專利名稱：分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備及其控制方法
分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備及其控制方法技術(shù)領(lǐng)域本申請涉及一種采用SA調(diào)制的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備，更具體地，涉及 響應(yīng)于從ZA調(diào)制器輸出的輸出信號對分頻值進行設(shè)置。
背景技術(shù)：
日本專利公開No.2004-80404中公開的PLL電路在圖8中示出。該 PLL電路用作分數(shù)NPLL頻率合成器(分數(shù)分頻器PLL設(shè)備)，其中構(gòu)成 PLL組的比較分頻器的分頻值是分數(shù)。ZA調(diào)制器80被饋送比較信號fp。然后SA調(diào)制器80通過將比較信號fp 用作時鐘信號來操作，以將偽隨機數(shù)的比特數(shù)據(jù)流作為輸出信號prs輸出 到加法器90。例如，如果SA調(diào)制器80具有三階(three-order)電路配置， 則輸出信號prs變?yōu)樵?3到+4之間變化的隨機數(shù)。加法器90被饋送固定分頻值N。然后，加法器90將輸出信號prs加 到固定分頻值N，并且輸出該結(jié)果到比較分頻器40。比較分頻器40使用 在N-3到N+4之間變化的分頻值執(zhí)行分頻操作。這里，從SA調(diào)制器80輸出的輸出信號prs是包括正負值以及其間的值 0的隨機數(shù)。比較分頻器40的分頻值根據(jù)這個隨機數(shù)進行算術(shù)運算。在此 情況中，如果輸出信號prs是具有正極性和負極性二者的隨機數(shù)，則該算 術(shù)運算不可避免地變得復雜。這是因這樣的事實所致，即根據(jù)這些隨機數(shù) 同時需要加法運算和減法運算的事實。這里，設(shè)置加法器90并且其適合 于將固定分頻值N與輸出信號prs相加。結(jié)果，能夠僅輸入正值到比較分 頻器40，因而有助于簡化算術(shù)運算。加法器90通過將固定分頻值N用作 偏移值，將在負值和正值上伸展的輸出信號prs移位到非負的隨機值。發(fā)明內(nèi)容提供一種分數(shù)分頻器PLL設(shè)備及其控制方法，其能夠減少待設(shè)置的參數(shù)數(shù)量，從而增強使用的便捷性并有助于簡化電路設(shè)置。提供一種裝備有i:A調(diào)制器的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備，該ZA調(diào)制器輸出0 值或者正或負整數(shù)值的偽隨機數(shù)，并且這些值的平均值為預定的分數(shù)值， 其中該分數(shù)分頻器PLL設(shè)備包括三模預定標器(three-modulus prescaler) 和分數(shù)分頻控制單元，該三模預定標器具有設(shè)置分頻值，以及通過將該設(shè) 置分頻值增加或者減少士N而獲得的分頻值-N和分頻值十N，該分數(shù)分 頻控制單元在與所述偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值相應(yīng)數(shù)目的周期內(nèi)輸出三模預定 標器的輸出信號的時間段期間，如果所述偽隨機數(shù)是負值則向三模預定標 器指示分頻值_ N，并且如果所述偽隨機數(shù)是正值則指示分頻值+N。根據(jù)本實施例的一種對使用SA調(diào)制的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備的控制方 法，該2A調(diào)制輸出0值或者正或負整數(shù)值的偽隨機數(shù)，并且這些值的平均 值是預定的分數(shù)值，其中該控制方法包括如下的兩個步驟在與所述偽隨 機數(shù)的絕對數(shù)值相應(yīng)數(shù)目的周期中輸出三模預定標器的輸出信號的時間段 期間，如果所述偽隨機數(shù)為負值則將三模預定標器的分頻值設(shè)置為通過從 設(shè)置分頻值中減去N分頻而獲得的分頻值的步驟，以及在與所述偽隨機數(shù) 的絕對數(shù)值相應(yīng)數(shù)目的周期中輸出三模預定標器的輸出信號的時間段期 間，如果所述偽隨機數(shù)為正值則將三模預定標器的分頻值設(shè)置為通過向該 設(shè)置分頻值添加N分頻而獲得的分頻值。當結(jié)合附圖閱讀本公開的以上及其他新穎特征時，根據(jù)以下的詳細說 明它們將更加充分清楚。然而應(yīng)明顯理解的是，附圖僅用于說明性目的而 非意欲作為對本公開的限制的定義。


圖1是示出本申請的實施例的電路框圖； 圖2是示出ZA調(diào)制器的例子的電路框圖； 圖3是示出帕斯卡三角形的視圖； 圖4是示出SA調(diào)制器的輸出信號的視圖； 圖5是示出比較分頻器的例子的視圖；圖6是示出三模預定標器的分頻值的設(shè)置的視圖； 圖7是示出比較分頻器的操作時序圖的視圖；以及 圖8是背景技術(shù)的電路框圖。
具體實施方式
在下文中將參考圖1到圖7具體地說明根據(jù)本申請的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備及其控制方法的實施例。近年來，PLL設(shè)備正在被應(yīng)用于各種各樣的領(lǐng)域，主要集中在移動通 信中的無線通信領(lǐng)域等。更具體地，在諸如便攜式電話等之類的移動通信 領(lǐng)域中載波頻率的有效利用構(gòu)成了一個非常重要的問題，并且需要在高速 頻率之間切換。這導致一種需求，即降低代表頻率切換時間的鎖定(lockup) 時間。需要極好的C/N特性來確保正常的通信質(zhì)量并且需要抑制寄生 信號的產(chǎn)生。為了滿足這些需求，提供一種采用SA調(diào)制的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備。 作為使用分數(shù)分頻操作的結(jié)果，分頻值通過i:A調(diào)制隨機地改變，由此寄生 抑制特性得到改善，并且高速鎖定時間特性被保證。圖1示出根據(jù)本申請采用ZA調(diào)制的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備的實施例。振 蕩器1用作使用晶體振蕩器等的參考時鐘信號輸出電路。從振蕩器1輸出 的參考時鐘信號被輸入?yún)⒖挤诸l器2。參考分頻器2由計數(shù)器電路構(gòu)成并 且適合于根據(jù)預定分頻值分頻參考時鐘信號。在參考分頻器2中被分頻的 參考時鐘信號被作為參考信號fr輸出，并且輸入到相位比較器3。待從比較分頻器4輸出的比較信號也被輸入到相位比較器3。相位 比較器3輸出與參考信號fr和比較信號^之間的頻率差和相位差對應(yīng)的脈 沖信號，并且輸出該信號到電荷泵電路5。電荷泵電路5基于輸入其的脈沖信號輸出電壓信號。該輸出的電壓信 號被輸入低通濾波器(LPF) 6。這里，從電荷泵電路5輸出的電壓信號用 作脈沖分量疊加在直流分量上的信號。該直流分量根據(jù)脈沖信號的頻率波 動而改變，并且該脈沖分量基于脈沖信號的相位差而改變。低通濾波器(LPF) 6使輸入其的電壓信號平滑以將除去了高頻分量的信號輸出到壓控振蕩器(VCO) 7。壓控振蕩器(VCO) 7將輸入其的 信號轉(zhuǎn)換為具有與信號電壓對應(yīng)的頻率的信號，并且輸出該結(jié)果作為輸出 信號fout。該輸出信號fout被輸出到外部電路和比較分頻器4。比較分頻器4具有如隨后參考圖5說明的電路配置。根據(jù)從2A調(diào)制器 8以偽隨機數(shù)輸出的輸出信號prs調(diào)整分頻值。比較分頻器4基于經(jīng)調(diào)整的 分頻值對輸入其的輸出信號fout執(zhí)行分頻，并且輸出比較信號*。SA調(diào)制器8被饋送比較信號*，并且將比較信號*用作時鐘信號來 執(zhí)行2A調(diào)制操作。待從i:A調(diào)制器8輸出的輸出信號prs用作顯示偽隨機數(shù) (包括符號)的信號。該信號具有與構(gòu)成SA調(diào)制器8的電路的級 (degree)對應(yīng)的比特寬度。例如，如果ZA調(diào)制器8具有3級電路配置， 則待輸出的偽隨機數(shù)具有-3到+4的范圍。輸出信號prs被配置為一個比特 的符號位S和兩個比特的數(shù)值位序列Dl和D2。在實施例的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備中(圖1)，包括符號并且從SA調(diào)制 器8輸出的輸出信號prs被直接輸入比較分頻器4，由此分頻值被調(diào)整。待 輸入到比較分頻器4的隨機值不需要是通過給予偏移值而得到的不包括負 值的隨機值。圖2示出ZA調(diào)制器的例子。這表示三階電路配置的例子。SA調(diào)制器8 由三個積分器9a到9c、六個微分器10a到10f以及加法器11構(gòu)成。SA調(diào)制器8的分子值F從外部設(shè)備(未示出)輸入到積分器9a。積分 器9a根據(jù)時鐘信號fp累加輸入值F，并且當其累加值變得大于分母值 (模值)Q時，其輸出溢出(over-flow)信號OVFa。溢出之后，積分器 9a從累加值中減去分母值Q，并且繼續(xù)輸入值F的累加。分母值(模值)Q是這樣的數(shù)值，由構(gòu)成積分器9a的n比特位序列表 示并且在2n被設(shè)置。分子值F由關(guān)于分母值Q的冪值n的(n-l)比特的 數(shù)字信號輸入。積分器9a到9c的分母值Q是相同值。例如，如果積分器 9a至9c被配置為23比特(n=23)，則Q=223=8388608，意味著分子值F 被配置為22比特。積分器9a的溢出信號OVFa通過微分器10a和10b作為輸入信號a被 提供給加法器ll。同樣，積分器9a的累加值Xl被提供給積分器9b。積分器9b將累積值XI用作輸入信號來執(zhí)行累加操作，并且提供累加值X2到積分器9c。待從積分器9b輸出的溢出信號OVFb通過微分器10c 作為輸入信號b被提供給加法器11，并通過積分器10c和10d被作為輸入 信號c提供給加法器11 。積分器9c將累加值X2用作輸入信號執(zhí)行累加操作，并且輸出溢出信 號OVFc。溢出信號OVFc作為輸入信號d被提供給加法器11，通過微分 器10e作為輸入信號e被提供給加法器11并且通過微分器10e和10f作為 輸入信號f被提供給加法器11 。插入微分器10a、 10b和10c用于根據(jù)時鐘信號^校正由微分器10d、 10e和10f中的操作引起的各輸入信號a到f之間的定時移位。加法器11基于輸入信號a到f執(zhí)行算術(shù)運算(+1) a+ (+1) b+ (-1) c+ (+1) d+ (-2) e+ (+1) f。這被作為偽隨機數(shù)輸出。待與各輸入信號a 到f相乘的系數(shù)用作基于圖3中的帕斯卡三角形被設(shè)置的系數(shù)。上述算術(shù) 運算中，對-3到+4范圍內(nèi)的整數(shù)值執(zhí)行算術(shù)運算。這些偽隨機數(shù)的平均值 F/Q成為分數(shù)值，即所謂的MASH型隨機數(shù)。待從加法器11中輸出的輸出信號prs被配置為一個比特的符號位S以 及兩個比特的數(shù)值位序列Dl和D2。根據(jù)基于上述表達式進行了算術(shù)運算 的偽隨機數(shù)，正負符號被作為符號位S輸出，而數(shù)值被作為數(shù)值位序列 Dl和D2中的數(shù)值輸出。圖4是示出偽隨機值和輸出信號prs之間的對應(yīng)關(guān)系的表格。這里， 對于負值S=0被輸出，并且對于正值S=l被輸出。同樣，對于數(shù)值0到 3， (D2， Dl) = (0， 0) ，(0， 1) ，(1， 0) ，(1， 1)被分配。 此外，對于數(shù)值4， (D2， Dl) = (0， 0)被分配。圖5示出比較分頻器4的例子。待從壓控振蕩器(VCO) 7輸出的輸 出信號fout被輸入三模預定標器13的輸入端子(I)。在三模預定標器13 中，通過執(zhí)行從M分頻開始的土l分頻來獲得包括分頻值(Mil)的任 意三個分頻值，其中分頻值M用作參考設(shè)置分頻值。使用選擇的分頻值輸 入的輸出信號fout被分頻，并且第一分頻信號fpr從輸出端子(O)輸 出。根據(jù)輸入分頻值設(shè)置端子(Tl)和(T2)的信號設(shè)置在三模預定標器13中選擇的分頻值。換句話說，如果輸入分頻值設(shè)置端子(Tl)和 (T2)的信號為(0， 0)，則分頻值M被選中，如果該信號是(1，0) ，則分頻值(M-l)被選中，并且如果該信號是(0， 1)或者(1，1) ，則分頻值(M+l)被選中，如圖6所示。隨后將被說明的第三分頻信號ffi被輸入到分頻值設(shè)置端子(Tl)。 或門17的輸出信號被輸入到分頻值設(shè)置端子(T2)。與門18的輸出信號 和隨后將被說明的第二分頻信號fA被輸入或門17。在從ZA調(diào)制器8輸出 的輸出信號prs中，符號位S和隨后將被說明的第三分頻信號ffi被輸入與 門18。從三模預定標器13輸出的第一分頻信號^)r被分別輸入主計數(shù)器14 的輸入端子(I)、副計數(shù)器15和控制計數(shù)器16。主計數(shù)器14計數(shù)第一分頻信號Q)r的N個周期，并且從輸出端子 (0)輸出低電平比較信號Q)。結(jié)果，第一分頻信號i^r被N分頻。副計數(shù)器15在其初始化端子(R)被饋送比較信號fj)。這里，初始化 端子(R)用作正邏輯輸入。在這個副計數(shù)器中的計數(shù)操作響應(yīng)于高電平 比較信號Q)而起動，該比較信號fp跟隨在主計數(shù)器14中的計數(shù)操作起動 之后被輸出。副計數(shù)器15對第一分頻信號Q)r的A個周期進行計數(shù)，并且 從其輸出端子(0)輸出低電平第二分頻信號fA。結(jié)果，第一分頻信號 fpr被A分頻。在A個周期的計數(shù)之后，第二分頻信號fA被維持在低電 平，直到主計數(shù)器14對第一分頻信號*r的N個周期進行了計數(shù)。控制計數(shù)器16在其初始化端子(R)被饋送第二分頻信號fA。這 里，初始化端子(R)用作負邏輯輸入?？刂朴嫈?shù)器16的計數(shù)操作響應(yīng)于 低電平第二分頻信號fA而起動，該分頻信號fA跟隨在副計數(shù)器15中對 第一分頻信號fj)r的A個周期的計數(shù)操作完成之后被輸出?？刂朴嫈?shù)器對 第一分頻信號扭的B個周期進行計數(shù)，并且從輸出端子(0)輸出低電 平第三分頻信號fB。結(jié)果，第一分頻信號fi)r被B分頻。在B個周期的計 數(shù)之后，第三分頻信號ffi為被維持在低電平，直到副計數(shù)器15對第一分 頻信號Q)r的A個周期進行了計數(shù)，從而完成計數(shù)操作?？刂朴嫈?shù)器16裝備有設(shè)置端子(Tl)和(T2)。待輸入到設(shè)置端子 (Tl)和(T2)的2比特數(shù)值被設(shè)置為計數(shù)值B。這里控制計數(shù)器16的 比特配置為至少B比特。對于待輸入到設(shè)置端子(Tl)和(T2)的2比特 數(shù)值(T2， Tl) = (0， 1) ， (1， 0) ， (1， 1)的每個數(shù)值，設(shè)置 B=l， 2， 3。這里，從SA調(diào)制器8輸出的輸出信號prs中數(shù)值位序列Dl和 D2被輸入設(shè)置端子(Tl)和(T2)。圖5所示的比較分頻器4的操作時序圖在圖7中示出。圖5中的比較 分頻器4使用在主計數(shù)器14中對第一分頻信號fyr的N周期的計數(shù)作為參 考時間，并且對此進行重復從而實現(xiàn)分頻操作。圖7示出參考時間的時序 圖。跟隨在主計數(shù)器14中對第一分頻信號的計數(shù)操作起動之后，比較 信號*轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖健Ｍ瑯?，響?yīng)于比較信號*到高電平的轉(zhuǎn)變，第二 分頻信號fA也轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖叫盘?。主計?shù)器14中計數(shù)操作繼續(xù)，直到對 第一分頻信號的N周期的計數(shù)，并且低電平比較信號fp被作為結(jié)果輸 出。副計數(shù)器15中的計數(shù)操作繼續(xù)，直到對第一分頻信號f^r的A周期的 計數(shù)。在此期間，第二分頻信號fA被維持在高電平，并且響應(yīng)于A個周 期的計數(shù)轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娖健５诙诸l信號fA的低電平狀態(tài)被維持，直到主 計數(shù)器14對第一分頻信號的N周期進行了計數(shù)并且比較信號*轉(zhuǎn)變 到高電平。這里，A計數(shù)是小于N計數(shù)的多個計數(shù)。在響應(yīng)于副計數(shù)器15中對第一分頻信號fi)r的A個周期進行的計數(shù)操 作而輸出的第二分頻信號fA轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娖街螅饎涌刂朴嫈?shù)器16中的 計數(shù)操作。在起動該計數(shù)操作之后第三分頻信號 轉(zhuǎn)變到高電平，并且 被維持在高電平，直到對第一分頻信號*r的B周期進行了計數(shù)。當進行 了B個周期的計數(shù)時，信號ffi轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娖剑缓?，第三分頻信號fB的 低電平狀態(tài)被維持，直到在副計數(shù)器15中對第一分頻信號fj)r的A周期進 行了計數(shù)，并且導致第一分頻信號fA轉(zhuǎn)變?yōu)榈碗娖?。這里，B計數(shù)是小于 N計數(shù)的多個計數(shù)。此外，A計數(shù)和B計數(shù)的和是小于N計數(shù)的多個計 數(shù)。根據(jù)上述操作，在主計數(shù)器14對第一分頻信號fj r的N周期進行計數(shù)的參考時間內(nèi)，在第二分頻信號fA被維持在高電平的第一分頻信號*r的 初始的A個周期的時間期間內(nèi)，第三分頻信號ffi被維持在低電平。三模預定標器13的分頻值設(shè)置端子(Tl)被饋送第三分頻信號ffi，因此被饋 送低電平，而由于通過或門17被饋送高電平的第二分頻信號fA，所以三 模預定標器13的分頻值設(shè)置端子(T2)被饋送高電平。結(jié)果，三模預定 標器13選擇分頻值(M+l)，如圖6所示。在第一分頻信號fpr的初始A 個周期內(nèi)，輸出信號fout被(M+l)分頻并且導致第一分頻信號f^r被輸 出。在跟隨在初始的A個周期之后的B個周期內(nèi)，第二分頻信號fA是低 電平而第三分頻信號ffi是高電平。三模預定標器13的分頻值設(shè)置端子 (Tl)被饋送高電平而三模預定標器13的分頻值設(shè)置端子(T2)響應(yīng)于 來自SA調(diào)制器8的由或門17輸出的符號位S而被饋送低電平或者高電 平。自與符號位S的邏輯電平同相的邏輯電平輸入到邏輯或門17之后， 輸入到與門18的第三分頻信號ffi是高電平。如果從SA調(diào)制器8輸出的偽 隨機數(shù)是負值，則低電平被輸入，如果他們是正值，則高電平被輸入。結(jié) 果，在三模預定標器13中，與從SA調(diào)制器8輸出的偽隨機數(shù)的符號一 起，分頻值(M-l)在負值的情況中被選中，并且分頻值(M+l)在正值 的情況中被選中，如圖6所示。B個周期是相應(yīng)于從5:A調(diào)制器8輸出的偽 隨機數(shù)的絕對數(shù)值的多個周期。跟隨在第一分頻信號fpr的初始的A個周 期之后，在相應(yīng)于偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值的B個周期的時間期間，分頻值根 據(jù)偽隨機數(shù)的符號從M分頻增加或者減少土l，并且輸出信號font被分 頻，由此第一分頻信號f^r被輸出。在B個計數(shù)之后的剩余周期中，第二分頻信號fA和第三分頻信號ffi 都是低電平。此時，三模預定標器13的分頻值設(shè)置端子(Tl)被饋送低 電平，而鑒于與門18的輸出信號固定為低電平并且因此低電平被輸入或 門17，三模預定標器13的分頻值設(shè)置端子(T2)被饋送低電平。結(jié)果， 三模預定標器13中分頻值M被選中，如圖6所示。在第一分頻信號fi)r的 A個周期和B個周期之后，輸出信號fout被M分頻并且然后使得第一分 頻信號fpr被輸出。如上述文字說明的，在比較器分頻器4中的分頻值變成A (M+l) +B (M+x) +M (N-A-B) =MN+A+Bx 這里，x表示-l或者+1。這是偽隨機數(shù)中的符號，其中根據(jù)符號位S設(shè)置 任一個數(shù)。B是由數(shù)值位序列Dl和D2設(shè)置的偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值。換句 話說，Bx其本身是偽隨機數(shù)。因此，由比較器分頻器4使用的分頻值變?yōu)?通過相加這樣的兩個值而獲得的分頻值， 一個值是作為從SA調(diào)制器8輸出 的偽隨機數(shù)的平均值的預定分數(shù)值(F/Q)，另一個值是通過將由主計數(shù) 器14設(shè)置的分頻值N乘以在副計數(shù)器15中設(shè)置的分頻值A(chǔ)而獲得的分頻 值。作為結(jié)果得到的分頻值被分數(shù)分頻。因為設(shè)置分數(shù)分頻的Bx在每個 參考時間中作為偽隨機數(shù)給出，所以能夠獲得抑制寄生信號的特性。在日本專利公開2004-80404中公開的技術(shù)中，對于輸出信號prs中所 包含的初始隨機值，將比N個固定分數(shù)值更大的偏移值輸入比較器分頻器 40，這可以導致比待輸出的指定的分頻值更大的分頻值。為了消除這個偏 移值，在比較分頻器40中設(shè)置的計數(shù)器的計數(shù)設(shè)置值必須被調(diào)整到比偏 移值的量更小。因為響應(yīng)于SA調(diào)制器80的調(diào)制級而待調(diào)整的偏移值不 同，所以必須每次都調(diào)整構(gòu)成比較分頻器40的計數(shù)器的計數(shù)值，這變得 麻煩。同樣，移位輸出信號prs的隨機值要求附加的電路，諸如加法器90和 轉(zhuǎn)換電路等，這就引出了甚至于簡化電路配置和功率消耗的問題。本申請的實施例的分數(shù)分頻器PLL設(shè)備裝備有SA調(diào)制器，該SA調(diào)制 器通過輸出為0值、正整數(shù)值或者負整數(shù)值的偽隨機數(shù)來執(zhí)行分數(shù)分頻操 作，并且這些值的平均值是預定的分數(shù)值。在此情況中，對于三模預定標 器在設(shè)置分頻值、通過將設(shè)置分頻值減少-N而獲得的分頻值-N以及通過 將設(shè)置分頻值增大+N而獲得的分頻值+N之間切換，分數(shù)分頻控制單元選 擇在相應(yīng)于偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值的多個周期中的三模預定標器的輸出信 號，并且如果偽隨機數(shù)是負值則向三模預定標器指示分頻值-N，而如果偽 隨機數(shù)是正值則向三模預定標器指示分頻值+N。在根據(jù)本申請的當前實施例的分數(shù)分頻PLL設(shè)備的控制方法中，通過 使用從SA調(diào)制器輸出的偽隨機數(shù)(其是0值、正整數(shù)值或者負整數(shù)值)執(zhí)行分數(shù)分頻操作，并且這些值的平均值是預定的分數(shù)值。在此情況中，在 與偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值對應(yīng)的多個周期中輸出三模預定標器的輸出信號的 時間段期間，如果偽隨機數(shù)是負值，則三模預定標器的分頻值被設(shè)置為從 設(shè)置分頻值減去N分頻而獲得的分頻值，如果偽隨機數(shù)是正值，則三模預 定標器的分頻值被設(shè)置為對設(shè)置分頻值增加N分頻而獲得的分頻值。結(jié)果，三模預定標器的分頻值響應(yīng)于從i:A調(diào)制器輸出的偽隨機數(shù)的值和符號被切換到關(guān)于設(shè)置分頻值的分頻值-N或者分頻值+N。這里，因為 偽隨機數(shù)的平均值被設(shè)置為預定分數(shù)，所以其中分頻值響應(yīng)于偽隨機數(shù)而 被切換的三模預定標器中的分頻值變?yōu)閷㈩A定分數(shù)值乘以N而獲得的值。 因此，可通過使用偽隨機數(shù)本身來獲得相應(yīng)于預定分數(shù)的分頻值。因為可使用偽隨機數(shù)本身，所以能夠提供一種分數(shù)分頻PLL設(shè)備及其 控制方法，其中用于取消偏移值的操作的附加參數(shù)的調(diào)整(其電路配置可 以被簡化)不再必需，該調(diào)整操作在給予偏移值的情況中被需要。如上述文字說明的，根據(jù)本申請的實施例，當通過使用偽隨機數(shù)在SA 調(diào)制器8中實現(xiàn)分數(shù)分頻時，從SA調(diào)制器8輸出的負值偽隨機數(shù)可以如其 本身地被處理，因此使得能夠相比較于如下的情況執(zhí)行簡單的分數(shù)分頻， 即在偏移值與負值相加以將其轉(zhuǎn)換為非負值之后對分頻值執(zhí)行算術(shù)運算的 情況。更具體地，因為用于添加偏移值的加法器等的電路配置是不必要 的，并且取消了添加到偽隨機數(shù)的偏移值，所以諸如調(diào)整副計數(shù)器15的 計數(shù)值(A計數(shù))之類的麻煩的電路常數(shù)調(diào)整變得不必要。因此能夠簡化 電路配置并且消除諸如調(diào)整電路常數(shù)等之類的麻煩的動作。本公開不限于上述實施例，并且不必說，可執(zhí)行對它的各種改進和修 改而不會脫離本實施例的范圍。例如，盡管在本實施例中給出對如下情況的說明，其中在比較分頻器 4中，跟隨在副計數(shù)器15執(zhí)行計數(shù)之后由控制計數(shù)器16執(zhí)行B計數(shù)，但 是本公開并不限于此。副計數(shù)器15的計數(shù)操作和控制計數(shù)器16的計數(shù)操 作必須在第一分頻信號的操作周期中不重疊。換句話說，除在相鄰的 操作周期中執(zhí)行第一分頻信號*r的操作周期中的A計數(shù)操作和B計數(shù)操 外，還可以在互相分隔的操作周期中執(zhí)行這些計數(shù)操作。同樣，盡管給出SA調(diào)制器8具有三階電路配置的說明，但是本公開不 限于此。調(diào)制器可被類似地配置為具有兩階或者四階或者更高階的電路配 置。在此情況中，因為數(shù)值位序列響應(yīng)于上述階而被增加或者減少，所以位寬必須匹配于SA調(diào)制器8的級，以便獲得使得控制計數(shù)器能夠計數(shù)數(shù)值 位序列中的位數(shù)的位配置。同樣，盡管給出對在本實施例中設(shè)置副計數(shù)器15的情況的說明，但 是本公開不限于此。也可以不設(shè)置副計數(shù)器15。在此情況中，將被輸出的 分頻值是(MN+Bx)。同樣，盡管給出對如下情況的說明，其中除了作為參考設(shè)置分頻值的 分頻值M之外，還為三模預定標器13設(shè)置了分頻值(M士l)，但是本公 開不限于此。也可以設(shè)置分頻值(M士N) (N是等于2或以上的整 數(shù))。相關(guān)申請的交叉引用本申請基于并且要求于2007年2月20日遞交的在先日本專利申請 No.2007-038830的優(yōu)先權(quán)，該日本專利申請的整個內(nèi)容通過引用合并于 此。
權(quán)利要求
1.一種裝備有∑Δ調(diào)制器的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，該∑Δ調(diào)制器輸出0值或者正整數(shù)值或負整數(shù)值的偽隨機數(shù)，并且這些值的平均值是預定的分數(shù)值，所述設(shè)備包括三模預定標器，具有設(shè)置分頻值，和通過將所述設(shè)置分頻值減少或者增加±N而獲得的分頻值-N和分頻值+N；以及分數(shù)分頻控制單元，在與所述偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值相應(yīng)數(shù)目的周期內(nèi)輸出所述三模預定標器的輸出信號的時間段期間，如果所述偽隨機數(shù)是負值則該分數(shù)分頻器控制單元向所述三模預定標器指示所述分頻值-N，并且如果所述偽隨機數(shù)是正值則該分數(shù)分頻器控制單元向所述三模預定標器指示所述分頻值+N。
2. 如權(quán)利要求1所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備， 其中所述分數(shù)分頻控制單元還包括控制計數(shù)器，對所述三模預定標器的所述輸出信號的周期進行計數(shù)， 其中所述控制計數(shù)器對所述周期進行計數(shù)到目標計數(shù)值，該目標計數(shù)值是從指定來自所述SA調(diào)制器的輸出信號的所述偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值的數(shù)值位序列中提取的，并且其中直到所述控制計數(shù)器對所述周期進行計數(shù)到目標計數(shù)值，所述三模預定標器的分頻值被設(shè)置為與指定來自所述2A調(diào)制器的輸出信號的所述偽隨機數(shù)的符號的符號位相應(yīng)的分頻值-N或者分頻值+N。
3. 如權(quán)利要求2所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，其中所述控制計數(shù)器具有構(gòu)成所述數(shù)值位序列的位數(shù)。
4. 如權(quán)利要求2所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，還包括主計數(shù)器，對所述三模預定標器的所述輸出信號的第一預定數(shù)目個周期進行計數(shù)；以及副計數(shù)器，對所述三模預定標器的所述輸出信號的第二預定數(shù)目個周 期進行計數(shù)，該第二預定數(shù)目個周期在數(shù)目上小于所述第一預定數(shù)目個周 期，其中所述控制計數(shù)器在所述副計數(shù)器不對周期進行計數(shù)時執(zhí)行計數(shù)操作。
5. 如權(quán)利要求4所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，其中所述控制計數(shù)器 響應(yīng)于所述副計數(shù)器的計數(shù)操作的完成而起動計數(shù)操作。
6. 如權(quán)利要求4所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，其中在所述副計數(shù)器對所述第二預定數(shù)目個周期進行計數(shù)時，所述三模預定標器的所述分頻值被設(shè)置為所述分頻值+N。
7. 如權(quán)利要求6所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，其中所述三模預定標 器具有N4。
8. 如權(quán)利要求1所述的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備，其中所述偽隨機數(shù)是 MASH型隨機數(shù)。
9. 一種對使用i:A調(diào)制的分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備的控制方法，該SA調(diào)制 輸出0值或者正整數(shù)值或負整數(shù)值的偽隨機數(shù)，并且這些值的平均值是預 定的分數(shù)值，所述控制方法包括在與所述偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值相應(yīng)數(shù)目的周期中輸出三模預定標器的 輸出信號的時間段期間，在所述偽隨機數(shù)為負值的情況中，將所述三模預 定標器的分頻值設(shè)置為通過從設(shè)置分頻值減去N分頻而獲得的分頻值，并 且在與所述偽隨機數(shù)的絕對數(shù)值相應(yīng)數(shù)目的周期中輸出所述三模預定標 器的輸出信號的時間段期間，在所述偽隨機數(shù)為正值的情況中，將所述三 模預定標器的分頻值設(shè)置為通過向所述設(shè)置分頻值添加N分頻而獲得的分 頻值。
10. 如權(quán)利要求9所述的對分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備的控制方法，還包括對所述三模預定標器的所述輸出信號的第一預定數(shù)目個周期進行計 數(shù)，以及對所述三模預定標器的所述輸出信號的第二預定數(shù)目個周期進行計 數(shù)，該第二預定數(shù)目個周期在數(shù)目上小于所述第一預定數(shù)目個周期，其中對所述第二預定數(shù)目個周期的計數(shù)是在與根據(jù)所述隨機數(shù)的符號對所述三模預定標器的所述分頻值的設(shè)置不同的定時處執(zhí)行的。
11. 如權(quán)利要求10所述的對分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備的控制方法，其中 響應(yīng)于對所述第二預定數(shù)目個周期的計數(shù)的完成，起動對與所述隨機數(shù)的 符號相應(yīng)的所述三模預定標器的所述分頻值的設(shè)置。
12. 如權(quán)利要求10所述的對分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備的控制方法，其中 在對所述第二預定數(shù)目個周期進行計數(shù)時，所述三模預定標器的所述分頻值被設(shè)置為通過將N分頻添加到所述設(shè)置分頻值而獲得的分頻值。
13. 如權(quán)利要求12所述的對分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備的控制方法，其中 所述三模預定標器具有N=l 。
14. 如權(quán)利要求9所述的對分數(shù)分頻器鎖相環(huán)設(shè)備的控制方法，其中 所述偽隨機數(shù)是MASH型隨機數(shù)。
全文摘要
在隨后的B個周期中，第二分頻信號(fA)被維持在低電平，并且第三分頻信號(fB)被維持在高電平。根據(jù)從∑Δ調(diào)制器(8)輸出的偽隨機值的符號，如果所述偽隨機值為負值則三模預定標器(13)具有分頻值(M-1)，并且如果所述偽隨機值為正值則三模預定標器(13)具有分頻值(M+1)。然后，分頻值變成M。在比較分頻器(4)中獲得包括偽隨機值(Bx)的分頻值(MN+A+Bx)。通過使用包括負值的偽隨機數(shù)自身的∑Δ調(diào)制，可實現(xiàn)分數(shù)分頻操作。
文檔編號H03L7/16GK101252356SQ20081000672
公開日2008年8月27日 申請日期2008年1月28日 優(yōu)先權(quán)日2007年2月20日
發(fā)明者長谷川守仁 申請人:富士通株式會社