專利名稱：雙反饋差分回路的單端輸出型d類放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明關(guān)于一種單端輸型D類放大器，尤指一種雙反饋差分回路的單端輸出型D 類放大器。
背景技術(shù)：
一般來說，輸出級的放大電路概包含有A類、B類、AB類及D類等放大器，早期較常 見的為AB類放大器，但隨著半導(dǎo)體加工技術(shù)的成熟，具有較低消耗功率的D類放大器漸為常見。D類放大器與AB類放大器最大差異即是輸出脈寬調(diào)變信號推動(dòng)電感性負(fù)載，而 非以線性信號推動(dòng)；其中該脈寬調(diào)變信號包含有聲音信號以及脈寬調(diào)變開關(guān)信號和諧波信 號。由于D類放大器輸出脈寬調(diào)變信號，使得輸出級開關(guān)電路的各開關(guān)自高阻抗切換至極 低阻抗，且導(dǎo)通時(shí)間短，使得導(dǎo)通電流流經(jīng)導(dǎo)通電阻時(shí)間相對縮短，而較AB類放大器更有 效率，且消耗功率更小。請參閱圖5所示，為一種現(xiàn)有開回路的單端輸出型D類放大器70，該D類放大器70 包含有一增益放大器71、一 PWM調(diào)變器72、一振蕩器73、一邏輯電路74及一半橋電路75。 其中該增益放大器71輸入端Vi連接一外部模擬聲音信號，并將該外部模擬聲音信號予以 放大后，如圖7所示，放大的聲音信號(V)經(jīng)對應(yīng)的PWM調(diào)變器72依據(jù)振蕩器輸出的振蕩 信號(S2)輸出脈寬調(diào)變信號(P，N)，通過邏輯電路74依據(jù)脈寬調(diào)變信號控制半橋電路75 啟閉，由于該半橋電路供外部電感性負(fù)載60連接，該電感性負(fù)載60即可還原出聲音信號。由于該振蕩器輸出的振蕩信號頻率高，以20Hz至20KHz的聲音信號為例，其配合 采用的振蕩信號為350KHz。請參閱圖6所示，該P(yáng)WM調(diào)變器72將放大后的聲音信號加入高 頻振蕩信號進(jìn)行脈寬調(diào)變信號(DO)的脈寬調(diào)變，故能將包含在放大后的聲音信號(Si)中 的噪聲(Ni)推至高頻段，由于該噪聲(Ni)被移頻至較高頻段，而聲音數(shù)據(jù)(Si)則保留在 低頻段中，故D類放大器70輸出至電感性負(fù)載60的前可通過該低通濾波器80的特性81， 將高頻的噪聲(Ni)濾除。由于上述單端輸出型D類放大器70雖能通過調(diào)變技術(shù)將噪聲移頻至高頻段，但必 須再配合一高階低通濾波器80才能將高頻段的噪聲加以濾除，造成使用單端輸出端型D類 放大器電路的整體體積無法小型化。再者，由于增益放大器71及PWM調(diào)變器72均分別使 用放大器元件，而放大器本身的噪聲基準(zhǔn)(NoiseFloor)又屬于動(dòng)態(tài)噪聲的一種，因此當(dāng)聲 音信號輸入至該增益放大器71時(shí)，該動(dòng)態(tài)噪聲會(huì)并入放大后的聲音信號中，造成最后輸出 信號的總諧波失真加信噪比(THD+N)與信號失真噪聲比(SDNR)不佳。因此，目前已有一種閉反饋回路的單端輸出型D類放大器70a推出，請配合參閱圖 8所示，其包含有一信號放大器71，包含有一模擬輸入端(Vi)，供模擬聲音信號輸入；一比較器72，其一輸入端連接至該信號放大器71的輸出端，另一輸入端則連接一 振蕩器73，將放大的聲音信號與振蕩信號比對后，以輸出脈寬調(diào)變信號；
一邏輯電路74，連接至該比較器72的輸出端，依據(jù)脈寬調(diào)變信號輸出驅(qū)動(dòng)信號；一半橋電路75，由一上側(cè)開關(guān)電路751及一下側(cè)開關(guān)電路752組成，其中該上側(cè)及 下側(cè)開關(guān)電路751，752的控制端均連接至該邏輯電路74的輸出端，以接受驅(qū)動(dòng)信號而決定 上側(cè)及下側(cè)開關(guān)電路751，752的啟閉，又該半橋電路75的上側(cè)開關(guān)電路751及下側(cè)開關(guān)電 路752的串聯(lián)節(jié)點(diǎn)為D類放大器的輸出端(Do)，故可供一電感性負(fù)載60連接；及一階反饋電路711，連接該半橋電路75的串聯(lián)節(jié)點(diǎn)與信號放大器71的模擬輸入端 (Vi)。上述D類放大器70a包含有一階反饋電路71，可將增益放大器本身放大器噪聲、參 考電壓噪聲、增益/頻寬乘積限制以及含三角波生器的非線性值的反饋輸出信號等非線性 項(xiàng)(non-linear terms)予以消除，然而，上述一階反饋回路僅由單一信號放大器將聲音信 號予以合成后作放大，因此整體的開回路增益相當(dāng)有限。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒上述問題，本發(fā)明的主要目的提供一種雙反饋差分回路的單端輸出型D類放 大器，能提供更佳的噪聲失真信號比。為達(dá)到上述目的，本發(fā)明提供一種雙反饋差分回路的單端輸出型D類放大器，該 單端輸出型的D類放大器的單端輸出端連接有一反向器，以提供一組差分輸出信號端；其 中該D類放大器包含有一增益調(diào)整電路、二階積分器、二比較器、一邏輯電路及一半橋電 路；其中該二階積分器包含有一第一差分放大器，包含有一正向輸入端、一反向輸入端、一反向差分輸出端及一 正向差分輸出端，其中該正向輸入端連接至該增益調(diào)整電路，以調(diào)整該第一差分放大器的 增益；二第一 RC電路，分別連接于D類放大器的差分輸出信號端與該第一差分放大器的 正向及反向輸入端之間，構(gòu)成二組第一階積分電路；一第二差分放大器，包含有一正向輸入端、一反向輸入端，其中該正向輸入端連接 至該第一差分放大器的正向差分輸出端，而該反向輸入端則連接至該第一差分放大器的反 向差分輸出端；及二第二 RC電路，分別連接于D類放大器的差分輸出信號端與該第二差分放大器的 正向及反向輸入端之間，構(gòu)成二組第二階積分電路。由于單端輸出型D類放大器僅有單一輸出端供電感性負(fù)載連接，故本發(fā)明將該反 向器連接至該單一輸出端，令D類放大器提供一組差分輸出信號端，而能設(shè)計(jì)全差分電路， 并配合二階積分器構(gòu)成二階回饋電路，以幫助第一及第二差分放大器本身的噪聲等非線性 元件能更快速衰減，并且能提供更高的高頻衰減值，提高整體的噪聲失真噪聲比；再者，本 發(fā)明D類放大器差分輸出信號經(jīng)過二級增益處理后可以得更精細(xì)的修正。綜上所述，本發(fā)明的有益效果在于，除了將全差分電路設(shè)計(jì)在單端輸出型D類放 大器外，更將第一及第二差分放大器納入二階回饋系統(tǒng)中，而能有效消除非線性元件消除， 而令整個(gè)D類放大器全線性化，而相對得到更好的總諧波失真加噪聲比(THD+N)效能。本發(fā)明次一目的為提供一種可大幅降低電磁干擾的單端輸出型D類放大器，意即 上述半橋開關(guān)電路的高側(cè)開關(guān)組與低側(cè)開關(guān)組再分成二組第一及第二子半橋電路，其中第
4一子半橋電路的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量多于第二子半橋電路的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量，其中第一及 第二子半橋電路的串聯(lián)節(jié)點(diǎn)連接至D類放大器的單輸出端。令上述邏輯電路輸出四組脈寬 調(diào)變信號至本發(fā)明的半橋電路，其中第二子半橋電路的驅(qū)動(dòng)方式不變，惟邏輯電路產(chǎn)生驅(qū) 動(dòng)第一子半橋電路二組的脈寬調(diào)變信號的邏輯運(yùn)算式為W =N2-X ；Pl = H^，其中X及 N2為差分輸出信號端的差分信號與三角波信號比較后的數(shù)值。由此邏輯運(yùn)算式可知，當(dāng)D 類放大器的差分輸出端無輸出時(shí)，X及N2會(huì)完全相同，使得無脈寬調(diào)變信號輸出至第一子 半橋電路，因此本發(fā)明即能讓開關(guān)數(shù)量多的第一子半橋電路在無信號輸出時(shí)不作動(dòng)；而在 D類放大器有信號輸出時(shí)，第一子半橋電路的高/低側(cè)開關(guān)組的其中一組有動(dòng)作；因此，能 有效降低半橋電路的切換損失及輸出切換回轉(zhuǎn)率(output switch slew rate)，可降低整 體D類放大器的EMI值。


圖1為本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的電路方塊圖；圖2為圖1輸出放大聲音信號的頻域圖；圖3為本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的電路方塊圖；圖4A、圖4B為圖3的波形圖；圖5為一種開回路的單端輸出型D類放大器電路方塊圖；圖6為圖5輸出放大聲音信號的頻域圖；圖7為圖5的波形圖；圖8為一種閉回路的單端輸出型D類放大器電路方塊圖。附圖標(biāo)記說明IOUOa-D類放大器；11_增益調(diào)整電路；20-第一差分放大器；21-第一 RC電路； 22-第二差分放大器；23-第二 RC電路；30-比較器；31-比較器；32-三角波產(chǎn)生器；40、 40a-邏輯電路；50-橋式電路；50a-第二子半橋電路；50b_第一子半橋電路；51-高側(cè)開關(guān) 組；52-低側(cè)開關(guān)組；60-電感性負(fù)載；70、70a-D類放大器；701-差分放大器；71-增益放大 器；72-PWM調(diào)變器；73-振蕩器；74-邏輯電路；75-半橋開關(guān)；751-高側(cè)開關(guān)組；752-低側(cè) 開關(guān)組；80-低通濾波器。
具體實(shí)施例方式請參閱圖1所示，為本發(fā)明雙反饋差分回路的單端輸出型D類放大器10 —較佳實(shí) 例施例的電路方塊圖，其包含有一增益調(diào)整電路11、二階積分器、二比較器30，31、一邏輯 電路40、一半橋電路50及一反向器24，其中該半橋電路50包含有二相串接的一高側(cè)開關(guān) 組51及一低側(cè)開關(guān)組52，其串聯(lián)節(jié)點(diǎn)即為D類放大器單輸出端(Do)；又，該單端輸出型D 類放大器的單端輸出端(Do)連接該反向器24，以提供一組差分輸出信號端(Do+，D0-)。其 中該二階積分器包含有一第一差分放大器20，包含有一正向輸入端(+)、一反向輸入端(_)、一反向差分 輸出端(-)及一正向差分輸出端(+)，其中該正向輸入端(+)連接至該增益調(diào)整電路11，以 調(diào)整該第一差分放大器20的增益；二第一 RC電路21，分別連接至差分輸出信號端(Do+，D0-)與該第一差分放大器20的正向及反向輸入端(+，-)之間，構(gòu)成二組第一階積分電路；一第二差分放大器22，包含有一正向輸入端(+)、一反向輸入端(_)，其中該正向 輸入端(+)連接至該第一差分放大器20的正向差分輸出端(+)，而該反向輸入端(_)則連 接至該第一差分放大器20的反向差分輸出端(-)；及二第二 RC電路23，分別連接于差分輸出信號端(Do+，D0-)與該第二差分放大器 22的正向及反向輸入端之間，構(gòu)成二組第二階積分電路。本發(fā)明將該反向器24連接至該單一輸出端(DO)，使單端輸出型D類放大器10提 供一組差分輸出信號端(Do+，D0-)，而構(gòu)成一個(gè)全差分電路，并配合二階積分器構(gòu)成二階回 饋電路，幫助第一及第二差分放大器20，22本身的噪聲等非線性元件能更快速衰減，如圖2 所示，并且能提供更高的高頻衰減值，提高整體的噪聲失真噪聲比(SDNR)；再者，本發(fā)明D 類放大器10差分輸出信號(Do+，D0-)經(jīng)過二級增益處理后可以得更精細(xì)的修正；因此，本 發(fā)明除了將全差分電路設(shè)計(jì)在單端輸出型D類放大器外，也將第一及第二差分放大器20， 22納入二階回饋系統(tǒng)中，而能有效消除非線性元件消除，而令整個(gè)D類放大器全線性化，而 相對得到更好的總諧波失真加噪聲比(THD+N)效能。再者，全差分電路架構(gòu)的單端輸出型 D類放大器能提高電源紋波抑制比(power supply rejection ration ;PSRR)、共模拒斥比 (common mode rejection)及抗噪聲串?dāng)_(crosstalk noiserejection)。再請參閱圖3所示，為本發(fā)明單端輸出型D類放大器10a的第二較佳實(shí)施例，其大 多結(jié)構(gòu)與第一較佳實(shí)施例相同，但是該半橋電路50的高側(cè)開關(guān)組與低側(cè)開關(guān)組再進(jìn)一步 分成二組第一及第二子半橋電路50a，50b，其中第一子半橋電路50a的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量多 于第二子半橋電路50b的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量，其中第一及第二子半橋電路50a，50b的串聯(lián) 節(jié)點(diǎn)連接至D類放大器的單輸出端(Do)。其中該第一子半橋電路50a的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量 為第二子半橋電路50b的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量的3至5倍。再者，本實(shí)施例的邏輯電路40a增加產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)第一子半橋電路50a 二組的脈寬調(diào) 變信號的邏輯運(yùn)算式，分別為附=N2-X及Pl = Y^Nl ,其中X及N2為差分輸出信號端的 差分信號與三角波信號比較后的數(shù)值。請配合圖4A所示，由于雙反饋差分回路設(shè)計(jì)，當(dāng)D類放大器10輸出大信號時(shí)，本 發(fā)明的二組比較器30，31會(huì)取得差分信號(V-，V+)，并分別與三角波信號(S2)進(jìn)行比較，以 輸出第二子半橋電路50b的二組脈寬調(diào)變信號(N2，P2)及一組參考脈寬調(diào)變信號(X)。當(dāng) 邏輯電路40接收到此N2，P2兩組脈寬調(diào)變信號后會(huì)直接輸出至第二子半橋電路50b，再依 據(jù)參考脈寬調(diào)變信號(X)及其中一組脈寬調(diào)變信號(N2)帶入上述邏輯運(yùn)算式，輸出第一子 半橋電路的二組脈寬調(diào)變信號(N1，P1)。誠如本圖所示，當(dāng)D類放大器IOa有信號輸出時(shí)， 第一子半橋電路50a的高側(cè)開關(guān)組及低側(cè)開關(guān)組僅其中一組有動(dòng)作。再如圖4B所示，當(dāng)D類放大器IOa單輸出端(Do)無輸出時(shí)，X及N2會(huì)完全相同， 使得無脈寬調(diào)變信號輸出至第一子半橋電路50a，即m呈低電位而Pl呈高電位，令第一子 半橋電路50a的高側(cè)開關(guān)及低側(cè)開關(guān)均關(guān)閉不導(dǎo)通。因此，本發(fā)明即能讓開關(guān)數(shù)量多的第 一子半橋電路50a在無信號輸出時(shí)不作動(dòng)，而在D類放大器IOa有信號輸出時(shí)，第一子半橋 電路50a的高側(cè)開關(guān)組及低側(cè)開關(guān)組僅其中一組有動(dòng)作；因此，能有效降低半橋電路的切 換損失及輸出切換回轉(zhuǎn)率(output switch slew rate)，可降低整體D類放大器的EMI值。以上對本發(fā)明的描述是說明性的，而非限制性的，本專業(yè)技術(shù)人員理解，在權(quán)利要求限定的精神與范圍之內(nèi)可對其進(jìn)行許多修改、變化或等效，但是它們都將落入本發(fā)明的 保護(hù)范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
一種雙反饋差分回路的單端輸出型D類放大器，其特征在于，該D類放大器單端輸出端連接有一反向器，以提供一組差分輸出信號端；該D類放大器包含有一增益調(diào)整電路、二階積分器、二比較器、一邏輯電路及一半橋電路；該二階積分器包含有一第一差分放大器，包含有一正向輸入端、一反向輸入端、一反向差分輸出端及一正向差分輸出端，其中該正向輸入端連接至該增益調(diào)整電路，以調(diào)整該第一差分放大器的增益；二第一RC電路，分別連接于D類放大器的差分輸出信號端與該第一差分放大器的正向及反向輸入端之間，構(gòu)成二組第一階積分電路；一第二差分放大器，包含有一正向輸入端、一反向輸入端，該正向輸入端連接至該第一差分放大器的正向差分輸出端，而該反向輸入端則連接至該第一差分放大器的反向差分輸出端；及二第二RC電路，分別連接于D類放大器的差分輸出信號端與該第二差分放大器的正向及反向輸入端之間，構(gòu)成二組第二階積分電路。
2.如權(quán)利要求1所述的雙反饋差分回路的單端輸出型D類放大器，其特征在于，該半橋 開關(guān)電路的高側(cè)開關(guān)組與低側(cè)開關(guān)組再分成二組第一及第二子半橋電路，其中第一子半橋 電路的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量多于第二子半橋電路的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量，其中第一及第二子半 橋電路的串聯(lián)節(jié)點(diǎn)連接至該D類放大器的單輸出端。
3.如權(quán)利要求2所述的雙反饋差分回路的單端輸出型D類放大器，其特征在于，該邏 輯電路輸出四組脈寬調(diào)變信號至該半橋電路的第一及第二子半橋電路，該邏輯電路產(chǎn)生驅(qū) 動(dòng)第一子半橋電路二組的脈寬調(diào)變信號的邏輯運(yùn)算式為W = N2-X -,Pl = X-Nl，其中X及 N2為該差分輸出信號端的差分信號與三角波信號比較后的數(shù)值。
4.如權(quán)利要求2或3所述之雙反饋差分回路之單端輸出型D類放大器，其特征在于，該 第一子半橋電路的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量為第二子半橋電路的高/低側(cè)開關(guān)數(shù)量的3至5倍。
全文摘要
本發(fā)明關(guān)于一種雙反饋差分回路的單端輸出型D類放大器，包含有一增益放大器、一二階噪聲濾除電路、二比較器、一邏輯電路、二半橋電路及一反相器；其中二組半橋電路配合反相器制作出相位互補(bǔ)的差分信號，再以配合二階噪聲濾除電路將正向及反向的輸出信號與放大器及增益放大器構(gòu)成雙反饋差分回路，讓輸出信號的噪聲能以消除，并提供更佳的信號失真噪聲比(SDNR)值。
文檔編號H03F3/45GK101944887SQ20091015783
公開日2011年1月12日 申請日期2009年7月7日 優(yōu)先權(quán)日2009年7月7日
發(fā)明者趙堯主 申請人:德信科技股份有限公司