專利名稱：翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及互補金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管(Complementary Metal Oxide Semiconductor,以下簡稱CMOS)集成跨導(dǎo)》文大器設(shè)計領(lǐng)域，特別是一種翻 轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償(Reversed Nested Gm-C Compensation ，以下簡稱 RNGCC)電3各。
背景技術(shù)：
近幾年來，隨著深亞微米集成電路工藝技術(shù)和消費電子設(shè)備產(chǎn)業(yè)的飛速 發(fā)展，全球電子市場也空前繁榮起來。消費電子設(shè)備包括手持通信娛樂、有 線寬帶互聯(lián)網(wǎng)接入、醫(yī)療器械等等，具有相當廣闊的市場潛力和發(fā)展前景。 更強功能、更長工作時間的產(chǎn)品將會在電子市場中搶占先機，因此高性能低 功耗的數(shù)字和模擬電路設(shè)計正成為目前研究的熱點。在這些應(yīng)用系統(tǒng)中，電 源管理系統(tǒng)已成為當前集成電路產(chǎn)業(yè)發(fā)展中重點攻關(guān)課題。在各種電壓轉(zhuǎn)換 結(jié)構(gòu)中，低壓差(Low Dropout ，以下簡稱LDO)線性電壓轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢明 顯，可以在較低的噪聲輸出以及在不同負載的條件下具有穩(wěn)定性好的特點。 圖1為典型LDO結(jié)構(gòu)的示意圖，如圖1所示，PMOS晶體管作為誤差放大器的 負載，其面積非常大，在通常CMOS 0. 5jiim工藝中W=410(%m， L = 1,的PMOS 晶體管在Vgs偏壓1. 2V時的柵極寄生電容大于100pF，也就是誤差放大器必 須能驅(qū)動這么大的輸出負載電容。并且要求LDO的穩(wěn)壓特性好，對其中的誤 差放大器的增益要求很高(增益大于100dB)。在LDO中的誤差放大器要具有 高增益、寬帶寬的特點。
跨導(dǎo)(gm )放大器是LDO的關(guān)鍵組件之一。隨著CMOS工藝的不斷更新， 電源電壓和晶體管特征尺寸的減'J、使得放大器的設(shè)計越來越復(fù)雜。傳統(tǒng)的層疊(cascode)結(jié)構(gòu)跨導(dǎo)放大器可以很容易的得到高輸出阻抗和大帶寬；當電 源電壓降低，可以利用的電壓余度越來越小時，折疊結(jié)構(gòu)得到了更廣泛的應(yīng) 用；而當電源電壓降到低于1. 8V時，由于信號擺幅的大幅度降低，這兩種結(jié) 構(gòu)的電路性能下降甚至不能工作，這給未來的模擬電路設(shè)計提出了巨大的挑 戰(zhàn)。多級跨導(dǎo)放大器采用多級增益級單元來提高跨導(dǎo)放大器的增益，但是每 級的輸出電阻和電容都會產(chǎn)生極點從而影響電路的穩(wěn)定性，因此多級跨導(dǎo)放 大器往往采用各種復(fù)雜的補償技術(shù)來提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，對設(shè)計的要求也越 來越高，但多級跨導(dǎo)放大器是未來低壓、高增益、寬帶寬放大器的必然選擇。 多級運算放大器的優(yōu)點主要表現(xiàn)在以下三個方面
(1) 電源電壓{氐
隨著CMOS工藝特征尺寸的不斷減小，電源電壓不斷降低，而多織J爭導(dǎo)放 大器就是在低電源電壓的要求下產(chǎn)生的一種高性能跨導(dǎo)放大器，結(jié)構(gòu)簡單， 輸出電壓擺幅大，非常適用于模擬系統(tǒng)的低功耗設(shè)計。目前文獻中的多級跨 導(dǎo)運算放大器一般工作電源電壓為1.5V-2V，電源電壓還有下降的空間，是 未來高性能跨導(dǎo)放大器設(shè)計的主流方向。
(2) 增益高
傳統(tǒng)的兩級結(jié)構(gòu)放大器的增益一般為40-60dB,層疊結(jié)構(gòu)一般為 60-80dB,而多級跨導(dǎo)放大器由于采用了多級增益級，極大的增加了系統(tǒng)的直 流增益， 一般多級放大器的增益在100dB以上。多級級聯(lián)是提高系統(tǒng)的直流 增益是低電源電壓下必然發(fā)展趨勢。
(3) 驅(qū)動能力強
層疊結(jié)構(gòu)放大器的高輸出阻抗提供了主極點，而在多級放大器結(jié)構(gòu)中存 在多個極點且輸出阻抗遠遠低于層疊結(jié)構(gòu)，由于單級放大器的增益隨著工藝 尺寸的減小而迅速降低，這使得通過密勒電容補償技術(shù)來達到非主極點遠離 單位增益帶寬的方法非常困難，因此一些補償技術(shù)在選擇輸出極點為主極點 的同時也要求負載電容取較大的值(100pF以上)。目前已經(jīng)提出了多種頻率補償技術(shù)來解決多級跨導(dǎo)放大器多極點造成的 閉環(huán)穩(wěn)定性問題。
網(wǎng)絡(luò)密勒電容補償(應(yīng)C)技術(shù)是最廣泛使用的極點分割技術(shù)，它通過多 級間的密勒補償電容簡化了電路的設(shè)計，但是存在兩個問題。首先，放大器
的帶寬隨著增益級的在增加而顯著降低，特別的是，三級畫c跨導(dǎo)放大器的
帶寬只有單級的四分之一，其主要原因是補償電容都直接疊加在負載電容上；
其次畫C會帶來右半平面零點(RHP zero)，為了確保系統(tǒng)穩(wěn)定必須使放大器 的輸出跨導(dǎo)盡可能大，系統(tǒng)功耗就很大。
多路徑網(wǎng)絡(luò)密勒補償(M麗C)技術(shù)解決了上述的第一個問題，它采用了 前饋級引入了一個左半平面零點(LHP zero)抵消了第二非主極點，增大了 放大器的帶寬。翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)密勒補償(R麗C)技術(shù)減少了一個補償電容對負載 電容的影響，改善多級跨導(dǎo)放大器帶寬。
網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償(NGCC)技術(shù)和消零電阻補償?shù)木W(wǎng)絡(luò)密勒電容補償 (畫CNR)技術(shù)解決了上述了第二個問題，消除了餓麗C的右半平面零點，提 高了電路的穩(wěn)定性。
嵌入跟蹤補償(ETC)技術(shù)和阻尼因子控制頻率補償(DFCFC)技術(shù)避免 了密勒電容的使用，這樣最大程度的解除了對放大器帶寬的限制。其中ETC 引入了左半平面的零點來抵消多級增益級的極點，DFCFC則在極點分割的基 礎(chǔ)上采用阻尼因子來控制模塊來保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。還有一些其他技術(shù)，比 如，活動反饋頻率補償(AFFC)技術(shù)、雙路徑帶寬擴展(AFFC)技術(shù)、交流 增強頻率補償(ACBC)技術(shù)等補償技術(shù)則采用直流信號和交流信號的不同通 路4吏得放大器同時達到高增益和大帶寬的要求。
上述多級跨導(dǎo)放大器的各種補償技術(shù)仍然存在一些問題 (1) NGCC補償技術(shù)可以推廣應(yīng)用在N級跨導(dǎo)放大器中，設(shè)計思路清晰， 實現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡單，但是隨著跨導(dǎo)放大器級數(shù)增加，補償電容由于米勒效應(yīng) (Miller)直接疊加在負載電容限制了多級跨導(dǎo)放大器的帶寬。(2) ETC、 DFCFC、 AFFC等負載的多級跨導(dǎo)放大器補償方案，雖然有效 擴展帶寬，但在實際應(yīng)用中實現(xiàn)復(fù)雜，并且不容易推廣到N級跨導(dǎo)放大器。 由于深亞微米CMOS工藝中晶體管的本征增益10 - 20dB之間，要想在低電壓 下實現(xiàn)lOOdB以上的高增益跨導(dǎo)放大器可能要三級以上的跨導(dǎo)單元級聯(lián)，因 此，對于一種多級跨導(dǎo)放大器的補償方案要考慮是否易于擴展到N級跨導(dǎo)放 大器中。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種RNGCC電路，有效改善相位裕度，電路設(shè)計結(jié) 構(gòu)簡單，適合于未來CMOS工藝所必須的低電源電壓。
本發(fā)明提供了 一種翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)_電容補償電路，包括
一主信號跨導(dǎo)，包括N+1個主信號跨導(dǎo)單元，所述N+1個主信號跨導(dǎo)單 元級聯(lián)，形成主信號路徑；
一前饋補償跨導(dǎo)，包括N個前饋補償跨導(dǎo)單元，用來形成左半平面零點， 改善相位纟谷度；
一補償電容，包括N個電容，由于米勒效應(yīng)分離主極點和非主極點，用 來提高跨導(dǎo)放大器穩(wěn)定性；
一負載電容，包括一個電容，與負載電阻一起形成跨導(dǎo)放大器極點。 所述主信號跨導(dǎo)包括
第一主信號跨導(dǎo)單元，所述第一主信號跨導(dǎo)單元的輸入接總輸入端，輸 出為第一輸出端；
第二主信號跨導(dǎo)單元，所述第二主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第一輸出端， 輸出為第二輸出端；
第三主信號跨導(dǎo)單元，所述第三主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第二輸出端， 輸出為第三輸出端；
第四主信號跨導(dǎo)單元到第N主信號跨導(dǎo)單元逐級級聯(lián)形成主信號跨導(dǎo)
8串，所述主信號跨導(dǎo)串的輸入接所述第三輸出端，輸出為第N輸出端；
第N+l主信號跨導(dǎo)單元，所述第N+l主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第N輸出 端，輸出接總輸出端。
所述前饋補償跨導(dǎo)包括
第一前饋補償跨導(dǎo)單元，所述前饋補償?shù)谝豢鐚?dǎo)單元的輸入接所述總輸 入端，輸出接所述第二輸出端；
第二前饋補償跨導(dǎo)單元，所述前饋補償?shù)诙鐚?dǎo)單元的輸入接所迷總輸 入端，輸出接所述第三輸出端；
第三前饋補償跨導(dǎo)單元到第N-l前饋補償跨導(dǎo)單元形成前饋補償跨導(dǎo)系 列，所述前饋補償跨導(dǎo)系列的輸入接總輸入端，輸出分別接所述第四輸出端 到所述第N輸出端；
第N前饋補償跨導(dǎo)，所述第N前饋補償跨導(dǎo)的輸入接所述總輸入端，輸 出接所述總輸出端。
所述補償電容包括
第一電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述第二輸出端； 第二電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述第三輸出端； 第三電容到第N-l電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述第N輸 出端；
第N電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述總輸出端。 所述負載電容包括
電容， 一端接所述總輸出端，另一端接接地電壓。
主信號跨導(dǎo)中第二主信號跨導(dǎo)是反相跨導(dǎo)單元，其他跨導(dǎo)為同相跨導(dǎo)單元。
所述第一到第N前饋補償跨導(dǎo)都為反相跨導(dǎo)單元。
所述主信號跨導(dǎo)包括第一主信號跨導(dǎo)單元、第二主信號跨導(dǎo)單元和第三 主信號跨導(dǎo)單元，所述前饋補償跨導(dǎo)包括第一前饋補償跨導(dǎo)單元和第二前饋補償跨導(dǎo)單元，所述補償電容包括第一電容和第二電容，組成了補償電3各基 本單元，在該基本單元基礎(chǔ)上擴展實現(xiàn)N級跨導(dǎo)放大器。
所述主信號跨導(dǎo)和前饋補償跨導(dǎo)可以是全差分結(jié)構(gòu)，在全差分結(jié)構(gòu)中補 償電容個數(shù)是單端結(jié)構(gòu)時所需電容個數(shù)的兩倍。
本發(fā)明提供的RNGCC電路，在主信號跨導(dǎo)第一主信號跨導(dǎo)單元、第二主 信號跨導(dǎo)單元和第三主信號跨導(dǎo)單元，前饋補償跨導(dǎo)第一前饋補償跨導(dǎo)單元 和第二前饋補償跨導(dǎo)單元，補償電容第一電容和第二電容，組成了補償電路 基本單元，在該基本單元基礎(chǔ)上擴展實現(xiàn)N級跨導(dǎo)放大器；只有一個補償電 容由于米勒效應(yīng)直接疊加在負載電容上，這樣有效改善N級跨導(dǎo)放大器信號 帶寬。并且，本發(fā)明提供的RNGCC電路，與相同級數(shù)主信號跨導(dǎo)單元的NGCC 電路相比，使用的主信號跨導(dǎo)、前饋跨導(dǎo)、補償電容個數(shù)相同，但是實現(xiàn)的 拓樸結(jié)構(gòu)不同產(chǎn)生左半平面零點有效改善相位裕度。并且，本發(fā)明提供的 RNGCC電路同相跨導(dǎo)和反相跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)簡單，適合于未來CMOS工藝所必須的低 電源電壓，有著廣闊的應(yīng)用前景。


圖1是經(jīng)典LD0結(jié)構(gòu)的示意圖； 圖2是本發(fā)明RNGCC電路的實施例的示意圖； 圖3是采用NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的示意圖； 圖4是采用RNGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的示意圖； 圖5是本發(fā)明RNGCC電路的一種晶體管級三級跨導(dǎo)放大器的實施例的示 意圖6是對比分析RNGCC和NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的幅頻曲線； 圖7是對比分析RNGCC和NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的相頻曲線。
具體實施例方式
下面通過附圖和實施例，對本發(fā)明的技術(shù)方案做進一步的詳細描述。
圖2是本發(fā)明RNGCC電路的實施例的示意圖，如圖2所示，本實施例 的RNGCC電路包括
一主信號跨導(dǎo)，包括N+1個主信號跨導(dǎo)(gm)單元，N+l個主信號跨 導(dǎo)單元級聯(lián)，形成主信號路徑；
一前饋補償跨導(dǎo)，包括N個前饋補償跨導(dǎo)(gmf )單元，用來補償右 半平面零點，改善相位一谷度；
一補償電容，包括N個電容，由于米勒效應(yīng)分離主極點和非主極點， 用來提高跨導(dǎo)放大器穩(wěn)定性；
一負載電容，包括一個電容，與負載電阻一起形成跨導(dǎo)放大器極點。
本發(fā)明提供的RNGCC電路，在主信號跨導(dǎo)gml、 gm2和gm3,前饋補償 跨導(dǎo)gmfl和gmf2,補償電容Cml和Cm2組成了 RNGCC電路基本單元的基 礎(chǔ)上擴展到N級跨導(dǎo)放大器；只有一個補償電容(Cm (n))由于米勒效應(yīng) 直接疊加在負載電容上，這樣有效改善N級跨導(dǎo)放大器信號帶寬。
上述方案中，主信號跨導(dǎo)包括
第一主信號跨導(dǎo)單元lll (gml),該第一主信號跨導(dǎo)單元的輸入接總 輸入端102(Vin)，輸出為第一輸出端netl;
第二主信號跨導(dǎo)單元112 (gm2)，該第二主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第 一輸出端netl,輸出為第二輸出端net2;
第三主信號跨導(dǎo)單元跨導(dǎo)113 (gm3)，該第三主信號跨導(dǎo)單元的輸入 接net2,輸出為第三輸出端net3;
第四主信號跨導(dǎo)單元ll4 (gm4)到第N主信號跨導(dǎo)單元11 (n) (gm (n))逐級級聯(lián)成主信號跨導(dǎo)串，該主信號跨導(dǎo)串的輸入接第三輸出端 net3,輸出為第N輸出端net (n);
第N+l主信號跨導(dǎo)單元11 (n+l) (gm (n+l)),該第N+l主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第N輸出端net (n),輸出接總輸出端104 ( Vout )。 上述方案中，前饋補償跨導(dǎo)包括
第一前饋補償跨導(dǎo)單元131 ( gmf 1 )，該第一前饋補償跨導(dǎo)單元的輸入 接總輸入端102，輸出接總輸入端net2;
第二前饋補償跨導(dǎo)單元132 ( gmf2 )，該第二前饋補償跨導(dǎo)單元的輸入 接總輸入端102，輸出接第三輸出端net3;
第三前饋補償跨導(dǎo)單元133 (gmf3)到第N-1前饋補償跨導(dǎo)單元13 (n-l) (gmf (n-l))形成前饋補償跨導(dǎo)系列，該形成前饋補償跨導(dǎo)系列 的輸入接總輸入端102,輸出分別接第四輸出端ne 14到第N輸出端ne t( n );
第N前饋補償跨導(dǎo)13 (n) (gmf (n)),該第N前饋補償跨導(dǎo)的輸入接 總輸入端102,輸出接總輸出端104。
上述方案中，所述補償電容包括
第一電容121 (Cml )， 一端接第一輸出端netl,另一端接第二輸出端 net2j
第二電容122 (Cm2)， 一端接第一輸出端netl，另一端接第三輸出端 net 3;
第三電容123 (Cm3)到第N-1電容12 ( n-l ) (Cm (n-l)), —端接第 一輸出端netl,另一端接第N輸出端net (n);
第N電容12 (n) (Cm (n))， 一端接第一輸出端netl,另一端接總輸 出端104。
上述方案中，所述負載電容包括
電容121(CL)， 一端接總輸出端104，另一端接接地電壓GND。 上述方案中，主信號跨導(dǎo)中第二主信號跨導(dǎo)112 ( gm2 )是反相跨導(dǎo)單 元，其他跨導(dǎo)為同相跨導(dǎo)單元。
前饋補償跨導(dǎo)都是反相跨導(dǎo)單元。
上述方案中，主信號跨導(dǎo)包括第一主信號跨導(dǎo)單元111 (gml)、第二主信號跨導(dǎo)單元112 ( gm2 )和第三主信號跨導(dǎo)單元113 ( gm3 ),前饋補償 跨導(dǎo)包括第 一前饋補償跨導(dǎo)單元121 ( gmf 1 )和第二前饋補償跨導(dǎo)單元122 (gmf2),補償電容包括第一電容131 (Cml)和第二電容132 (Cm2)組成 了 RNGCC電路基本單元。在該基本單元基礎(chǔ)上擴展實現(xiàn)N級跨導(dǎo)放大器。
上述方案中，主信號跨導(dǎo)和前饋補償跨導(dǎo)可以是全差分結(jié)構(gòu)，在全差 分結(jié)構(gòu)中補償電容個數(shù)是單端結(jié)構(gòu)時所需電容個數(shù)的兩倍。
下面通過定量分析說明本發(fā)明翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)_電容補償?shù)募夹g(shù)方案。 如圖2所示，忽略跨導(dǎo)放大器的輸入和輸出節(jié)點的寄生電容，設(shè)跨導(dǎo)放大
器的輸出阻抗分別為^ 、 ~2 、…、,同時設(shè)跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)分別為、 g,,,2、…、g'"("+"和前饋跨導(dǎo)放大器分別為g—、 g"'"、…、g<( )， C'"l、 C'"2、…、
C"'(")為補償電容，并假設(shè)g一 = g<2 =L = g"'""> = g"'1可以推出傳輸函數(shù)為
"-3 S C,"(々),—廠 廠 "—3廣
H(S) 一___g'"(2) .'=1 g'"(j'+2)_" g"'('.+l)_____
,=1 ) C附("") 1) ./=1gm(_/+2) g/w(7+0./=1 _/=I g/w(乂+l) g'"(2) ■/■" g'"(/+2)
其中
補充說明公式(l):當"=3時，
n-i
"—3 Z Cm(4) ,—1廣 f b,M:^——1^_^ = () hm = l
設(shè)分子中 '=1 gm2戶1 g"'"十2)和分母中 g "(2) ; 當 ^ 2時，
'-2 廠 廠 1 C
產(chǎn)l gm(,+2) ;當/ = 1時，戶lg"";+"。 RNGCC補償方案的傳輸函數(shù)中
分子產(chǎn)生跨導(dǎo)放大器中的零點項，公式(l)中分子的各項系數(shù)均大于零， 由一元實系數(shù)多項式的系數(shù)和根的關(guān)系可以知道公式(1)中分子的根均
為負值，也就是說RNGCC補償方案的傳輸函數(shù)所產(chǎn)生的零點是左半平面零 點。跨導(dǎo)放大器的增益帶寬積(GBW)直接影響放大器的閉環(huán)建立時間， 相位裕度(PM)用來判斷放大器的穩(wěn)定性。 一個放大器的相位裕度與增益
13帶寬積、零極點之間關(guān)系為
<formula>formula see original document page 14</formula> ( 2 )
其中，艮述是主極點，P""是非主極點，z是零點。公式("可以知 道極點不斷減少相位凈谷度，而左半平面零點增加相位裕度。
以三級跨導(dǎo)放大器為例，對比分析已有的NGCC電路和本發(fā)明的RNGCC 電路。圖3是采用NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器，如圖3所示，忽略 跨導(dǎo)放大器的輸入和輸出節(jié)點的寄生電容，設(shè)跨導(dǎo)放大器的輸出阻抗分別 為^、 r。2和；;，同時設(shè)跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)分別為gw、 &'2和&'3,設(shè)前饋跨 導(dǎo)放大器分別為和g<2 , 和為補償電容，并假設(shè)= g i和 g<2 = g"2可以推出傳輸函數(shù)為
<formula>formula see original document page 14</formula>
采用NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的相位裕度與增益帶寬積、零 極點之間關(guān)系為
<formula>formula see original document page 14</formula> ( 4 )
其中，戶-述是主極點，P^和P^是非主極點。圖4是采用RNGCC電路 實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的示意圖，如圖4所示，忽略跨導(dǎo)放大器的輸入和
輸出節(jié)點的寄生電容，設(shè)跨導(dǎo)放大器的輸出阻抗分別為^、 "。2和"。3,同時
設(shè)跨導(dǎo)放大器的跨導(dǎo)分別為、 &2和^3,設(shè)前饋跨導(dǎo)放大器分別為^/i和
g一， C",i和C"'2為補償電容，并假設(shè)"^/i"g"'/2二g"'i可以推出傳輸函數(shù)為
<formula>formula see original document page 14</formula>采用MGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的相位裕度與增益帶寬積、零
極點之間關(guān)系為
<formula>formula see original document page 15</formula> ( 6 )
其中，P-碰是主極點，A""和A^是非主極點，Zi是零點。
本發(fā)明提供的采用RNGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器，如圖4所示， 與圖3所示采用NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器相比，都使用了 3個主 信號跨導(dǎo)、2個前饋跨導(dǎo)、2個補償電容，由于兩種補償電路實現(xiàn)的拓樸 結(jié)構(gòu)不同使得采用RNGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器產(chǎn)生左半平面零點有 效改善相位裕度。在假設(shè)兩種補償方案的主極點和非主極點的位置相同的 條件下，對比公式(3)和公式(4)可以得出，本發(fā)明提出的RNGCC電路 實現(xiàn)的多級跨導(dǎo)放大器由于增加左半平面零點改善相位裕度。
圖5是本發(fā)明RNGCC電路的一種晶體管級三級跨導(dǎo)放大器的實施例的 示意圖，如圖5所示，圖5給出了圖4的一種晶體管級的實施例。晶體管
(Ml)和晶體管(Ml)組成差分轉(zhuǎn)單端的第一主信號跨導(dǎo)&i，并且由于晶 體管(Ml)的柵極Vip到晶體管(M2)的漏極netl是同相，因此，稱跨 導(dǎo)g'"i為同相跨導(dǎo)。晶體管(M7)對應(yīng)第二主信號跨導(dǎo)&2，由于晶體管(M7) 的柵極netl到晶體管(M7)的漏極net2是反相，因此，稱跨導(dǎo)&'2為反 相跨導(dǎo)。晶體管(M9)對應(yīng)第三主信號跨導(dǎo)gw,由于晶體管(M9)的柵
極net2到晶體管(M12)的漏極Vout是同相，因此，稱跨導(dǎo)乙2為同相跨 導(dǎo)。晶體管(M15)、晶體管(M5)和晶體管(M6)都是產(chǎn)生前饋跨導(dǎo)的輔
助電路。晶體管(M8)對應(yīng)第一前饋跨導(dǎo)g"",由于晶體管(Ml)的柵極
Vip到晶體管(M5)的漏極net3是反相，因此，稱跨導(dǎo)&"為反相跨導(dǎo)。
晶體管(Mil)對應(yīng)第二前饋跨導(dǎo)g"'"，由于晶體管(Ml)的柵極Vip到晶
體管(M5)的漏極Vout是反相，因此，稱跨導(dǎo)g'"P為反相跨導(dǎo)。補償電容"i接在ne11和ne12之間，而補償電容"'2接在netl和Vout之間。"為 負載電容。
采用HSPCIE仿真工具對比分析本發(fā)明提出的RNGCC電路實現(xiàn)的三級 跨導(dǎo)放大器和現(xiàn)有的NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器。圖6是對比分析 RNGCC和NGCC電路實現(xiàn)的三級^,導(dǎo)放大器的幅頻曲線，如圖6所示，描述 的曲線是幅頻特性曲線，該曲線圖的垂直坐標軸和水平坐標軸分別表示以 分貝(dB)為單位的幅度特性和相應(yīng)的頻率(Hz)。從該曲線可知道兩種 技術(shù)方案對增益帶寬積(GBW)之內(nèi)的幅頻特性的影響基本相同。圖7是 對比分析RNGCC和NGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的相頻曲線，如圖7 所示，描述的曲線是相頻特性曲線，該曲線圖的垂直坐標軸和水平坐標軸 分別表示以度(deg)為單位的相頻特性和相應(yīng)的頻率(Hz)。從該曲線可 知道本發(fā)明提出的RNGCC電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的相位裕度比NGCC 電路實現(xiàn)的三級跨導(dǎo)放大器的相位裕度改善了 5度(deg)。該結(jié)果驗證了 公式(6)和公式(4)中相位裕度的改善程度是由于公式(6)中的左半 平面零點增加的相位裕度。
本發(fā)明提供的RNGCC電路，與相同級數(shù)主信號跨導(dǎo)單元的網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路NGCC相比，使用的主信號跨導(dǎo)、前饋跨導(dǎo)、補償電容個數(shù) 相同，但是實現(xiàn)的拓樸結(jié)構(gòu)不同產(chǎn)生左半平面零點有效改善相位裕度。并 且，本發(fā)明提供的RNGCC電路同相跨導(dǎo)和反相跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)筒單，適合于未來 CMOS工藝所必須的低電源電壓，有著廣闊的應(yīng)用前景。
最后應(yīng)說明的是以上實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非對其 進行限制，盡管參照較佳實施例對本發(fā)明進行了詳細的說明，本領(lǐng)域的普 通技術(shù)人員應(yīng)當理解其依然可以對本發(fā)明的技術(shù)方案進行修改或者等同 替換，而這些修改或者等同替換亦不能使修改后的技術(shù)方案脫離本發(fā)明技 術(shù)方案的精神和范圍。
權(quán)利要求
1、一種翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于，包括一主信號跨導(dǎo)，包括N+1個主信號跨導(dǎo)單元，所述N+1個主信號跨導(dǎo)單元級聯(lián)，形成主信號路徑；一前饋補償跨導(dǎo)，包括N個前饋補償跨導(dǎo)單元，用來形成左半平面零點，改善相位裕度；一補償電容，包括N個電容，由于米勒效應(yīng)分離主極點和非主極點，用來提高跨導(dǎo)放大器穩(wěn)定性；一負載電容，包括一個電容，與負載電阻一起形成跨導(dǎo)放大器極點。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于， 所述主信號跨導(dǎo)包括第一主信號跨導(dǎo)單元，所述第一主信號跨導(dǎo)單元的輸入接總輸入端，輸 出為第一輸出端；第二主信號跨導(dǎo)單元，所述第二主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第一輸出端，輸出為第二輸出端；第三主信號跨導(dǎo)單元，所述第三主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第二輸出端，輸出為第三輸出端；第四主信號跨導(dǎo)單元到第N主信號跨導(dǎo)單元逐級級聯(lián)形成主信號跨導(dǎo) 串，所述主信號跨導(dǎo)串的輸入接所述第三輸出端，輸出為第N輸出端；第N+l主信號跨導(dǎo)單元，所述第N+l主信號跨導(dǎo)單元的輸入接第N輸出 端，l俞出4妻總輸出端。
3、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于， 所述前饋補償跨導(dǎo)包括第一前饋補償跨導(dǎo)單元，所述前饋補償?shù)谝豢鐚?dǎo)單元的輸入接所述總輸 入端，輸出接所述第二輸出端；第二前饋補償跨導(dǎo)單元，所述前饋補償?shù)诙鐚?dǎo)單元的輸入接所述總輸入端，輸出接所述第三輸出端；第三前饋補償跨導(dǎo)單元到第N-1前饋補償跨導(dǎo)單元形成前饋補償跨導(dǎo)系 列，所述前饋補償跨導(dǎo)系列的輸入接總輸入端，輸出分別接所述第四輸出端到所述第N輸出端；第N前饋補償跨導(dǎo)，所述第N前饋補償跨導(dǎo)的輸入接所述總輸入端，輸 出接所述總輸出端。
4、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于， 所述補償電容包括第一電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述第二輸出端； 第二電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述第三輸出端； 第三電容到第N-l電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述第N輸 出端；第N電容， 一端接所述第一輸出端，另一端接所述總輸出端。
5、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于， 所述負載電容包括電容， 一端接所述總輸出端，另一端接接地電壓。
6、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于 主信號跨導(dǎo)中第二主信號跨導(dǎo)是反相跨導(dǎo)單元，其他跨導(dǎo)為同相跨導(dǎo)單元。
7、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于 所述第一到第N前饋補償跨導(dǎo)都為反相跨導(dǎo)單元。
8、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于 所述主信號跨導(dǎo)包括第一主信號跨導(dǎo)單元、第二主信號跨導(dǎo)單元和第三主信 號跨導(dǎo)單元，所述前饋補償跨導(dǎo)包括第一前饋補償跨導(dǎo)單元和第二前饋補償 跨導(dǎo)單元，所述補償電容包括第一電容和第二電容，組成了補償電3各基本單 元，在該基本單元基礎(chǔ)上擴展實現(xiàn)N級跨導(dǎo)放大器。
9、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，其特征在于所述主信號跨導(dǎo)和前饋補償跨導(dǎo)可以是全差分結(jié)構(gòu)，在全差分結(jié)構(gòu)中補償電 容個數(shù)是單端結(jié)構(gòu)時所需電容個數(shù)的兩倍。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種翻轉(zhuǎn)網(wǎng)絡(luò)跨導(dǎo)-電容補償電路，包括一主信號跨導(dǎo)，包括N+1個主信號跨導(dǎo)單元，所述N+1個主信號跨導(dǎo)單元級聯(lián)，形成主信號路徑；一前饋補償跨導(dǎo)，包括N個前饋補償跨導(dǎo)單元，用來形成左半平面零點，改善相位裕度；一補償電容，包括N個電容，由于米勒效應(yīng)分離主極點和非主極點，用來提高跨導(dǎo)放大器穩(wěn)定性；一負載電容，包括一個電容，與負載電阻一起形成跨導(dǎo)放大器極點。本發(fā)明提供的RNGCC電路有效改善相位裕度、結(jié)構(gòu)簡單，適合于未來CMOS工藝所必須的低電源電壓，有著廣闊的應(yīng)用前景。
文檔編號H03F3/45GK101425785SQ20081022472
公開日2009年5月6日 申請日期2008年12月9日 優(yōu)先權(quán)日2008年12月9日
發(fā)明者周玉梅, 浩 巨, 勇 陳 申請人:中國科學(xué)院微電子研究所