轉(zhuǎn)換器以差動地驅(qū)動負(fù)載。
56. 如權(quán)利要求55所述的電路，還包括分流電感器，其被耦合至所述第一 D類放大器的輸出及在所述電路操作期間被接地的終端。
57. 如權(quán)利要求54所述的電路，還包括 第一分流電感器，其被耦合至所述第一D類放大器的輸出； 第二分流電感器，其被耦合至所述第二D類放大器的輸出； 第三分流電感器，其被耦合至所述第三D類放大器的輸出；以及 第四分流電感器，其被耦合至所述第四D類放大器的輸出； 其中，所述第一分流電感器被耦合至所述第三分流電感器；其中，所述第一及第三D類放大器被驅(qū)動，使得它們的輸出相對于彼此相 位移大約180。，且所述第一及第三分流電感器被一起耦合在虛接地節(jié)點(diǎn)； 其中，所述第二分流電感器被耦合至所述第四分流電感器； 其中，所述第二及第四D類放大器被驅(qū)動，使得它們的輸出相對于彼此相位移大約180。，且所述第二及第四分流電感器被一起耦合在虛接地節(jié)點(diǎn)。
全文摘要
揭示了用于處理適于RF放大的放大器—諸如調(diào)諧的DE類放大器—的示范性技術(shù)。所揭示的一個實(shí)施例中，用于放大RF信號的電路包括推挽式放大器，其包括推式晶體管及挽式晶體管。第一驅(qū)動放大器以第一RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述推式晶體管。第二驅(qū)動放大器以與所述第一RF信號不同的第二RF信號驅(qū)動所述推挽式放大器的所述挽式晶體管。
文檔編號H03F3/217GK101647198SQ200780049543
公開日2010年2月10日 申請日期2007年11月15日 優(yōu)先權(quán)日2006年11月16日
發(fā)明者羅伯特·J·麥克莫羅 申請人:恒星射頻公司