專利名稱：鎖相回路、壓控振蕩器、以及相位頻率檢測器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明是有關于一種電子電路，特別是有關于鎖相回路(Phase Locked Loop，PLL)、壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator, VCO)、以及相位頻率 檢測器(Phase-Frequency Detector, PFD)的電子電路。
背景技術：
當器件尺寸越來越小，互補型金屬氧化物半導體(Complementary Metal Oxide Semiconductor, CMOS)器件可以達成更高的操作速度。因為縮小化的 器件具有低功率消耗以及高電路整合的特性，并且伴隨著寬頻技術的改進， 使得CMOS技術在實現(xiàn)超快速鎖相回路電路上成為很有吸引力的選擇。
圖1是已知鎖相回路電路的方塊圖，包括相位頻率檢測器10、電荷泵 (charge pump)電路12、壓控振蕩器14、以及除頻器16。相位頻率檢測器10 耦接電荷泵電路12、再依序耦接壓控振蕩器14、除頻器16、最后耦接回相位 頻率檢測器IO，形成一回路。
相位頻率檢測器10比較CKin和回授信號，用以判定這兩個信號之間的 相位和頻率誤差，用以對電荷泵電路12進行充電或放電。電荷泵電路12所 累積電荷則產(chǎn)生控制電壓，送到壓控振蕩器M，用以產(chǎn)生時脈信號CKout。 除頻器16接收時脈信號CK。ut來進行除頻動作，用以產(chǎn)生送到相位頻率檢測 器10的回授信號，用以進行相位及頻率檢測。
PLL系統(tǒng)設計需要考慮許多因素，例如，PLL電路的寄生電容可能會導 致壓控振蕩器或除頻器內的信號出現(xiàn)頻率偏移，而讓PLL無法鎖住。參考信 號的突波也會在傳統(tǒng)電荷泵PLL電路上造成問題，其中在相位檢測器中進行 脈波寬度的比較處理，導致在鄰近傳輸溝道上出現(xiàn)干擾的問題。在傳統(tǒng)電荷泵PLL電路中，參考時脈穿透(clockfeedthrough)效應會造成問題，過去己有 許多方法用來降低參考信號的突波，例如，利用電荷轉換技術將短暫的信號 突波(surge)打散在既定時間區(qū)間上、使用電流模式邏輯(current-mode logic, CML)的模擬相位檢測器來減低信號擺動、利用互補型的電荷泵設計來平衡器 件不匹配的問題、以及利用分散式相位檢測器來避免控制電壓的突發(fā)性變化。 但是這些方法都無法完全消除突波，所以并沒有辦法完全地消除控制信號的 漣波現(xiàn)象。
因此，需要一種鎖相回路、壓控振蕩器、以及相位頻率檢測器，可以提 供高速以及低噪聲的時脈信號。

發(fā)明內容
有鑒于此，本發(fā)明提供一種鎖相回路，包括一相位頻率檢測器、 一回路 濾波器、 一壓控振蕩器、以及一三階段除頻器。相位頻率檢測器接收一參考 信號以及一回授信號，用以判定相位以及頻率誤差?；芈窞V波器耦接所述相 位頻率檢測器，對于所述相位以及頻率誤差進行濾波，產(chǎn)生控制電壓。壓控 振蕩器耦接所述回路濾波器，根據(jù)所述控制電壓產(chǎn)生一壓控振蕩(VCO)輸出 信號。三階段除頻器耦接所述壓控振蕩器，對于所述壓控振蕩輸出信號進行 三次除頻，用以產(chǎn)生所述回授信號。
本發(fā)明另提供一種壓控振蕩器，包括一傳輸線對以及一交連耦合晶體管 對。傳輸線對具有一長度，其一端短路并且另一端開路，在所述開路端對一 壓控振蕩輸出信號提供一初始壓控振蕩波長。交連耦合晶體管對耦接到所述 傳輸線對中距離短路端三分之一長度的位置。所述傳輸線對的長度是所述初 始壓控振蕩波長的四分之三。
本發(fā)明另提供一種相位頻率檢測器，包括一相位檢測器以及一頻率檢測 器。相位檢測器接收一參考信號以及一回授信號的正交信號對，包括一第一 相位檢測(PD)乘法器、 一第二相位檢測乘法器、 一相位檢測加法器。頻率檢
測器接收所述參考信號以及所述回授信號的正交信號對，以及所述相位誤差，
包括一第一頻率檢測(FD)乘法器、 一第二頻率檢測乘法器、 一頻率檢測加法 器、以及一觸發(fā)器。第一相位檢測乘法器將所述參考信號的同相(in-phase)信 號和所述回授信號的正交(quadmture)信號相乘，產(chǎn)生一第一乘法輸出值。第 二相位檢測乘法器將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的同相信號相 乘，產(chǎn)生一第二乘法輸出值。相位檢測加法器耦接所述第一相位檢測乘法器 以及所述第二相位檢測乘法器，將所述第一乘法輸出值和所述第二乘法輸出 值的負值相加，產(chǎn)生所述相位誤差。第一頻率檢測乘法器將所述參考信號的 同相信號和所述回授信號的同相信號相乘，產(chǎn)生一第三乘法輸出值。第二頻 率檢測乘法器將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的正交信號相乘， 產(chǎn)生一第四乘法輸出值。所述頻率檢測加法器耦接所述第一頻率檢測乘法器 以及所述第二頻率檢測乘法器，將所述第三乘法輸出值和所述第四乘法輸出 值相加，產(chǎn)生一單邊帶(SSB)輸出值。觸發(fā)器耦接所述相位檢測加法器以及所 述頻率檢測加法器，利用單邊帶輸出值鎖存(latch)所述相位誤差，用以產(chǎn)生 所述頻率誤差。


圖1是已知鎖相回路電路的方塊圖。 圖2顯示本發(fā)明實施例的鎖相回路電路的方塊圖。 圖3a顯示除頻頻率和每個除頻階段所需鎖定范圍之間的關系圖。 圖3b顯示對應于不同類型的除頻器的操作范圍和VCO輸出頻率f。之間 的關系圖。
圖4a顯示在圖2中本發(fā)明實施例的壓控振蕩器的電路圖。 圖4b顯示在圖4a的壓控振蕩器中，控制電壓Vetrl和VCO輸出信號CK。ut 的輸出頻率之間的關系圖。
圖5a顯示本發(fā)明實施例的另一壓控振蕩器的電路圖。
圖5b顯示在圖5a的壓控振蕩器中，控制電壓Vetrl和VCO輸出信號CK。ut 的輸出頻率之間的關系圖。
圖6顯示圖5a中傳輸線的接地屏蔽(groundshield)的布局圖。
圖7a顯示本發(fā)明實施例的另一壓控振蕩器的電路圖。
圖7b顯示在圖7a的壓控振蕩器中，供應電壓VDD以及漏極電流Iss和Ic 之間的關系圖。
圖7c顯示供應電壓VDD以及圖7a中壓控振蕩器的振蕩頻率之間的關系圖。
圖8顯示本發(fā)明實施例的另一壓控振蕩器的電路圖。 圖9顯示本發(fā)明實施例的一相位頻率檢測器的電路圖。 圖10a顯示圖9中相位檢測器的方塊圖。
圖10b顯示在圖10a的相位檢測器中，相位檢測信號vPD和相位誤差e之 間的關系。
圖10c顯示圖10a之相位檢測器的電路圖。 圖11顯示圖9中頻率檢測器的方塊圖。 圖12a顯示圖9中磁滯緩沖器的電路圖。
圖12b顯示在圖10a之相位檢測器中，輸入電壓和輸出電壓之間的關系
附圖標號
10 相位頻率檢測器; 14 壓控振蕩器； 20~除2除法器； 24 回路濾波器； 28 三階段除頻器； 282 米勒除頻器； 220 相位檢測器；
12 電荷泵電路；
16~除頻器；
22 相位頻率檢測器；
26 壓控振蕩器；
280 注入鎖定除頻器;
284 靜態(tài)除頻器； 222 頻率檢測器；
224~PD電壓至電流轉換器； 226-FD電壓至電流轉換器； 70a 偏壓電路； 70 偏壓電路； 80 壓控振蕩器； 82 除頻器； 92 磁滯緩沖器；
220a、 220b、 220c、 220d、 1000、 1002、 1100、 1102、 1104、 U06 混頻
BE 益5
2208、 2210、 1004、 1108、 U10 加法器； 90 低通濾波器； 94~觸發(fā)器。
具體實施例方式
為讓本發(fā)明之所述和其他目的、特征、和優(yōu)點能更明顯易懂，下文特舉
出較佳實施例，并配合所附圖式，作詳細說明如下
圖2顯示本發(fā)明實施例之鎖相回路(Phase Locked Loop, PLL)的方塊圖， 包括除2除法器20、相位頻率檢測器22、回路濾波器24、壓控振蕩器26、 以及三階段除頻器28。除2除法器20耦接相位頻率檢測器22。相位頻率檢 測器22、回路濾波器24、壓控振蕩器26、以及三階段除頻器28耦接成一個 回路。
鎖相回路2是用來產(chǎn)生低信號抖動(jitter)以及寬操作范圍的時脈信號。
除2除法器20提供正交的參考輸入信號CKref，i, CKref,q。相位頻率檢測器 22接收參考信號CKref,i， CKref,q以及回授信號CKdivJ ， CKdiv，q ，用以判定
相位以及頻率誤差?；芈窞V波器24接著對相位以及頻率誤差進行濾波，用以 產(chǎn)生控制電壓Vetd。壓控振蕩器26根據(jù)控制電壓Vetd產(chǎn)生VCO輸出信號 CK。ut。三階段除頻器28將VCO輸出信號CK。ut的頻率進行三次除頻，用以
產(chǎn)生回授信號CKdiv，i， CKdiv,q。
相位頻率檢測器22包括相位檢測器(phase detector, PD) 220、頻率檢測器
(frequency detector, FD) 222、 PD電壓至電流轉換器224、以及FD電壓至電流 轉換器226。相位頻率檢測器22可以由已知的電荷泵電路實現(xiàn)，或利用可以 抑制參考信號穿透現(xiàn)象(reference feedthrough)的單邊帶混頻器(single sideband, SSB)以及低通濾波器。頻率檢測器222和FD電壓至電流轉換器226估算參考
信號CIQef，i， CKref，q和回授信號CKdiv,i， CKdiv,q之間的頻率誤差，并且將
頻率誤差信號轉換為電流。必須注意的是當頻率鎖定時，頻率檢測器222和 FD電壓至電流轉換器226都會關閉，用以減低對VCO的干擾。相位檢測器 220和PD電壓至電流轉換器224估算參考信號CK^f，i， CKref,q和回授信號
CKdiv,i， CKdiv，q之間的相位誤差，并且將相位誤差信號轉換為電流，相位檢
測器220和PD電壓至電流轉換器224在PLL運作時都會持續(xù)動作。頻率檢 測器222和FD電壓至電流轉換器226對控制電壓VeUl進行主要的粗調節(jié)， 而相位檢測器220和PD電壓至電流轉換器224提供對控制電壓Vetrl的細調
回路濾波器24包括電阻R240和R242，以及電容C240、 C242和C244。 回路濾波器24由集成電路實現(xiàn)，用以減低經(jīng)由金線(bondingwire)而產(chǎn)生的噪 聲耦合(noise coupling)。90納米工藝的9層互連金屬層(interconnect metal)可以 用于提供高密度的邊緣電容(fringe capacitor)，藉此將回路濾波器24的電路尺 寸降低到100x300 |iim2。
三階段除頻器28包括注入鎖定除頻器(injection locked divider)280、米勒 除頻器(Miller divider)282、以及靜態(tài)除頻器(static divider)284。注入鎖定除頻 器280耦接米勒除頻器282，然后耦接到靜態(tài)除頻器284。三階段除頻器28 對VCO輸出信號CK。ut進行三次除頻以導出回授信號CKdiv，i， CKdiv，q。為 了在輸入頻率以及操作范圍之間取一個平衡點，三階段除頻器28中使用了多 種除頻器類型。大致說來，注入鎖定除頻器由于電路構造簡單，所以可以提 供最高的操作頻率，但是鎖定范圍最窄。另一方面，靜態(tài)除頻器提供相對較 寬的操作范圍，但僅止于低頻率范圍內。米勒除頻器也可稱為再生式除頻器
(regenerative divider),特性上是在注入鎖定除頻器以及靜態(tài)除頻器之間，產(chǎn)生 的輸出信號是在相對中間的頻率并且具有中等程度的鎖定范圍。因此將這3 種除頻器以操作頻率的下降順序串聯(lián)(cascade)，即，注入鎖定除頻器、米勒除 頻器、以及靜態(tài)除頻器，用以對回授信號提供低的操作頻率以及寬的鎖定范 圍。
參考圖3a，圖3a顯示除頻頻率和每個除頻階段所需鎖定范圍之間的關系。 每個除頻器具有和VCO調頻范圍同寬的操作范圍，每個除頻階段以VCO輸 出頻率f。為中心的鎖定范圍進行。標準化(normalized)的鎖定范圍隨著除頻數(shù) 而增加，因此除8的除頻階段所需鎖定范圍至少是8倍的VCO輸出信號CK^t 鎖定范圍。另外，考慮到工藝/電壓/溫度(process， voltage, and temperature, PVT) 的變化以及繞線(muting)寄生阻抗，電路會以兩倍的鎖定范圍來設計，其中 PVT變化以及繞線寄生阻抗都會使VCO輸出信號CK。ut產(chǎn)生頻率偏移。例如， 20)Lini金屬層4的繞線路徑相當于l~2fF的寄生電容，會使得第一除頻接段的 中央頻率從目標鎖定范圍偏移300-500 MHz。
圖3b顯示對應于不同種類除頻器之操作范圍和輸入頻率f。之間的關系。 注入鎖定除頻器、米勒除頻器、以及靜態(tài)除頻器可以提供的操作范圍是輸入 頻率f。的5。/。， 25%,和150%。換言之，米勒除頻器以及靜態(tài)除頻器比注入 鎖定除頻器提供更有彈性的操作范圍，因此三階段除頻器28將米勒除頻器以 及靜態(tài)除頻器使用在最后兩個除頻階段。注入鎖定除頻器280、米勒除頻器 282、和靜態(tài)除頻器284是以電流模式邏輯(current mode logic， CML)來實現(xiàn)， 藉此降低功率消耗。三階段除頻器28也可以另外在米勒除頻器282和靜態(tài)除 頻器284之間插入AB類(class AB)的靜態(tài)CML除頻器(圖1未圖示)，藉由移 除拖尾電流(tail current)以及使用門邏輯(gate)控制電路切換，加速除頻動作。
圖4a顯示本發(fā)明實施例之壓控振蕩器的電路圖，可適用于圖2中，包括 電流源I4Q、傳輸線對(transmission line pair)L4。、交連耦合的晶體管對 (cross-coupled transistor pair)m4q 、晶體管M42禾Q M44 。電流源I4q耦接傳輸線 對L4。、交連耦合的晶體管對M40、其后耦接到晶體管M42和M44。
不論此"振蕩管"(oscillating tube)是否為傳輸線，傳輸線對L40都可以 模擬為短路1/4波長(V4)的共振器(resonator)。壓控振蕩器在一頻率振蕩，使 得此頻率的波長是傳輸線等效長度L之4倍，使得耦接到端點A和A'的交連 耦合晶體管對M4o具有最大擺動幅度(swing)。晶體管M42作為可變電容，根 據(jù)Vetd改變其電容值以及VCO輸出信號CKout的VCO輸出頻率f。。晶體管 M44做為一緩沖器，提供VCO輸出信號CK。ut到外部電路以及回授路徑。在 圖4a中的交連耦合晶體管對M40、晶體管M42和晶體管M44的器件尺寸(寬 長比)分別是8/0.1, 2/0.1以及6/0.1。當VCO輸出頻率f。增加時，晶體管M42、 晶體管M44、以及除頻器(未圖示)的負載(loading)相對于交連耦合晶體管對 的負載來得大，因此會限制住VCO輸出頻率f。的最大頻率。圖4b顯示采用 圖4a的壓控振蕩器時，控制電壓Vctrl和VCO輸出信號CKout的輸出頻率之 間的關系。使用其所提供之晶體管器件尺寸，壓控振蕩器電路的最大輸出頻 率只有大約46GHz。這里使用的是最小晶體管器件尺寸，電路更加縮小化會 導致擺動幅度明顯地惡化。
圖5a顯示本發(fā)明實施例之另一壓控振蕩器的電路圖，包括電流源14()、傳
輸線對L5C、交連耦合的晶體管對M4C、晶體管M42和M44。電流源I4Q耦接 傳輸線對L50、交連耦合的晶體管對M4Q、然后耦接到晶體管M42和M44。
為了解決圖4a中的負載問題以及增加壓控振蕩器的VCO輸出頻率，所 以此處采用具有等效長度為VCO輸出信號之3/4波長的傳輸線，將負載分散 并且增加VCO輸出頻率。傳輸線對L5Q具有等效長度3L，每條傳輸線之一端 短路(short-circuited)并且另一端開路(open-circuited)，提供具有初始VCO波 長的VCO輸出信號CK。ut，使得傳輸線對的等效長度3L是初始VCO波長的 3/4。交連耦合的晶體管對M4Q耦接到距離短路端為長度3L之1/3的位置。晶 體管M42耦接到傳輸線對L5Q的開路端，根據(jù)控制電壓Vctrl，將VCO輸出信 號CK。ut的初始VCO波長調整為輸出VCO波長。
交連耦合的晶體管對M40提供負的電阻值以補償傳輸線對L5。的能量損 失。交連耦合的晶體管對M4o驅動傳輸線對L5c，以便在端點A和A'提供峰 值擺動幅度。端點A和A'上的差動信號會沿著傳輸線對L5o傳遞，并且在開 路端反射，形成在端點B和B'的峰值擺動幅度。在端點A和B(以及端點A'
和B')的波形具有180。的相位差。晶體管M"、緩沖器M44、以及除頻器(未
圖示)的負載由端點A和A'被移除，使得其VCO輸出頻率在和圖4a相同的 器件尺的情況下，可以驅動到約75GHz，因此增加VCO輸出頻率而沒有額外 功率損耗。圖5b顯示采用圖5a的壓控振蕩器時，控制電壓Vew和VCO輸 出信號CK。ut的輸出頻率之間的關系。當控制電壓Vetd從0增加到1.5V時， VCO輸出頻率從74GHz增加到74.5GHz。
雖然晶體管M42耦接端點B和B'，交連耦合的晶體管對M4Q還是可以經(jīng) 由傳輸線的2L長度察覺到在遠端的負載變化。因為共振頻率(VCO初始頻率〉 是由第一段三分之一傳輸線的電感以及端點A和A，的等效電容所決定，壓控 振蕩器的調頻具有幾乎線性增加的特性，類似于已知的電感電容式(LC tank) 壓控振蕩器。此外也制作了以上揭露具有相同電路結構的獨立壓控振蕩器進 行驗證。由此獨立的壓控振蕩器所得之測量結果顯示當控制電壓Vew為1.2V 時VCO輸出頻率會穩(wěn)定增加800MHz。
為了得到高Q因數(shù)以及緊實的電路布局，傳輸線由3個完全相同之電感 串聯(lián)所實現(xiàn)。圖6顯示圖5a中傳輸線之接地屏蔽(ground shidd)的布局圖。兩 層的接地屏蔽包括多晶硅層Poly和金屬層MP多晶硅層Poly和金屬層 交互放置于螺旋體Spiral(即傳輸線)之下。因為螺旋體Spiral和襯底(substrate) 之間的空格被填滿，所以電場被限制于螺旋體Spiral和屏蔽之間，減少到襯底 的電容性耦合以及增加電感的Q因數(shù)。模擬顯示壓控振蕩器之電感的Q因數(shù) 在75GHz時是16。
圖7a顯示本發(fā)明實施例之另一壓控振蕩器的電路圖，包括偏壓電路70a、 晶體管M7()和M72、傳輸線對L5Q以及交連耦合的晶體管對M4。。偏壓電路
70a耦接晶體管M7c、晶體管M72、傳輸線對Ls。、接著耦接交連耦合的晶體
管對M40。
為了抑制來自電力線的耦合，壓控振蕩器是由偏壓電路70a進行偏壓。 偏壓電路70a包括晶體管M7Q()、 M7()2、 M7。4和M7。6，以及電阻RS。晶體管 M，和M7。2以及晶體管M7Q4和M7Q6是電流鏡電路，從晶體管M7Q。到M706 以及晶體管M7()通過的漏極電流只由其器件尺寸所決定，和供應電壓VDD不 相關。實施例中加入晶體管M72是用來吸收晶體管M7Q受到溝道長度調變效 應(channel-length modulation)影響而產(chǎn)生的額外電流變動，藉此降低來自供應 電源的噪聲。藉由適當?shù)钠骷叽纾梢缘玫揭韵玛P系式
況"
術D
況C
肌D
(1)
其中VDD是供應電壓，Iss是晶體管M7Q的漏極電流，以及Ic是晶體管 M72的漏極電流。圖7b顯示供應電壓VDD以及漏極電流Iss和Ie之間的關系。 由圖7b可以觀察出當供應電壓VDD改變時，漏極電流Iss和Ie具有相同的斜
率，因此Iss內的溝道長度調變效應電流可以由Ic補償，其余流過傳輸線的電
流會維持固定，VCO共振頻率便會對供應電源的擾動比較不敏感，如同圖7c 所示。圖7c顯示供應電壓VDD以及圖7a中壓控振蕩器的振蕩頻率之間的關 系。補償晶體管M72的功率消耗可以控制在20-30%以下。
圖8顯示本發(fā)明實施例之另一壓控振蕩器的電路圖，包括偏壓電路70、 壓控振蕩器80、除頻器82、電感Lso、電阻Rso、緩沖器晶體管M8Q和M82、 以及補償電感LR。
偏壓電路70和壓控振蕩器80的電路已在圖5a和圖7a中說明，因此此處 不再重復。交連耦合的晶體管對M8M建立一自然偏壓，讓壓控振蕩器80能 夠與外部電路或回授路徑進行直流耦合。除頻器82是第一除頻階段，由注入 鎖定除頻器來實現(xiàn)。兩個完全相同的除頻器82用于維持電路對稱性，其中之 一產(chǎn)生到第二除頻階段的37.5GHz VCO輸出信號CK。ut，另一個提供一半速
率的時脈輸出作為測試功能使用。實施例中晶體管M8Q需要謹慎的布局，以
便提供端點B和B'之間負載的平衡。電路中加入補償電感LR來抵銷寄生電 容，因此可以經(jīng)由轉換放大器(transducer amplifier)的晶體管M82允許較強的 信號注入。
圖9顯示本發(fā)明實施例之一相位頻率檢測器的方塊圖，包括相位頻率檢 測電路22、回路濾波器90、磁滯緩沖器(Hysteresisbuffer)92、和觸發(fā)器94。 相位頻率檢測電路22耦接回路濾波器90、磁滯緩沖器92、最后耦接觸發(fā)器 94。
相位頻率檢測器使用單邊帶(single sideband, SSB)混頻器以實現(xiàn)參考信
號CK^f，i， CKref,q和回授信號CKdiv,i， CKdiv，q之間的相位及頻率檢測，以
及提供相位誤差信號VpD(-Vi)和頻率誤差信號VFD(=V2)，控制控制電壓Vctrl 用以調整壓控振蕩器的輸出頻率，藉此減少相位以及頻率誤差。在此實施例 中，相位及頻率檢測功能是整合在單一電路中，用以減低電路復雜度、電路 尺寸以及制造成本。單邊帶的方式可以減低參考信號突波的信號干擾，如圖1 所示之相位頻率檢測器中電荷泵電路的情況。
圖10a顯示圖9中一相位檢測器的方塊圖，包括混頻器1000和1002以 及加法器1004。混頻器1000和混頻器1002耦接到加法器1004,產(chǎn)生相位誤
差信號Vpd。
相位檢測器220是一種單邊帶混頻器，其中混頻器1000將參考信號的同 相(in-phase)信號CKref,i和回授信號的正交(quadrature)信號CKdiv，q相乘，.產(chǎn) 生第一乘法輸出值；混頻器1002將參考信號的正交信號CKref,q和回授信號 的同相信號CKdiv,i相乘，產(chǎn)生第二乘法輸出值。加法器1004將第一乘法輸
出值和第二乘法輸出值之負值相加，產(chǎn)生相位誤差信號VpD。
為了避免產(chǎn)生參考突波的開/關脈波，相位檢測是利用參考信號和回授信 號的正交(orthogonal)成分進行混頻的方式進行。單邊帶混頻器用于抽出參考 信號和回授信號間的相位誤差，產(chǎn)生相位誤差信號VPD，其與參考信號和回
授信號間實際相位誤差e間有正弦函數(shù)關系。圖10b顯示在圖10a的相位檢測
器中，相位誤差信號VpD和相位誤差e之間的關系。參考圖iob，由于在原點 附近，此波形特性近似于線性關系，因此可以根據(jù)相位誤差信號vPD運算出
相位誤差e。利用圖10a的相位檢測器以及圖10b的關系，在相位檢測時不需
要產(chǎn)生脈波，使得相位測量較平穩(wěn)，同時大幅減低參考突波。
接著，PD電壓至電流轉換器224取得相位誤差e，依比例轉換電流，輸 出正或負轉換后之相位誤差電流到回路濾波器24，回路濾波器24則對應地產(chǎn) 生控制電壓Vetrl。由于相位檢測器220產(chǎn)生參考信號和回授信號間的補償值 來補償偏移量，使得PD電壓至電流轉換器224內沒有電流不平衡的問題。
在電路不匹配(mismatch)的情況下，在參考信號CKref，i， CKref,p的兩倍 參考頻率上會觀察到特定的諧波信號，因此實施例中插入低通濾波器用以抑
制諧波信號。圖10c顯示本發(fā)明實施例之一相位檢測器的的電路圖，可以抑 制諧波信號，其包括混頻器1000、混頻器1002、電阻R、和電容C。圖10c 的相位檢測器在單邊帶混頻器加上電阻電容網(wǎng)絡，例如，R=600Q， C=32pF， 產(chǎn)生8,3MHz的角頻率(corner frequency)，并且將諧波信號降低至少40dB。 低通濾波器對整個回路頻寬只有些微影響，并且在大約2-3MHz運作。圖10c 的相位檢測器產(chǎn)生15jiV的最小漣波。
圖11顯示圖9之一頻率檢測器的方塊圖，包括混頻器1100、混頻器1102、 混頻器1104、混頻器1106、加法器1108、和加法器1110?；祛l器1100和混 頻器1102耦接到加法器1108。混頻器1104和混頻器1106耦接到加法器1110。
混頻器1100將參考信號的同相信號和回授信號的正交信號相乘，產(chǎn)生第 一乘法輸出值?；祛l器1102將參考信號的正交信號和回授信號的同相信號相 乘，產(chǎn)生第二乘法輸出值。加法器1108將所述第一乘法輸出值和所述第二乘 法輸出值之負值相加，產(chǎn)生第一SSB輸出值VpD。混頻器1104將參考信號的 同相信號和回授信號的同相信號相乘，產(chǎn)生第三乘法輸出值?；祛l器1106將 參考信號的正交信號和回授信號的正交信號相乘，產(chǎn)生第四乘法輸出值。加法器1110將第三乘法輸出值和第四乘法輸出值相加，產(chǎn)生第二 SSB輸出值 V2。一觸發(fā)器可用以耦接加法器1108和加法器1110，將第一SSB輸出值VPD 用第二 SSB輸出值V2鎖存(latch)，用以產(chǎn)生頻率誤差VFD 。
頻率檢測器222由兩個單邊帶混頻器所組成。第一 SSB輸出值VPD也可 以用于相位檢測器220的相位檢測信號。第一 SSB輸出值VPD和第二 SSB輸 出值V2在具有A①in的情況下互為正交(orthogonal):
VPD-kA^sir^AcOint+e) (2)
V2 = 一 A2cos(Acoint+e) (3)
其中A(Din是參考信號CKref,i， CKief,q和回授信號CKdiv，i， CKdiv，q之間 的頻率差值，k是單邊帶混頻器的混頻器增益，A,是參考信號CKref,i， CKref>q 的振幅，A2是回授信號CKdiv,i， CKdiv，q的振幅，0是相位誤差。第一SSB
輸出值VPD是否領先或落后第二 SSB輸出值V2，是由A(Din的正負號所決定。
觸發(fā)器利用第二 SSB輸出值V2鎖存第一 SSB輸出值VPD，用以取樣第一 SSB 輸出值VPD，以獲得A(Oin的正負號。根據(jù)觸發(fā)器的輸出，F(xiàn)D電壓至電流轉換 器226正或負的頻率檢測電流注入到回路濾波器24。頻率檢測電流會比PD 電壓至電流轉換器224之峰值電流大3倍，以便提供平穩(wěn)的頻率取樣。為了 減低控制電壓Vew的擾動，藉由將信號ENFD施加到FD電壓至電流轉換器 226上，使得頻率檢測器222和FD電壓至電流轉換器226具有自動關閉的功 能。在頻率鎖住后，停止頻率檢測器222和FD電壓至電流轉換器226的功能， 可以減低功率損耗以及增加信號穩(wěn)定度。
當參考信號CK^,i， CK^，q和回授信號CKdiv,i， CKdiv，q的頻率很接近 時，正弦波形的第一 SSB輸出值VPD和第二 SSB輸出值V2會變化的很慢。 這是因為當回路接近鎖住時，參考信號CKKf,i， CK^f，q和回授信號CKdiv,i， CK^v，q的轉換動作都會變得非常緩慢。此時由不需要的電路耦合以及加入性 噪聲所產(chǎn)生的暫時波動，則可能讓波形的轉換變得不明確，使得觸發(fā)器的輸 出產(chǎn)生多個錯誤的零交越值(zero crossing)。為了解決這個問題，實施例中使
用磁滯緩沖器(Hysteresisbuffer)來使得波形更明確。圖12a顯示圖9中一磁滯 緩沖器的電路圖，包括交連耦合的晶體管對Muoo、 M12Q2、電阻R、以及電 流源ISS1和ISS2。晶體管對M12Q2對于低至高轉換階段LH和高至低轉換階段 HL提供不同的切換臨界值，并且正回授也可以協(xié)助形成方波。在實施例中， 器件的寬長比是(W/L)M！200 = (W/L)M1202 =8/0.25，并且圖12b中提供了 46mV 的臨界值差值。圖12b則顯示圖10a中的相位檢測器之輸入電壓以及輸出電 壓之間的關系。
圖11中之頻率檢測器222可以進一步包括第一及第二磁滯緩沖器。第一
磁滯緩沖器耦接PD加法器1108以及所述觸發(fā)器，當相位誤差e超過第一低至
高臨界值時，輸出高準位電壓至觸發(fā)器的數(shù)據(jù)端口 (dataport),以及當相位誤
差e小于或等于第一高至低臨界值時，輸出低準位電壓至所述觸發(fā)器的所述數(shù)
據(jù)端口。第一低至高臨界值超過第一高至低臨界值。第二磁滯緩沖器耦接FD 加法器1110以及觸發(fā)器，當頻率誤差超過第二低至高臨界值時，輸出高準位 電壓至所述觸發(fā)器的時脈端口 (clock port),以及當頻率誤差小于或等于第二 高至低臨界值時，輸出低準位電壓至所述觸發(fā)器的所述時脈端口。第二低至 髙臨界值超過第二高至低臨界值。
本發(fā)明雖以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明的范圍，任 何熟習此項技藝者，在不脫離本發(fā)明之精神和范圍內，當可做些許的更動與 潤飾，因此本發(fā)明之保護范圍當視后附之申請專利范圍所界定者為準。
權利要求
1.一種鎖相回路，其特征在于，所述鎖相回路包括一相位頻率檢測器，接收一參考信號以及一回授信號，用以判定相位以及頻率誤差；一回路濾波器，耦接所述相位頻率檢測器，對于所述相位以及頻率誤差進行濾波，用以產(chǎn)生一控制電壓；一壓控振蕩器，耦接所述回路濾波器，根據(jù)所述控制電壓產(chǎn)生一壓控振蕩輸出信號；以及一三階段除頻器，耦接所述壓控振蕩器，將所述壓控振蕩輸出信號進行三次除頻，以產(chǎn)生所述回授信號。
2. 如權利要求1所述的鎖相回路，其特征在于，所述三階段除頻器包括依 序耦接的一注入鎖定除頻器、 一米勒除頻器和一靜態(tài)除頻器。
3. 如權利要求1所述的鎖相回路，其特征在于，所述控振蕩器包括 一傳輸線對，具有一長度，所述傳輸線對其一端短路并且另一端開路，對所述壓控振蕩輸出信號提供一初始壓控振蕩波長；一交連耦合晶體管對，耦接到所述傳輸線對中距短路端三分之一長度的 位置；以及一可變電容，耦接所述傳輸線對的開路端，根據(jù)一控制電壓調整所述初 始壓控振蕩波長來獲得一最終壓控振蕩波長，其中所述傳輸線對的長度是所 述初始壓控振蕩波長的四分之三。
4. 如權利要求3所述的鎖相回路，其特征在于，所述壓控振蕩器進一步包括一偏壓電路，提供一偏壓，所述偏壓與所述壓控振蕩器的一供應電壓不 相關；一主動負載，耦接所述偏壓電路以及所述傳輸線對，接收所述偏壓用以提供一供應電流至所述傳輸線對，所述供應電流與所述供應電壓不相關；以 及一晶體管，耦接所述主動負載以及所述傳輸線對，對所述供應電流因為 溝道長度調變效應而產(chǎn)生的變化進行補償，用以產(chǎn)生一補償電流。
5. 如權利要求3所述的鎖相回路，其特征在于，所述可變電容是金屬氧化 物半導體晶體管，具有一柵極、 一漏極以及一源極，所述柵極耦接所述傳輸 線對的開路端，所述漏極與所述源極互連并且接收所述控制電壓。
6. 如權利要求1所述的鎖相回路，其中所述參考電壓以及所述回授信號具 有正交信號對，以及所述相位及頻率檢測器包括一相位檢測器，接收所述參 考信號以及所述回授信號的正交信號對，所述相位檢測器包括-一第一相位檢測乘法器，將所述參考信號的同相信號和所述回授信號的 正交信號相乘，產(chǎn)生一第一乘法輸出值；一第二相位檢測乘法器，將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的 同相信號相乘，產(chǎn)生一第二乘法輸出值；以及一相位檢測加法器，耦接所述第一相位檢測乘法器以及所述第二相位檢 測乘法器，將所述第一乘法輸出值和所述第二乘法輸出值的負值相加，產(chǎn)生 所述相位誤差。
7. 如權利要求1所述的鎖相回路，其特征在于，所述參考信號以及所述回 授信號具有正交信號對，以及所述相位頻率檢測器包括一頻率檢測器，所述頻率檢測器接收所述參考信號以及所述回授信號的正交信號對，所述頻率檢 測器包括一第一頻率檢測乘法器，將所述參考信號的同相信號和所述回授信號的 正交信號相乘，產(chǎn)生一第一乘法輸出值；一第二頻率檢測乘法器，將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的 同相信號相乘，產(chǎn)生一第二乘法輸出值；一第一頻率檢測加法器，耦接所述第一頻率檢測乘法器以及所述第二頻率檢測乘法器，將所述第一乘法輸出值和所述第二乘法輸出值的負值相加，產(chǎn)生一第一單邊帶輸出值；一第三頻率檢測乘法器，將所述參考信號的同相信號和所述回授信號的 同相信號相乘，產(chǎn)生一第三乘法輸出值；一第四頻率檢測乘法器，將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的 正交信號相乘，產(chǎn)生一第四乘法輸出值；一第二頻率檢測加法器，耦接所述第三頻率檢測乘法器以及所述第四頻 率檢測乘法器，將所述第三乘法輸出值和所述第四乘法輸出值相加，產(chǎn)生一 第二單邊帶輸出值；以及一觸發(fā)器，耦接所述第一頻率檢測加法器以及所述第二頻率檢測加法器， 利用第二單邊帶輸出值鎖存所述第一單邊帶輸出值，用以產(chǎn)生所述頻率誤差。
8. —種壓控振蕩器，其特征在于，所述壓控振蕩器包括 一傳輸線對，具有一長度，所述傳輸線對其一端短路并且另一端開路，在所述開路端對一壓控振蕩輸出信號提供一初始壓控振蕩波長；一交連耦合晶體管對，耦接到所述傳輸線對中距離短路端三分之一長度 的位置；以及其中所述傳輸線對的長度是所述初始壓控振蕩波長的四分之三。
9. 如權利要求8所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述壓控振蕩器進一步包括一可變電容，耦接所述傳輸線對的開路端，根據(jù)一控制電壓調整所述初 始壓控振蕩波長來獲得一最終壓控振蕩波長。
10. 如權利要求9所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述可變電容是金屬 氧化物半導體晶體管，具有一柵極、 一漏極以及一源極，所述柵極耦接所述 傳輸線對的開路端，所述漏極與所述源極互連并且接收所述控制龜壓。
11. 如權利要求8所述的壓控振蕩器，其特征在于，所述壓控振蕩器進一 步包括-一偏壓電路，提供一偏壓，所述偏壓與所述壓控振蕩器的一供應電壓不 相關；一主動負載，耦接所述偏壓電路以及所述傳輸線對，接收所述偏壓用以 提供一供應電流至所述傳輸線對，所述供應電流與所述供應電壓不相關；以 及一晶體管，耦接所述主動負載以及所述傳輸線對，對所述供應電流因為 溝道長度調變效應而產(chǎn)生的變化進行補償，用以產(chǎn)生一補償電流。
12.—種相位頻率檢測器，其特征在于，所述相位頻率檢測器包括一相位檢測器，接收一參考信號以及一回授信號的正交信號對，包括一第一相位檢測乘法器，將所述參考信號的同相信號和所述回授信號的 正交信號相乘，產(chǎn)生一第一乘法輸出值；一第二相位檢測乘法器，將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的 同相信號相乘，產(chǎn)生一第二乘法輸出值；以及一相位檢測加法器，耦接所述第一相位檢測乘法器以及所述第二相位檢 測乘法器，將所述第一乘法輸出值和所述第二乘法輸出值的負值相加，產(chǎn)生 一相位誤差；以及一頻率檢測器，接收所述參考信號以及所述回授信號的正交信號對和所 述相位誤差，所述頻率檢測器包括一第一頻率檢測乘法器，將所述參考信號的同相信號和所述回授信號的 同相信號相乘，產(chǎn)生一第三乘法輸出值；一第二頻率檢測乘法器，將所述參考信號的正交信號和所述回授信號的 正交信號相乘，產(chǎn)生一第四乘法輸出值；一頻率檢測加法器，耦接所述第一頻率檢測乘法器以及所述第二頻率檢 測乘法器，將所述第三乘法輸出值和所述第四乘法輸出值相加，用以產(chǎn)生一 單邊帶輸出值；以及一觸發(fā)器，耦接所述PD加法器以及所述FD加法器，利用單邊帶輸出值 鎖存所述相位誤差，用以產(chǎn)生一頻率誤差。
13. 如權利要求12所述的相位頻率檢測器，其特征在于，所述相位頻率檢 測器進一步包括一第一磁滯緩沖器，耦接所述相位檢測加法器以及所述觸發(fā)器，當所述 相位誤差超過一第一低至高臨界值時，輸出高準位電壓至所述觸發(fā)器的數(shù)據(jù) 端口，以及當所述相位誤差小于或等于一第一高至低臨界值時，輸出低準位 電壓至所述觸發(fā)器的所述數(shù)據(jù)端口；以及一第二磁滯緩沖器，耦接所述頻率檢測加法器以及所述觸發(fā)器，當所述 頻率誤差超過一第二低至高臨界值時，輸出高準位電壓至所述觸發(fā)器的時脈 端口，以及當所述頻率誤差小于或等于一第二高至低臨界值時，輸出低準位 電壓至所述觸發(fā)器的所述時脈端口 。
14. 如權利要求12所述的相位頻率檢測器，其特征在于，所述相位頻率檢 測器進一步包括一第一低通濾波器，耦接所述相位檢測加法器以及所述觸發(fā)器，從所述 相位檢測加法器的輸出端，濾除具有所述參考信號的參考頻率兩倍頻的部分； 以及一第二低通濾波器，耦接所述頻率檢測加法器以及所述觸發(fā)器，從所述 頻率檢測加法器的輸出端，濾除具有所述參考信號的參考頻率兩倍頻的部分。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種鎖相回路、壓控振蕩器、以及相位頻率檢測器。所述鎖相回路包括一相位頻率檢測器、一回路濾波器、一壓控振蕩器以及一三階段除頻器。相位頻率檢測器接收一參考信號以及一回授信號，用以判定相位以及頻率誤差?；芈窞V波器耦接所述相位頻率檢測器，用以濾除所述相位以及頻率誤差，產(chǎn)生控制電壓。壓控振蕩器耦接所述回路濾波器，根據(jù)所述控制電壓產(chǎn)生一壓控振蕩輸出信號。三階段除頻器耦接所述壓控振蕩器，對于所述壓控振蕩輸出信號進行三次除頻，用以產(chǎn)生所述回授信號。
文檔編號H03L7/18GK101359910SQ20081014472
公開日2009年2月4日 申請日期2008年7月30日 優(yōu)先權日2007年7月30日
發(fā)明者劉明忠, 李致毅 申請人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司;汪重光