專利名稱：：改進a/d轉換器和接收機的性能的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及使用三角積分調制器實現(xiàn)的A/D轉換器，和接收機，以及使用這樣的A/D轉換器的設備。
背景技術：
：通常，無線電收發(fā)機在存干擾的環(huán)境中操作。除了所需信號外，噪聲和不期望的信號源引起干擾。例如，無線電收發(fā)機可以接收在所需信號范圍外的強力的不期望的信號。在收發(fā)機的接收機路徑中，必須較早地從接收信號中濾波掉這些所謂的阻斷(blocker)信號。優(yōu)選地，應該在模數(shù)轉換前從接收信號中濾波掉阻斷信號，以防止互調失真和混淆(aliasing)。連續(xù)時間三角積分(delta-sigma)或A2:調制器可以用作接收機的A/D轉換器。AS調制器的使用放松了抗混淆濾波的需求，但是即使使用了這樣的調制器，強的帶外信號仍可能導致調制器不穩(wěn)定或者至少產(chǎn)生失真。K.Phillips等人的文獻"Acontinuous-timeASmodulatorwithincreasedimmunitytointerferers"(IEEEJ.ofSolid-StateCircuits,第39巻，2004年12月)公開了一種已知的對抗阻斷信號的防范措施。在該解決方案中，用模擬濾波器對AS調制器的反饋信號進行預失真。在圖1中示出了這個方法。AS調制器包括前向路徑100、比較器102、和反饋環(huán)路104，反饋環(huán)路104包括D/A轉換器106和模擬高通濾波器108。不幸的是，由于為了在A/D轉換器之前節(jié)省預濾波器中的一個濾波器級，必須將兩個濾波器級添加到A/D轉換器，所以這個方法并不會降低電路復雜性。此外，D/A轉換器輸出的高通濾波毫無疑問需要具有比調制器中的其他運算放大器更高的轉換速率的運算放大器，因而進一步增大了功耗。
發(fā)明內容本發(fā)明的目的在于提供一種改進的A/D轉換器。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種三角積分A/D轉換器，包括D/A轉換器，用連接在從A/D轉換器的輸出至A/D轉換器的輸入的反饋環(huán)路中的混頻模式梳狀濾波器來實現(xiàn)，所述D/A轉換器被配置成對反饋信號進行預失真；以及在A/D轉換器的輸入處的模擬濾波器，所述模擬濾波器被配置成消除反饋信號的預失真。根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供了一種用于提高三角積分A/D轉換器的性能的方法，包括用以混頻模式梳狀濾波器實現(xiàn)的D/A轉換器來對三角積分A/D轉換器的反饋環(huán)路的信號進行預失真；以及消除預失真并且用在A/D轉換器的輸入處的模擬濾波器來對A/D轉換器的輸入信號進行濾波。根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供了一種設備，具有模擬信號作為輸入以及一個或多個數(shù)字1位或多位信號作為輸出，其包括串聯(lián)連接的第一電路和第二電路；第一電路包括跨導放大器，以及串聯(lián)連接的切換布置和阻抗電路，第一電路的輸入為模擬信號；第二電路包括跨導放大器，以及串聯(lián)連接的切換布置，第二電路的輸入是第一電路的跨導放大器的輸出信號；兩個三角積分A/D轉換器具有至少兩個積分器級，并且連接至第二電路的切換布置；以及兩個反饋混頻模式D/A轉換器，其輸入連接至三角積分A/D轉換器的輸出以及第一電路的切換布置與阻抗電路之間的輸出；第一電路的切換布置被配置成將第一電路的阻抗電路的阻抗從基帶切換到本地振蕩器頻率，第二電路被配置成執(zhí)行從本地振蕩器頻率到基帶的正交下混頻，以及第一電路的切換布置和阻抗電路被配置成將來自兩個反饋混頻模式D/A轉換器的信號上轉換至本地振蕩器頻率。本發(fā)明提供了幾個優(yōu)點。例如，通過在放松信道濾波需求的同時放松運算放大器的規(guī)范以及提高對時鐘抖動的靈敏度，所提出的7三角積分調制器的基帶實現(xiàn)方式可以使用多位連續(xù)時間三角積分調制器來增強現(xiàn)有無線電接收機的實施。它甚至有可能通過使用固有的線性1位或1.5位A/D和D/A轉換器以省略多位反々赍和動態(tài)元件匹配邏輯。以下，將參考實施例和附圖更加詳細地描述本發(fā)明，其中圖1示出了用三角積分調制器實現(xiàn)的現(xiàn)有技術的A/D轉換器的示例；圖2A、圖2B和圖2C示出了可以應用本發(fā)明的實施例的接收機的示例；圖2D示出了三角積分調制器的示例；圖3A和圖3B示出了梳狀濾波器和積分器電路的示例；圖4示出了梳狀濾波器的仿真?zhèn)鬟f函數(shù)；圖5示出了一個實施例的濾波布置；圖6示出了圖5的布置的頻率響應示例；圖7示出了典型三角積分調制器的信號和噪聲傳遞函數(shù)和嵌入的濾波器傳遞函數(shù)；圖8示出了使用梳狀濾波器D/A轉換器和嵌入的濾波器的二階連續(xù)時間三角積分調制器的示例；圖9示出了三角積分調制器的另一個示例；圖10示出了圖9的調制器的仿真輸出頻譜；圖UA示出了阻抗傳遞電路的示例；圖11B示出了本發(fā)明的一個實施例；圖11C示出了阻抗傳遞電路的切換布置的切換序列；圖12是示出了本發(fā)明的一個實施例的流程圖；以及圖13A、圖13B和圖13C示出了D/A轉換器的示例。具體實施方式參考圖2A,研究可以應用本發(fā)明實施例的接收機的示例。圖2A的接收機包括接收信號的天線200。天線200連接至被配置成從接收信號中對不需要的頻率進行過濾的濾波器202。將濾波后的信號送至被配置成對信號進行放大的低噪聲放大器204。將放大后的信號送至被配置成將放大后的模擬信號轉換成數(shù)字形式的三角積分調制器206。在三角積分調制器的輸出處，接收信號是數(shù)字形式。在此示例中，數(shù)字信號^皮分成相同相位和正交相位分量。圖2A的接收機是直接轉換接收機(也稱為零IF接收機)，其中，在三角積分調制器的輸入處的信號是RF信號。圖2B示出了可以應用本發(fā)明實施例的接收機的另一個示例。接收機包括被配置成接收射頻信號的天線210。天線210連接至被配置成從接收信號中對不需要的頻率進行過濾的濾波器212。將濾波后的信號送至被配置成對信號進行放大的低噪聲放大器214。在混頻器216中使用本地振蕩器信號LO將放大后的信號向下轉換成中頻(IF)?？梢栽跒V波器218中對IF信號進行濾波。模數(shù)轉換器(ADC)220在濾波器218之后。數(shù)字信號被分成相同相位和正交相位分量。圖2C示出了可以應用本發(fā)明實施例的4妄收4幾的又一個示例。4妄收機包括被配置成接收射頻信號的天線230。天線230連接至被配置成從接收信號中對不需要的頻率進行過濾的濾波器232。將濾波后的信號送至被配置成對信號進行放大的低噪聲放大器234。在此實施例中，模擬信號在低噪聲放大器234之后被分成相同相位和正交相位分量。除了這兩個相位分量都被單獨處理之外，信號的進一步處理與圖2B的示例類似。因而，接收機包括混頻器236A、236B、濾波器238A、238B以及模數(shù)轉換器240A和240B。本發(fā)明的實施例可以應用于用三角積分調制器實現(xiàn)的A/D轉換器和使用這樣的A/D轉換器的設備。通常，三角積分轉換器是能夠進行噪聲整形的過采樣模數(shù)轉換器。三角積分調制器被廣泛用在無線電接收機基帶模擬信號處理中。二階連續(xù)時間三角積分調制器的典型示例在圖2D中呈現(xiàn)。調制器包括兩個積分器250和252、N位A/D轉換器254、處于第一反饋環(huán)路中的第一D/A轉換器256和處于第二反饋環(huán)路中的第二D/A轉換器258。反饋D/A轉換器256、258作為多位電流輸出轉換器而被實現(xiàn)?；谌欠e分原理的A/D轉換器的數(shù)字后濾波通常由梳狀濾波器和積分器構成，如圖3A所示。該圖示出了由串聯(lián)連接的梳狀濾波器300和無損耗積分器302實現(xiàn)的濾波布置。梳狀濾波器300的傳遞函數(shù)是在fsZ4的倍數(shù)處導致波谷的l-z:4,其中，f;是采樣頻率，因而使其成為用于將信號抽取到比采樣頻率低四倍的理想濾波函數(shù)。然而，在梳狀濾波器傳遞函數(shù)中在零頻率處還存在零并且因此需要無損耗積分器級302去除這個零，得到傳遞函數(shù)(1"-4)/(l-z")。通常，在抽取濾波器中，需要幾個級聯(lián)的濾波器級來防止抽取中的任何混淆。以上所描述的原則還可以用于通過用D/A轉換器和模擬積分器取代數(shù)字積分器來在D/A轉換器中重新構造濾波目的。然而，無損耗模擬積分器在高頻率應用中尤其難以實現(xiàn)。梳狀濾波器300實際上是無損耗微分器電路，并且，通過用有損耗微分器電路來取代它，積分器電路還可以實現(xiàn)為有損耗積分器，即，導致圖3B中的混頻模式實現(xiàn)的無源RC網(wǎng)絡。圖3B的濾波布置包括梳狀濾波器304和RC電路312。梳狀濾波器由兩個電流輸出D/A轉換器306、308和延遲元件310來實現(xiàn)。在圖3B的解決方案中，D/A轉換后的信號在延遲元件310中被延遲了k個采樣并且被從未延遲的D/A轉換信號中減去。圖4示出了圖3B的梳狀濾波器304、RC電路312和總濾波布置的仿真?zhèn)鬟f函數(shù)。信號采樣頻率假定為1GHz,而(延遲元件310的)梳狀濾波器延遲為4ns(k=4)。此外，在仿真中使用三組D/A電流權重。在這個示例中，ia表示轉換器306的電流而ib表示轉換器308的電流。表1總結了在仿真中所使用的電流和參數(shù)。_<table>tableseeoriginaldocumentpage10</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage11</column></row><table>表1在圖4中，x軸示出了以MHz為單位的頻率，以及y軸是以dB為單位的振幅。曲線400表示梳狀濾波器304的頻率響應，曲線402是RC濾波器的頻率響應，而曲線404是濾波布置的總頻率響應。圖4示出了可以將RC濾波器的拐角頻率置于明顯低于信號帶寬的頻率處。同樣，由于通過圖3B的濾波布置執(zhí)行的數(shù)字預加重(pre-emphasis)在低頻率處非常適合，所以RC電路的時間常數(shù)的變化對總頻率響應并沒有顯著影響。應注意，RC電路可以被具有合適響應的另一個模擬濾波器取代。可以通過將平均FIR濾波器添加到梳狀濾波器上來進一步平滑濾波布置的輸出波形。圖5示出了這個實施例的濾波布置500。在這個實施例中，混頻模式梳狀濾波器的每個D/A轉換器由構成兩個四抽頭平均FIR濾波器502、504的四個D/A轉換器所取代。開頭四個D/A轉換器502具有相等的輸出電流電平ia，并且同樣，接下來四個轉換器504具有相等的電流電平ib。這兩組D/A轉換器的電流電平以與梳狀濾波器相同的方式被加權，這得到圖6所示的頻率響應。在圖6中，濾波布置500的總頻率響應被標為600以及RC濾波器的頻率響應被標為602。在實施例中，第一個四抽頭平均FIR濾波器的四個電流輸出D/A轉換器和第二個四抽頭平均FIR濾波器的四個電流輸出D/A轉換器具有不等的電流輸出電平以及相反的電流方向。應注意，在FIR濾波器中的D/A轉換器的數(shù)量并不限于四個。如已陳述，在無線電接收機中，不期望的阻斷信號必須被盡可能地濾除并且因此相對復雜的低通濾波器必須被添加到可以用三角積分調制器來實現(xiàn)的前端A/D轉換器之前。當代替切換電容器三角積分調制器而使用連續(xù)時間三角積分調制器時，因為調制器的整個積分器鏈在量化之前執(zhí)行低通濾波，所以可以放松抗混淆濾波。圖7示出了典型三角積分調制器的信號和噪聲傳遞函數(shù)。信號傳遞函數(shù)700是低通傳遞函數(shù)，而噪聲傳遞函數(shù)702是高通函數(shù)。然而，所需信號頻帶的上拐角(圖8中的f0)與調制器的信號傳遞函數(shù)拐角頻率fm之間存在很寬的空隙，使得寬范圍的未衰減的阻斷信號可以進入調制器中，從而產(chǎn)生失真或者甚至致使調制器不穩(wěn)定。曲線704示出了圖3B和圖5的濾波布置的RC濾波器的典型傳遞函數(shù)。在圖7的示例中，采樣頻率被標為fs。在本發(fā)明的實施例中，三角積分調制器的外反饋D/A轉換器(圖2D中的轉換器258)被圖3B的混頻模式梳狀濾波器濾波布置取代。圖8示出了這個實施例的A/D轉換器的示例。圖8的調制器是二階連續(xù)時間三角積分調制器。該調制器包括在第一反饋環(huán)路中的兩個積分器800和802、N位A/D轉換器804、以及多位電流輸出D/A轉換器806。在第二個外反饋環(huán)路中，調制器包括混合模式梳狀濾波器808，其包括兩個電流輸出D/A轉換器810、812以及延遲元件814。此外，RC電路816被添加到調制器輸入。如果將這個實施例與圖2的調制器進行比較，可注意到，在調制器的輸入處的電阻器值被分成兩個相等的二等分，添加了電容器并且混頻模式梳狀濾波器808連接至所創(chuàng)建的節(jié)點。具有適合的梳狀濾波器延遲，k=2..,4,梳狀濾波器808和附加的RC電路816并不影響三角積分調制器的穩(wěn)定性。添加到信號路徑上的RC電路有效改進了調制器的抗混淆濾波能力，而不會使在所需輸入信號范圍內的頻率響應失真，如圖7所述。同樣，調制器對高頻阻斷信號不太敏感，從而放松了基帶信道濾波器規(guī)定。使用調制器輸入中的這個衍生的D/A轉換器808并不會增加第一積分器800的運算放大器的轉換速率需求，這是因為在輸入中添加了無源RC電路816。事實上，混頻模式濾波函數(shù)實際上放松了第一積分器的運算放大器的轉換速率需求。這個技術的小缺陷在于梳狀濾波器D/A轉換器的電流消耗增加。例如，具有梳狀濾波器系數(shù)4和-3,所提出的D/A轉換器的電流消耗是現(xiàn)有技術D/A轉換器的7倍，并且由于在調制器處的無源極的實施使反饋信號衰減了6dB,所以電流消耗進一步被加倍。然而，在反饋環(huán)路中的D/A轉換器通常并不會支配調制器的電流消耗，尤其是當調制器階高于二時。在一個實施例中，梳狀濾波器808被圖5中所示的平均梳狀濾波器所取代。添加對梳狀濾波器D/A轉換器求平均只增加了三個數(shù)字域單元延遲的電流消耗，即，在1位情況下的三個D觸發(fā)器。求平均額外地放松了對調制器的時鐘抖動以及第一積分器的運算放大器的第一運算放大器轉換速率的需求，這有助于節(jié)省了系統(tǒng)級的電流。此外，放松的信道濾波需求節(jié)省了電流并且有助于將接收機噪聲圖最小化。圖9示出了圖5的平均混頻模式梳狀濾波器在反饋環(huán)路中用作D/A轉換器的情況下的三角積分A/D轉換器的示例。圖9的解決方案是四階連續(xù)時間1位三角積分調制器。圖9的設備包括四個積分器900、902、904、906。該設備進一步包括在第一反饋環(huán)路中的比較器908和D/A轉換器910。圖5的平均梳狀濾波器912處于第二反饋環(huán)路中。該設備進一步包括在設備的輸入處的濾波器布置914。濾波器布置是無損耗積分器并且其對應于之前實施例的RC電路。在以下示例中，調制器采樣頻率被假定為1GHz并且信號傳遞函數(shù)的-3dB拐角頻率近似為20MHz。由于用四進行求平均以及4ns的梳狀濾波器延遲，在輸入處的附加濾波器布置914(RC濾波器)具有11.5MHz的-3dB拐角頻率，而整個平均梳狀濾波器的-3dB拐角頻率是81.7MHz。由于平均梳狀濾波器D/A轉換器的帶寬是調制器信號傳遞函數(shù)的帶寬的四倍，所以調制器操作并不顯著變化(尤其是在剩余的D/A轉換器不變化時)并且最后的積分器級的反饋對于調制器的穩(wěn)定性來說最重要。圖10示出了具有1000平均梳狀濾波器D/A轉換器912以及沒有1002平均梳狀濾波器D/A轉換器912的圖9的四階調制器的仿真輸出頻譜。對于兩次仿真而言，輸入信號都是具有-6dBFS振幅的正13弦曲線形的2MHz和30MHz信號。在信號路徑中的附加RC濾波器914會使30MHz信號相對于2MHz信號衰減9dB,并且仿真清楚地驗證了這個特性。在一個實施例中，可以使用圖11A的阻抗傳遞電路來設計三角積分A/D轉換器。圖11A的阻抗傳遞電路包括跨導放大器1100、以及串聯(lián)連接的切換布置1102和阻抗電路1104。切換布置1102被配置成將積分器的阻抗電路1104的阻抗從基帶切換到輸入信號的頻率。阻抗傳遞電路在切換布置和阻抗電路之間還包括基帶輸入和輸出端口。圖11A中的跨導放大器1100包括微分輸入(inp和inm)和微分輸出(outp和outm)并且具有切換布置1102和作為負載的阻抗電路1104。阻抗傳遞電路充當從微分輸入(inp和inm)到微分輸出(outp和outm)的帶通濾波器。此外，阻抗傳遞電^各包括四個端口，bbip、bbim、bbqp和bbqm,充當輸入和輸出。因此，將樣史分同相電流信號送入節(jié)點bbip和bbim以及將微分正交電流信號送入節(jié)點bbqp和bbqm,對節(jié)點outp和outm處的微分電壓輸出信號進行正交頻率上轉換。而且，在上轉換之前對該信號進行積分，導致更清楚的上轉換信號。備選地，來自輸入i叩和inm的電壓信號在跨導放大器中被轉換成電流并且在基帶輸出bbip和bbim處被視為經(jīng)過頻率下轉換和積分后的同相微分電壓信號以及在基帶輸出bbqp和bbqm處被視為經(jīng)過頻率下轉換和積分后的正交微分電壓信號。圖11B示出了本發(fā)明的這個實施例。圖IIB示出了使用兩個阻抗傳遞電路1106、1108的正交下轉換三角積分調制器。電路包括與第一阻抗傳遞電^各的電容器并聯(lián)連接的電阻器1122和1124。該設備進一步包括對應地用于I和Q分支的第一積分器1110和1112以及第二積分器1114和1116。該設備包括反饋環(huán)路中的兩個混頻模式梳狀濾波器1118、1120。參考圖2和圖8,代替通過將輸入電阻器二等分來重新排列第一積分器輸入，通過將電容器添加到所創(chuàng)建的節(jié)點并且將修改后的D/A轉換器輸出移到這個節(jié)點，反饋信號可以首先被上轉換到射頻。可以用第一阻抗傳遞電路在射頻來執(zhí)行輸入信號求和以及窄帶RC濾波并且信號可以被下轉換回到基帶頻率進入第一積分器1110、1112求和節(jié)點。因而，與圖8的三角積分調制器的解決方案相比，可以修改兩個這樣的調制器，以使得從第一積分器中移除輸入電阻器和反饋D/A轉換器。修改的反饋信號通過微分電流輸出平均梳狀濾波器D/A轉換器1118、1120饋送給第一阻抗傳遞電路1106的電容器C1…C4。第一阻抗傳遞電路1106的切換序列(圖11C中所述)使反饋信號被混頻到達到第一傳遞阻抗電路1106的i夸導方文大器Gml的輸出的本地振蕩器頻率。第二阻抗傳遞電路1108將輸入信號和反饋信號從本地振蕩器頻率混頻回到基帶。圖11B的解決方案由于第一阻抗傳遞電路的性能而在輸入處不需要單獨的RC電路。阻抗傳遞電路在基帶中執(zhí)行可與RC網(wǎng)絡低通濾波相比的帶通濾波。圖11C示出了阻抗傳遞電路和時鐘信號(即，用于圖11A中的同相分支的上轉換信號loip和loim以及同樣在正交路徑loqp、loqm中的信號)的切換布置的切換序列。圖12是示出了本發(fā)明實施例的流程圖。在步驟1200中，三角積分A/D轉換器在其輸入接收模擬信號。A/D轉換器包括反饋環(huán)路。在步驟1202中，開始模擬信號到數(shù)字形式的轉換。在步驟1204中，用以混頻模式梳狀濾波器實現(xiàn)的D/A轉換器來對三角積分A/D轉換器的反饋環(huán)路信號的信號進行預失真。在步驟1206中，消除預失真并且用在A/D轉換器的輸入處的模擬濾波器來濾波A/D轉換器的輸入信號。在一個實施例中，模擬濾波器用RC電路實現(xiàn)。在一個實施例中，混頻模式梳狀濾波器和模擬濾波器的傳遞函數(shù)在低于三角積分A/D轉換器的信號傳遞函數(shù)的拐角頻率的頻率處彼此抵消。在一個實施例中，混頻模式梳狀濾波器的電流輸出D/A轉換器被電壓輸出D/A轉換器取代。圖13A、圖13B和圖13C示出了可能的D/A轉換器的示例。圖13A示出了簡單微分電流導引轉換器。圖13B示出了pus-pull微分電流導引轉換器。圖13C示出了微分阻抗D/A轉換器。圖13C的電壓輸出D/A轉換器包括執(zhí)行模擬求和的電阻器1300。當電壓輸出D/A轉換器用在梳狀濾波器中時，轉換器的輸出電壓被反相。例如，這可以通過交叉連接微分輸出來執(zhí)行。同樣，如本領域技術人員所知，還可以使用其他方法。權利要求1.一種設備，包括數(shù)模轉換器，用連接在從模數(shù)轉換器的輸出至所述模數(shù)轉換器的輸入的反饋環(huán)路中的混頻模式梳狀濾波器來實現(xiàn)，其中，所述數(shù)模轉換器被配置成對反饋信號進行預失真；以及在所述模數(shù)轉換器的輸入處的模擬濾波器，其中，所述模擬濾波器被配置成消除所述反饋信號的所述預失真。2.根據(jù)權利要求1所述的設備，其中，所述混頻模式梳狀濾波器和所述模擬濾波器的傳遞函數(shù)在比所述模數(shù)轉換器的信號傳遞函數(shù)的拐角頻率低的頻率處彼此抵消。3.根據(jù)權利要求1所述的設備，其中，所述混頻模式梳狀濾波器包括第一電流輸出數(shù)模轉換器，其與延遲元件和第二電流輸出數(shù)模轉換器并聯(lián)。4.根據(jù)權利要求1所述的設備，其中，所述混頻模式梳狀濾波器包括具有模擬求和的第一電壓輸出數(shù)模轉換器，其與延遲元件和具有相反輸出極性和模擬求和的第二電壓輸出數(shù)模轉換器并聯(lián)。5.根據(jù)權利要求1所述的設備，其中，所述混頻模式梳狀濾波器包括用于構造第一N抽頭平均有限脈沖響應濾波器的、連接起來的N個具有模擬求和的數(shù)模轉換器，該濾波器與延遲元件以及用于構造第二N抽頭平均有限脈沖響應濾波器的、連接起來的N個具有模擬求和的數(shù)模轉換器并聯(lián)，其中，N是大于一的整數(shù)。6.根據(jù)權利要求5所述的設備，其中，所述第一N抽頭平均有限脈沖響應濾波器的所述N個數(shù)模轉換器具有相等的電流輸出電平并且所述第二N抽頭平均有限脈沖響應濾波器的所述N個數(shù)模轉換器具有相等的電流輸出電平。7.根據(jù)權利要求5所述的設備，其中，所述第一N抽頭平均有限脈沖響應濾波器的所述N個電流輸出數(shù)模轉換器和所述第二N抽頭平均有限脈沖響應濾波器的所述N個電流輸出數(shù)模轉換器具有不等的電流輸出電平和相反的電流方向。8.根據(jù)權利要求1所述的設備，其中，所述模擬濾波器是電阻器-電容器電路。9.一種方法，包括以用混頻模式梳狀濾波器實現(xiàn)的數(shù)模轉換器來對三角積分模數(shù)轉換器的反饋環(huán)路的信號進行預失真；以及消除預失真并且用在所述模數(shù)轉換器的輸入處的模擬濾波器來對所述模數(shù)轉換器的輸入信號進行濾波。10.根據(jù)權利要求9所述的方法，其中，所述混頻模式梳狀濾波器和所述模擬濾波器的傳遞函數(shù)在比所述三角積分模數(shù)轉換器的信號傳遞函數(shù)的拐角頻率低的頻率處彼此抵消。11.根據(jù)權利要求9所述的方法，進一步包括用第一電流輸出數(shù)模轉換器來對所述反饋環(huán)路的信號進行預失真，該第一電流輸出數(shù)模轉換器與延遲元件和第二電流輸出數(shù)模轉換器并聯(lián)。12.根據(jù)權利要求9所述的方法，進一步包括用具有模擬求和的第一電壓輸出數(shù)模轉換器來對所述反饋環(huán)路的信號進行預失真，該第一電壓輸出數(shù)模轉換器與延遲元件和具有相反的輸出極性和模擬求和的第二電壓輸出數(shù)模轉換器并聯(lián)。13.根據(jù)權利要求9所述的方法，進一步包括使用連接起來的N個電流輸出數(shù)模轉換器所構造的第一N抽頭平均有限脈沖響應濾波器來對所述反饋環(huán)路的信號進行預失真，所述濾波器與延遲元件和連接起來的N個電流輸出數(shù)模轉換器所構造的第二N抽頭平均有限脈沖響應濾波器并聯(lián)，N是大于一的整數(shù)。14.根據(jù)權利要求9所述的方法，進一步包括'.使用連接起來的N個具有模擬求和的電壓輸出數(shù)模轉換器所構進行預失真，所述濾波器與延遲元件和連接起來的N個具有相反輸出極性以及具有模擬求和的電壓輸出數(shù)模轉換器所構造的第二N抽頭平均有限脈沖響應濾波器并聯(lián)，N是大于一的整數(shù)。15.—種設備，包括數(shù)模轉換器，用連接在從模數(shù)轉換器的輸出至所述模數(shù)轉換器的輸入的反饋環(huán)路中的混頻模式梳狀濾波器來實現(xiàn)，其中，所述數(shù)模轉換器被配置成對反饋信號進行預失真；以及在所述模數(shù)轉換器的輸入處的模擬濾波器，其中，所述模擬濾波器被配置成消除所述反饋信號的所述預失真。16.—種設備，包4舌串聯(lián)連接的第一電路和第二電路，其中第一電路包括跨導放大器、以及串聯(lián)連接的切換電路和阻抗電路，其中，所述第一電路的輸入是模擬信號，以及第二電路包括跨導放大器、以及串聯(lián)連接的切換電路，其中，所述第二電路的輸入是所述第一電路的所述跨導放大器的輸出信號；兩個三角積分模數(shù)轉換器，包括至少兩個積分器級，連接至所述第二電路的所述切換電路；以及兩個反饋混頻模式數(shù)模轉換器，其輸入連接至所述三角積分模數(shù)轉換器的輸出以及在所述第一電路的所述切換電路與所述阻抗電路之間的輸出，其中所述第一電路的所述切換電路被配置成將所述第一電路的所述阻抗電路的阻抗從基帶切換到本地振蕩器頻率，所述第二電路被配置成執(zhí)行從所述本地振蕩器頻率到所述基帶的正交向下^^頻，以及所述第一電路的所述切換電路和所述阻抗電路被配置成將來自所述兩個反饋混頻模式數(shù)模轉換器的信號上轉換到所述本地振蕩器頻率。17.—種設備，包括數(shù)模轉換裝置，用連接在從模數(shù)轉換裝置的輸出至所述模數(shù)轉換裝置的輸入的反饋環(huán)路中的混頻模式梳狀濾波器來實現(xiàn)，其中，所述數(shù)模轉換裝置用于對反饋信號進行預失真；以及在所述模數(shù)轉換裝置的輸入處的模擬濾波裝置，其中，所述模擬濾波裝置用于消除所述反饋信號的所述預失真。18.—種設備，包括數(shù)模轉換裝置，用連接在從模數(shù)轉換裝置的輸出至所述模數(shù)轉換裝置的輸入的反饋環(huán)路中的混頻模式梳狀濾波器來實現(xiàn)，其中，所述數(shù)模轉換裝置用于對反饋信號進行預失真；以及在所述模數(shù)轉換裝置的輸入處的模擬濾波裝置，其中，所述模擬濾波裝置用于消除所述反饋信號的所述預失真。19.一種設備，包括串聯(lián)連接的第一電路裝置和第二電路裝置，其中第一電路裝置包括跨導放大裝置、以及串聯(lián)連接的切換裝置和阻抗裝置，其中，所述第一電路裝置的輸入是模擬信號，以及第二電路裝置包括跨導放大裝置、以及串聯(lián)連接的切換裝置，其中，所述第二電路裝置的輸入是所述第一電路裝置的所述跨導放大裝置的輸出信號；兩個三角積分模數(shù)轉換裝置，包括至少兩個積分器級，連接至所述第二電路裝置的所述切換裝置；以及兩個反饋混頻模式數(shù)模轉換裝置，其輸入連接至所述三角積分模數(shù)轉換裝置的輸出以及在所述第一電路裝置的所述切換裝置與所述阻抗裝置之間的輸出，其中所述第一電路裝置的所述切換裝置被配置成將所述第一電路裝置的所述阻抗裝置的阻抗從基帶切換到本地振蕩器頻率，所述第二電路裝置被配置成執(zhí)行從所述本地振蕩器頻率到所述基帶的正交下混頻，以及所述第一電路裝置的所述切換裝置和所述阻抗裝置被配置成將來自所述兩個反饋混頻模式數(shù)模轉換裝置的信號上轉換到所述本地振蕩器頻率。全文摘要一種三角積分A/D轉換器包括用以連接在反饋環(huán)路的形式從A/D轉換器的輸出至A/D轉換器的輸入的反饋環(huán)路中的混頻模式梳狀濾波器來實現(xiàn)的D/A轉換器。D/A轉換器被配置成對反饋信號進行預失真。轉換器還包括在A/D轉換器的輸入處的模擬濾波器。模擬濾波器被配置成消除反饋信號的預失真。文檔編號H03M3/02GK101675592SQ200880014113公開日2010年3月17日申請日期2008年4月29日優(yōu)先權日2007年4月30日發(fā)明者K·科里申請人:諾基亞公司