專利名稱：具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明關(guān)于鎖相回路的技術(shù)領(lǐng)域，尤指一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在無線接收系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)一可提供電視接收器、WiMax接收器等廣泛適應(yīng)性頻率合成器是一種艱巨的挑戰(zhàn)。對(duì)頻率合成器的每一輸出頻率，頻率合成器的參數(shù)(例如輸入信號(hào)的頻率、乘法因數(shù)等)必須精確調(diào)整以使相位噪聲(phase noise)減至最小并維持頻率合成器的穩(wěn)定。
在頻率合成器中，回路頻寬(loopbandwidth)用于描述頻率合成器的反應(yīng)速率，回^^頻寬較佳為參考頻率的1/20。阻尼因子(dampingfactor)用于描述頻率合成器的穩(wěn)定性，阻尼因子較佳接近l。前述系統(tǒng)參數(shù)是相關(guān)于特定電路參數(shù)，例如電荷泵(Chargepump)電流、及濾波器的電阻，因此回^各頻寬及阻尼因子會(huì)因輸入頻率、輸出頻率、乘法因數(shù)而改變。
由于多樣性的輸出頻率及乘法因數(shù)，可針對(duì)不同的應(yīng)用而設(shè)計(jì)不同的鎖相回^各，然而，此種方法不^f叉增加管理上的麻煩，也需對(duì)不同的鎖相回^各進(jìn)行設(shè)計(jì)及測試而增加開發(fā)成本。另一解決方法是在同一鎖相回路使用復(fù)雜的電路及演算法以適應(yīng)多樣性的輸出頻率及乘法因數(shù)，亦即設(shè)計(jì)單 一 鎖相回路
可應(yīng)用于不同的集成電路中。在此種設(shè)計(jì)中，回路頻寬及阻尼因子需能自動(dòng)調(diào)整以適應(yīng)不同應(yīng)用中的多樣性的輸入頻率、輸出頻率及乘法因數(shù)。
適應(yīng)性的鎖相回路可調(diào)整其參數(shù)以適應(yīng)不同的輸出頻率及乘法因數(shù)。適應(yīng)性的鎖相回路可達(dá)到 一 固定的頻寬至參考頻率比(bandwidth-to-referencefrequency ratio)及一固定的阻尼因子，且與制程、使用電壓、及溫度無關(guān)。
6此特性可讓頻寬為參考頻率的 一設(shè)計(jì)的分?jǐn)?shù)，通過調(diào)整此分?jǐn)?shù)以降低電壓控
制振蕩器(Voltage Controllable Oscillator, VCO)的相位噪聲，而達(dá)到對(duì)鎖相回路輸出相位噪聲的最佳化。
圖1是一現(xiàn)有鎖相回路100的方塊圖，其包含一相位檢測器(PhaseDetector)110、 一電荷泵(Charge Pump) 120、 一濾波器130、 一電壓控制振蕩器140、及一除頻裝置150。當(dāng)鎖相回路100鎖定時(shí)，該鎖相回路100所產(chǎn)生信號(hào)CK。^的頻率為參考信號(hào)CX,的頻率的N倍。
圖2是一現(xiàn)有鎖相回路100相位域(Phase Domain)的方塊圖。其中，在相位域時(shí)，該相位;險(xiǎn)測器110、電荷泵120及濾波器130可等效為
&*i^*F(S)，該電壓控制振蕩器140可等效為^。①。為輸出信號(hào)C^^的相位，O,為參考信號(hào)CX，的相位。因此，傳遞函數(shù)(TransferFunction)》可以表示^口下
<formula>formula see original document page 7</formula> (1)
<formula>formula see original document page 7</formula>其中，^及《可以表示如下;=^*"* C0*R2*c (2)
為回路頻寬(loop bandwidth), f為阻尼因子。 一般應(yīng)用會(huì)使/^正比于/V值，如此減少受A/值變化的影響，但是通常產(chǎn)品的要求需l及阻尼因
"朋F
子《為定值。由公式(2)可知，l并非常數(shù)，且回路頻寬^及阻尼因子-為鎖相回路100電路參數(shù)的函數(shù)。
同時(shí)，鎖相回路所需提供的頻率范圍必須夠?qū)拸V，舉例來說，視訊處理
器所需的頻率可能會(huì)到10 100MHz,然而音訊處理器所需的頻率為幾百KHz，其相對(duì)的處理器會(huì)須高達(dá)500MHz lGHz的頻率，如此其輸出頻率范圍會(huì)高達(dá) 3000-10000 倍(VCO 輸出頻率可調(diào)整的倍凄史，ex:1000M/100kHz=10000)。由于多樣性的輸出頻率，故需針對(duì)不同的應(yīng)用而設(shè)計(jì)不同的鎖相回路，此種方法不僅增加管理上的麻煩，亦需對(duì)不同的鎖相回路進(jìn)行設(shè)計(jì)及測試而增加開發(fā)成本。另一解法是設(shè)計(jì)一單一鎖相回路可應(yīng)用于不同的集成電路中，但如何設(shè)計(jì)出寬頻帶的鎖相回路乃是一 大挑戰(zhàn)。
當(dāng)頻率的要求被滿足，另一更大的挑戰(zhàn)在于鎖相回路輸出頻率的純度，以特性化的規(guī)格來看就是輸出的抖動(dòng)(Jitter)或者稱為相位噪聲(PhaseNoise)。
鎖相回路可以產(chǎn)生干凈且穩(wěn)定的時(shí)鐘脈沖，但噪聲卻會(huì)影響時(shí)脈的穩(wěn)定性。通過測量鎖相回路輸出的抖動(dòng)量(Jitter)，可以判斷噪聲影響的程度。常見的抖動(dòng)如下l.相對(duì)性周期抖動(dòng)(Cycle-to-Cycle Jitter); 2.周期性抖動(dòng)(Periodic Jitter); 3.累積性抖動(dòng)(Long-Term Jitter)。
系統(tǒng)長時(shí)間運(yùn)作后，則累積性抖動(dòng)會(huì)對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生較大影響。累積性抖動(dòng)常會(huì)使系統(tǒng)的工作點(diǎn)漂移。周期性抖動(dòng)是由電荷泵(Charge pump)的不平衡(imbalance)或漏電流所引起，其在輸出信號(hào)與參考信號(hào)產(chǎn)生靜態(tài)的相位偏移。在深次微米技術(shù)中，由于制程縮小，而使漏電流成指數(shù)增加，同時(shí)在低電壓及寬操作范圍需求下，使得現(xiàn)有鎖相回路具有非常高的電壓控制振蕩器調(diào)整靈敏度，而使得周期性抖動(dòng)現(xiàn)象更為嚴(yán)重。累積性抖動(dòng)是由電壓控制振蕩器的相位誤差所引起的，由于相位誤差的累積特性、及前一輸出信號(hào)前沿在時(shí)間軸上變化，使得輸出信號(hào)每一轉(zhuǎn)換時(shí)均會(huì)累積性抖動(dòng)累積增加。由此可知，現(xiàn)有頻率合成系統(tǒng)仍有諸多缺失而有予以改善的必要。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)，使得該頻率合成系統(tǒng)的 一 阻尼因子《及一頻寬至參考頻率比1與一
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可編程除頻裝置的除頻值無關(guān)。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)，其可接收不同的輸入?yún)⒖碱l率而使阻尼因子《及頻寬至參考頻率
比l是一設(shè)計(jì)的定值，以達(dá)到反應(yīng)速度的最佳化及穩(wěn)定度的目的。
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本發(fā)明之再一目的在于提供一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)，以補(bǔ)償一可控式振蕩器選擇輸出 一輸出信號(hào)且該輸出信號(hào)是一寬頻帶的分布時(shí)，會(huì)使得阻尼因子及頻寬至參考頻率比劇烈變動(dòng)的信號(hào)，因而
借由此補(bǔ)償技術(shù)，而使該阻尼因子-及該頻寬至參考頻率比l在寬頻頻率
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合成系統(tǒng)中的不同子頻帶中會(huì)有最佳化的系統(tǒng)反應(yīng)速率及穩(wěn)定度。
本發(fā)明之又一 目的在于提供一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率
合成系統(tǒng)，以讓 一 濾波器能以離散時(shí)間回路濾波器(discrete time loop filter)
實(shí)現(xiàn)，其優(yōu)點(diǎn)在容易以小晶片面積實(shí)現(xiàn)因而容易在集成電路中實(shí)施。
本發(fā)明之再 一目的在于提供一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率
合成系統(tǒng)，使得該具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)具有低抖動(dòng)
特性、寬操作頻帶，并可在低電壓環(huán)境下操作。
9本發(fā)明之另 一 目的在于提供一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)，其中一電容庫控制器是動(dòng)態(tài)設(shè)定電容庫電容值，借此對(duì)每一級(jí)的延遲裝置動(dòng)態(tài)提供更多的負(fù)載電容，以濾除可控式振蕩器更多的相位誤差。
依據(jù)本發(fā)明之一特色，本發(fā)明提出 一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)，包含一檢測器、 一電荷泵、 一濾波器、 一偏壓電路、 一可控式振蕩器、 一差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器、 一可編程除頻裝置、 一電流鏡電路及一補(bǔ)償電路。該檢測器用以接收一輸入信號(hào)與一反饋信號(hào)，根據(jù)其邏輯電平值差異，進(jìn)而產(chǎn)生一檢測信號(hào)。該電荷泵耦合于檢測器，用以依據(jù)該檢測信號(hào)及一補(bǔ)償電流，進(jìn)而產(chǎn)生一控制信號(hào)。該濾波器耦合于該電荷泵，用以依據(jù)該控制信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生一調(diào)整信號(hào)及一電流源電流。該偏壓電路耦合于該濾波器，依據(jù)該調(diào)整信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生一第一偏壓信號(hào)及一第二偏壓信號(hào)。該可控式振蕩器耦合于該偏壓電路，以依據(jù)該第一偏壓信號(hào)及第二偏壓信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生可選擇特定頻率的一差動(dòng)輸出信號(hào)。該差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器耦合于該可控式振蕩器，用以將該差動(dòng)輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為一輸出信號(hào)。該可編程除頻裝置耦合于該可控式振蕩器，用以依據(jù)該輸出信號(hào)產(chǎn)生該反饋信號(hào)。該電流鏡電路接收該電流源電流，用以產(chǎn)生一電流鏡電流。該補(bǔ)償電路依據(jù)該電流鏡電流產(chǎn)生該補(bǔ)償電流，用以補(bǔ)償該電荷泵輸出的控制信號(hào)，以控制該可控式振蕩器選擇該輸出信號(hào)中的 一 阻尼因子及一頻寬至參考頻率比的變動(dòng)。


圖1是一現(xiàn)有鎖相回路的方塊圖。
圖2是一現(xiàn)有鎖相回路相位域的方塊圖。
圖3是本發(fā)明具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)的方塊圖。
圖4是本發(fā)明低通濾波器及偏壓電路的電路圖。
圖5是本發(fā)明振蕩電路的方塊圖。
圖6是本發(fā)明延遲裝置的方塊圖。
圖7是本發(fā)明第一電容庫及第二電容庫的電路圖。圖8是本發(fā)明電流鏡電路的電路圖。
圖9是本發(fā)明該補(bǔ)償電路3卯的電路圖。
圖IO是一現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。
圖11是本發(fā)明寬頻系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。
圖12顯示抖動(dòng)對(duì)信號(hào)影響的示意圖。
圖13是模擬器進(jìn)行模擬電壓控制振蕩器的相位噪聲及抖動(dòng)時(shí)，各參數(shù)的示意圖。
圖14是本發(fā)明電壓控制振蕩器的模擬示意圖。圖15是本發(fā)明均方根抖動(dòng)與電壓控制振蕩器的負(fù)載電容的示意圖。圖16是電壓控制振蕩器零敏度^c。、總負(fù)載電容相對(duì)噪聲濾波電容庫的示意圖。
圖17是相位誤差與電壓控制振蕩器的靈敏度K,的示意圖。
主要元件符號(hào)說明
鎖相回^各100電荷泵120電壓控制振蕩器140頻率合成系統(tǒng)300電荷泵320可控式振蕩器340差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器360
電流4竟電^各380振蕩電路500電容庫控制器520第一電容庫610電容選擇裝置710切換裝置730
相位纟全測器110濾波器130除頻裝置150。檢測器310濾波器330可編程除頻裝置350可編程除頻裝置370補(bǔ)償電路390振蕩器510延遲裝置530第二電容庫620電容720
ii
具體實(shí)施例方式
請(qǐng)參見圖3，其是本發(fā)明具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)300的方塊圖。該具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)300用以依據(jù)一輸入信號(hào)產(chǎn)生一輸出信號(hào)。其包含一檢測器310、 一電荷泵(ChargePump)320、 一濾波器330、 一偏壓電路340、 一可控式振蕩器(ControllableOscillator)350、 一差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器360、 一可編程除頻裝置370、 一電流鏡電路380、及一補(bǔ)償電路3卯。
該檢測器310用以依據(jù)一輸入信號(hào)CK,與一反饋信號(hào)C&,的邏輯電平值差異，產(chǎn)生一檢測信號(hào)。該檢測器310依據(jù)輸入信號(hào)CK，與反饋信號(hào)a^兩者間相位領(lǐng)先或落后的關(guān)系，以調(diào)整該檢測信號(hào)。該;險(xiǎn)測信號(hào)包含一頻率提升信號(hào)(UP信號(hào))及一頻率降低信號(hào)(DN信號(hào))。
當(dāng)輸入信號(hào)C《，的相位落后于反饋信號(hào)CX^的相位時(shí)，該檢測器310輸出一頻率提升信號(hào)(UP信號(hào))以啟動(dòng)該電荷泵3^對(duì)一電容(圖未示)充電，電容的電壓值因充電而上升，而當(dāng)電容的電壓值上升后，可控式振蕩器340的輸出信號(hào)C^^的頻率厶c。也上升，以便補(bǔ)償輸入信號(hào)CK,落后的相位。當(dāng)輸入信號(hào)C尺旨的相位超前反饋信號(hào)C尺^的相位時(shí)，該檢測器310輸出一頻率降低信號(hào)(DN信號(hào))以啟動(dòng)電荷泵320對(duì)電容放電，電容的電壓值因放電而下降，當(dāng)電容的電壓值下降后，可控式振蕩器340之輸出信號(hào)C尺。^的頻率人c。也下降，從而將輸入信號(hào)C^^超前的相位往后拉，以便和反饋信號(hào)Ci^s的相位同相。
電荷泵(Charge pump)320耦合于檢測器310,用以依據(jù)該檢測信號(hào)，產(chǎn)生一控制信號(hào)。
濾波器330耦合于電荷泵320,用以依據(jù)該控制信號(hào)產(chǎn)生一調(diào)整信號(hào)。其中，濾波器330可為離散時(shí)間回路濾波器(discrete time loop filter),且該離
散時(shí)間回路濾波器為 一低通濾波器，該低通濾波器將控制信號(hào)中的高頻成分濾除，以產(chǎn)生調(diào)整信號(hào)及一電流源電流/,。 ^￡。圖4是本發(fā)明低通濾波器330及偏壓電路340的電路圖，該低通濾波器包含一第一電容C1、 一第二電容C2、 一第一開關(guān)裝置SW1、 一運(yùn)算放大器OP、 一第一NMOS管Nl、 一第二NMOS管N2、 一第一PMOS管Pl及一第二PMOS管P2。其中，相對(duì)于圖1中所示具有固定阻值的一電阻與一定電容串聯(lián)，圖4所示的該第二電容C2、該第一開關(guān)裝置SW1、該運(yùn)算放大器OP、該第一NMOS管Nl、該第二NMOS管N2、該第一PMOS管Pl及該第二PMOS管P2構(gòu)成一等效電阻，在此稱為1/gm電阻，其阻值與輸出信號(hào)CK。OT的周期成正比。
如圖4所示，該第二電容C2的一端經(jīng)由一端點(diǎn)FS1連4妾至電荷泵320、第一開關(guān)裝置SW1的一端及運(yùn)算放大器OP的一反相輸入端，第二電容C2的另一端連接至一低電位。該第一開關(guān)裝置SW1的另一端連接至該第一電容C1的一端，該第一電容C1的另一端連接至該低電位。該運(yùn)算放大器OP的一輸出端連接至第一 PMOS管Pl的柵極(Gate)，該第一 PMOS管Pl的源極(Source)連接至一高電位VCC,其漏極(Drain)連接至第二 PMOS管P2的源極。第二 PMOS管P2的柵極連接至該低電位，第二PMOS管P2的漏極連接至運(yùn)算放大器OP的一非反相輸入端、第一 NMOS管Nl的柵極及漏極、第二 NMOS管N2的柵極及漏極，第一 NMOS管Nl的源極及第二 NMOS管N2的源極連接至該低電位。其中，端點(diǎn)FF1連接至下一級(jí)。即調(diào)整信號(hào)是由端點(diǎn)FF1輸出至偏壓電^各340。
偏壓電路340耦合于濾波器330，依據(jù)調(diào)整信號(hào)而產(chǎn)生一第一偏壓信號(hào)(Vbp)及一第二偏壓信號(hào)(Vbn)。該偏壓電路340包含一第三PMOS管P3、一第四PMOS管P3、 一第三NMOS管N3及一第四NMOS管N4。
如圖4所示，該運(yùn)算放大器OP的輸出端連接至第三PMOS管P3的柵極，該第三PMOS管P3的源極連接至一高電位，該第三PMOS管P3的漏極連接至第四PMOS管P4的源極，該第四PMOS管P4的柵極連接至該低電位，第四PMOS管P4的漏極連接至第三NMOS管N3的柵極及漏極、第四NMOS管N4的柵極及漏極，第三NMOS管N3的源極及第四NMOS管N4的源極連接至該^f氐電位。
可控式振蕩器(Controllable Oscillator)350耦合于偏壓電路340,以依據(jù)第一偏壓信號(hào)(Vbp)及第二偏壓信號(hào)(Vbn)產(chǎn)生一差動(dòng)輸出信號(hào)C《(+)、CX(-)。圖5是本發(fā)明可控式振蕩器350的電路圖。
該可控式振蕩器350包含一振蕩電路500，以產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率的差動(dòng)輸出信號(hào)C/C(+) 、 C尺(-)。
圖5是本發(fā)明振蕩電路500的方塊圖。如圖5所示，該振蕩電路500包含一振蕩器510及一電容庫控制器520。
該振蕩器510由復(fù)數(shù)個(gè)的延遲裝置(delay cell)530組成的，以產(chǎn)生該具有可選擇特定頻率的差動(dòng)輸出信號(hào)C尺(+)、 CX(-)。電容庫控制器520連接至該復(fù)數(shù)個(gè)的延遲裝置(delay cel1)530，以控制該振蕩器510的延遲裝置(delaycel1)530，以產(chǎn)生具有可選"^特定頻率的差動(dòng)輸出信號(hào)CX(+)、 CK(-)。
圖6是本發(fā)明延遲裝置530的方塊圖。如圖6所示，每一延遲裝置(delaycell)包含一第五PMOS管P5、 一第六PMOS管P6， 一第七PMOS管P7、一第三對(duì)稱負(fù)載Load3、 一第四對(duì)稱負(fù)載Load4、 一第一電容庫610、及一第二電容庫620。其中第三對(duì)稱負(fù)載包含一第五NMOS管N5及一第六NMOS管N6，第四對(duì)稱負(fù)載包含一第七NMOS管N7及一第八NMOS管N8。
第五PMOS管P5的源極連接至該高電位，其柵極連接至第一偏壓信號(hào)(VBP)。第五PMOS管N5的漏極連接至第六PMOS管P6及第七PMOS管P7的源極。第六PMOS管P6的漏極連接至第五NMOS管的N5漏極及柵極、第六NMOS管N6的漏極。第七PMOS管P7的漏極連接至第八NMOS管N8及的漏極及柵極、第七NMOS管N7的漏極。第六NMOS管N6及第七NMOS管N7的柵極連接至第二偏壓信號(hào)(VBN)。第五、六、七及八NMOS管的源極連接至該低電位。第一電容庫610連接至第五NMOS管的4冊(cè)才及，第二電容庫620連接至第八NMOS管N8的柵極。圖7是本發(fā)明第一電容庫610及第二電容庫620的電路圖。如圖7所示，該第一電容庫610及該第二電容庫620均包含復(fù)數(shù)組電容選擇裝置710，每一組電容選擇裝置710包含N個(gè)電容720及N個(gè)切換裝置730。
每一組電容選擇裝置的N個(gè)切換裝置730為NMOS管，且其柵極連接至電容庫控制器520。
在本實(shí)施例中，每一組電容選擇裝置710中的電容可為基極-射極接面電容(base-emitter junction capacitor)、 金氧半場效管電容(MOSFETcapacitor)、多晶-多晶電容(poly-poly capacitor)。在其他實(shí)施例中，每一組電容選擇裝置710中的電容可為金屬-絕緣層-金屬形式電容(metal-insulator-metal capacitor, MIM capacitor)。
如圖7所示，第一電容庫610及第二電容庫620的電容可以下列z厶式表
示
(Cp扁"c +印]x C81 + 8[2] x CS2+8[3] x C83 +S[4] x Cfl4 + 8[5] x CS5)，當(dāng)中，Cpa^,c代表電路中寄生電容及雜散電容，S[1]，8[2]，8[3],8[4]，8[5]為電容庫控制器520輸出至第一電容庫610及第二電容庫620的控制信號(hào)，Cw,C^,C^Cw,C^為各個(gè)控制信號(hào)對(duì)應(yīng)的電容720的電容值；當(dāng)S[/]為0時(shí)，使對(duì)應(yīng)的NMOS管不導(dǎo)通，電容則可視為懸浮(floating)，而不具有電容的功效。當(dāng)S[/]為1時(shí)，使對(duì)應(yīng)的NMOS管導(dǎo)通，電容則可^L為連4妄至地，而產(chǎn)生電容的功效。因此該可控式振蕩器350的差動(dòng)輸出信號(hào)o:(+)、 C尺(-)的頻
率/,可用下列公式表示
一 2nx(Cp抑她+ 8[1]xCs1 +8[2]xCS2+8[3]xCS3+8[4]xCS4 +8問><085)
當(dāng)中，Cs為振蕩器的負(fù)載電容，A7延遲裝置的個(gè)數(shù)，C^為延遲裝置的電容，^延遲裝置的跨導(dǎo)值。
差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器360耦合于可控式振蕩器，以將該差動(dòng)輸出信號(hào)C尺(+)、 CK(-)轉(zhuǎn)換為輸出信號(hào)C^^。該差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器360也可使用一除2的除頻器替代，以改善輸出信號(hào)的正負(fù)緣對(duì)稱性(50% duty cycle)。
可編程除頻裝置370耦合于差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器360,用以依據(jù)輸出信號(hào)C尺,產(chǎn)生反饋信號(hào)。
電流鏡電路3 80接收一 電流源電流/S，C￡ ，以產(chǎn)生 一 電流鏡電流/OT 。圖8是本發(fā)明電流鏡電路380的電路圖。如圖8所示，由第九NMOS管N9至第十五NMOS管N15及第二切換開關(guān)SW2至第七切換開關(guān)SW7所組成，其中第九NMOS管N9的大小相等于第十NMOS管N10的大小，第十NMOS管N10的大小為第十一 NMOS管Nil大小的兩倍，第十一 NMOS管Nil的大小為第十二NMOS管N12大小的兩倍，其余依此類推。第二切換開關(guān)SW2至第七切換開關(guān)SW7與可編程除頻裝置370共用且由外部來控制該可編程除頻裝置370的除數(shù)N。
電流4竟電流/OT為該電流源電流/s。rac:￡的x倍，以^吏x = + ， N為該可編禾呈
除頻裝置370的除數(shù)。也即/c廣"/畫c廣^/s。畫，當(dāng)?shù)诙袚Q開關(guān)SW2
及第三切換開關(guān)SW3導(dǎo)通、其余切換開關(guān)SW4至SW7形成斷路時(shí)，電流鏡電流/^為電流源電流/，^的1/3，此時(shí)可編程除頻裝置350的除數(shù)N即為3。也即，依據(jù)圖8，電流鏡電流/^可表示為
/ 一_^_/
OT 2。.5"[2] + 2'.S[3] + 22.S[4]+23.S[5] + 24.S[6] + 25.5[7] SOf// C￡ ，
當(dāng)中，當(dāng)?shù)诙袚Q開關(guān)SW2導(dǎo)通時(shí)，S[2]為1，當(dāng)?shù)诙袚Q開關(guān)SW2關(guān)閉時(shí)，51[2]為0 。
51[3]至S[7]的值依此類推。
補(bǔ)償電路390連接至電荷泵320及電流鏡電路380，以依據(jù)電流鏡電流/^產(chǎn)生一補(bǔ)償電流/a皿，該補(bǔ)償電流/c。^即為該電荷泵320中真正使用的電荷泵電流，以補(bǔ)償當(dāng)可控式振蕩器選擇輸出該輸出信號(hào)時(shí)，因該第一電容庫610及第二電容庫620中電容值劇烈的變化所造成阻尼因子(damping
16factor)及步貞寬至參考步貞率t匕(bandwidth to-reference frequency ratio)受至'j 6勺變動(dòng)。其中，該補(bǔ)償電流/^^為該電流鏡電流/ 的丄倍，當(dāng)中？為一i殳計(jì)的
分凄t或正整數(shù)。
圖9是本發(fā)明該補(bǔ)償電路3卯的電路圖。如圖9所示，由第八PMOS管P8至第十四PMOS管P14及使能開關(guān)VAR—EN， FIX—EN, CB[3]—EN，CB[2]一EN, CB[1]一EN, CB
—EN所組成，其中第十三PMOS管P13的大小為第十四PMOS管P14大小的兩倍，第十二 PMOS管P12的大小為第十三PMOS管P13大小的兩倍，第十一 PMOS管Pll的大小為第十二 PMOS管P12大小的兩倍。
由公式(3)得知U=^ = 7^%^■及 C。=(，即，公式(2)可改寫為
Cs 2n*CEffC。
1 (1
;=5^/w*/ch*kv/c。*ci*rlo°p
=Hx*(2*/c。mp)*Ki/c。*Ci x
1 f 1
=5^Tx*(,*/coMP)*Cl *<
1 1
.x
^T。 2 c2
LIZ'c。
oc
C，承MC歸c +8[1]*CS1 +S[2]*CS2+8[3]*CS3+8[4]*CS4 +8問*。 * /(
CO/VP
(4)
其中，C，為圖4中第一電容C1的容值，C2為第二電容C2的容值，RlQ。p為圖4中由端點(diǎn)FF與地之間所看入的等效電阻。
為該電流鏡電流/ra的丄倍時(shí)，補(bǔ)償電流/^^可用下列公式表示
,comp = t"t x Z。
1
(5)
其中，/。代表/w對(duì)應(yīng)電路的電流值,
可將公式(5)改寫為
17、' S "
WU^Cei+,C股鄰"Cs3+,Cs4+朋《肪)x、P
V。 (6)
可見，通過適當(dāng)?shù)脑O(shè)計(jì)，本發(fā)明可借由屮以補(bǔ)償該可控式振蕩器350選
擇輸出具有可選擇特定頻率y^。的差動(dòng)輸出信號(hào)c/c(+) 、 c尺(-)時(shí)出現(xiàn)的該阻
尼因子-及該頻寬至參考頻率比l的變動(dòng)。公式(6)中的關(guān)系可經(jīng)由補(bǔ)償電;洛390而產(chǎn)生。
由圖9可知，甲為
IV W IV IV 1/V IV
A;+/\^ +80]*8。^+8[1]*81工 +8[2]*82王 +8[3]*83,
qy _ /■ Wlff_L F'X_L SI。J_乙811)_L S[2J_/■ S3j
+AT /7、其中，W和L分別為柵極的寬度和長度。
『
w朋f
為了通過T買現(xiàn)補(bǔ)償，圖9中P9及P14的寬度長度比需符合# = ^
f C〃
『
且P10及P14的寬度長度比需符合I二^l，P8的大小與P9并聯(lián)P10相同，
〖 C〃〖
『 『 『一 =一 + —
即丄尸8 ￡咖 Z他c柳。其中，C"為電容庫中電容的單位電容值。
經(jīng)由補(bǔ)償電路390補(bǔ)償后，該阻尼因子《及該頻寬至參考頻率比！在
"朋f
不同子頻帶(sub-band)中均為固定值，即《及！在不同子頻帶(sub-band)中
"服f
會(huì)有相同的系統(tǒng)反應(yīng)速率及穩(wěn)定度。
為了解本發(fā)明如何展現(xiàn)其改善現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)及其設(shè)計(jì)的目的，我們可通過分析現(xiàn)有技術(shù)來證明。由公式(2)可知，現(xiàn)有的回路頻寬化及阻尼因子f在/^正比于A/值的前提下為固定不變，而無法針對(duì)不同應(yīng)用而調(diào)整，故現(xiàn)
有技術(shù)中的！并非常數(shù)，因而無法依據(jù)參考信號(hào)的頻率而改變及系統(tǒng)反應(yīng)
速率最佳化，以及避免出現(xiàn)頻寬小于1/10參考信號(hào)穩(wěn)定性限制。針對(duì)上述問題，可將圖1中的固定電阻R改為最簡易的離散時(shí)間濾波器，也就是切換電容裝置式所才莫擬出的等-文電阻(switch capacitor equivalent resistor)J e 。
同時(shí)將現(xiàn)有電荷泵120電流/C周整為電流源電流/，^的x倍，即，切換電容等效電阻A。為
A/
f承G f 承G
(8)
調(diào)整后的電荷泵120電流/^為:
/ = Y * /
,c〃 — a ,SO"/ Cf
(9)
將公式(8)及(9)代入公式(2)中，可得:
"1 A/*C
饑
A/*C
I/CO,
R￡F
2tt * "
2"
幼
(10)
同理，
1 f 1
2 * ~。, ) * ~c。 * C
/V 1
《
1 ^- i
9 'source/co uf 4
*c
(12)
由公式(10)及(12)可知，本發(fā)明希望該阻尼因子《及該頻寬至參考頻率比1皆正比于V^，因而如前述所示當(dāng)〃 =丄時(shí)，使得阻尼因子《及該頻寬至參考頻率比l為定值，
"娜
然而，此種架構(gòu)會(huì)發(fā)生開關(guān)致電荷突波的缺點(diǎn)，所以這個(gè)發(fā)明采用圖4的先擷取相位誤差電荷經(jīng)過一周期再重新抹除再擷取的濾波器330,此濾波器330的詳細(xì)操作原理如下。
請(qǐng)參考圖4,電荷泵320在端點(diǎn)FS1所引起的電壓變化AF儲(chǔ)存于第二
電容C2中，該電壓變化AF可定義為,。而該電壓變化AF在端點(diǎn)FF所引起的電流變化為厶7*2^ (= ,*2gm )。
而該電流變化持續(xù) 一 個(gè)
T, ( = = W*4。)周期，故在端點(diǎn)FF所產(chǎn)生的電荷g。為
2。 4x2&xiVxr咖
C2 ， (13)
定義一變數(shù)y為離散時(shí)間濾波器的等效電阻與并聯(lián)的小信號(hào)電阻2gm的
比，其中并聯(lián)的小信號(hào)電阻為一以二極管連接方式的MOS管，其連接方式為第一NMOS管Nl的柵極及漏極相接、第二NMOS管N2的柵極及漏極相接；變數(shù)y如下所示
<formula>formula see original document page 20</formula>故將公式(15)代入公式(11)中，該阻尼因子《為
<formula>formula see original document page 20</formula><formula>formula see original document page 21</formula>
圖10為一現(xiàn)有窄頻系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。如圖IO所示，現(xiàn)有技術(shù)中其可調(diào)整的頻率非常狹小。因此在窄頻系統(tǒng)中，可將公式(16)中的1
視為定值。當(dāng) c。及V^為一固定值因而如前迷所示當(dāng)^ =丄時(shí)，使得阻尼因
子《及該頻寬至參考頻率比i為定值。
而本發(fā)明中，從圖7所示第一電容庫610及第二電容庫620中的控制信號(hào)線B[1] B[5]可知，本發(fā)明可選擇32個(gè)頻帶。圖ll是本發(fā)明寬頻系統(tǒng)調(diào)整電壓及頻率的示意圖。由圖11所示可知，本發(fā)明通過控制信號(hào)線B[1] B[5]而提供較現(xiàn)有技術(shù)更多頻帶選擇，而達(dá)成寬頻頻率調(diào)整的目的。
圖5中振蕩器510架構(gòu)屬于環(huán)振蕩器(ring oscillator)的架構(gòu)。在環(huán)振蕩器(ring oscillator)中，抖動(dòng)主要是與環(huán)振蕩器設(shè)計(jì)架構(gòu)的選擇與設(shè)計(jì)者的實(shí)踐方式有關(guān)，在一最佳化的環(huán)振蕩器中，抖動(dòng)主要由延遲裝置(delay cell)中的主動(dòng)元件及被動(dòng)元件的熱噪聲(Thermal noise)及散粒噪聲(Shot noise)所引起的，故降低延遲裝置(delay cell)中的熱噪聲及散粒噪聲的影響是降低抖動(dòng)現(xiàn)象的關(guān)鍵。抖動(dòng)及相位噪聲是鎖相回路中難以使用現(xiàn)有的模擬器去預(yù)測。
圖12顯示抖動(dòng)對(duì)信號(hào)影響的示意圖。如圖12所示，噪聲電壓Ay在零交越(zero-crossing)時(shí)，使信號(hào)提早到達(dá)零交越。由圖12可知，其使用第一交越近4以法(first crossing approximation),古文才牛動(dòng)可以下列公式表示
簾r扁=
鵬Ao ， (17)當(dāng)中，J/他r,為抖動(dòng)的均方根(rms)， vnRMS為噪聲信號(hào)大小的均方根(rms)， A為信號(hào)的振幅，o為信號(hào)的頻率。這些熱噪聲的貢獻(xiàn)表現(xiàn)在差動(dòng)輸出端為時(shí)序的變化。使用現(xiàn)有的噪聲分析技巧，同時(shí)可通過對(duì)噪聲頻語密度積分，以決定輸出電壓噪聲。該積分是對(duì)一低通濾波器的頻寬積分，且其頻寬由下一級(jí)負(fù)載電阻及負(fù)載電容決定。
故單一級(jí)的抖動(dòng)的均方根(rms)可用下列公式表示
<formula>formula see original document page 22</formula>
當(dāng)中，^為小信號(hào)增益，C^為等效電容，化為波茲曼常數(shù)(Boltzmannconstant), /c = 1.38x10-23 ， T為凱氏溫度(Kevin temperature)。公式(18)中電壓的變化可視為圖6中本案延遲裝置(delay cel1)530的每一節(jié)點(diǎn)熱噪聲的總和。當(dāng)考慮噪聲的時(shí)變特性后，單一級(jí)的抖動(dòng)的均方根(rms)可改寫成下列公式
<formula>formula see original document page 22</formula>
當(dāng)中，\45為MOS管柵極和源極電壓，^為柵的開啟電壓，T為時(shí)間常
數(shù)'
通過第一交越近似法(first crossing approximation),每一周期的才斗動(dòng)或相對(duì)性周期抖動(dòng)(Cycle-to-Cycle Jitter)可用下列公式表示
<formula>formula see original document page 22</formula>
由于該可控式振蕩器350的差動(dòng)輸出信號(hào)c尺(+)、 c尺(-)的頻率/;c?？捎?br> 下列公式表示
<formula>formula see original document page 22</formula>
故負(fù)載電阻尺
<formula>formula see original document page 22</formula>
其中，gm謡M,為圖6中電壓控制振蕩器(vco)的延遲電路中第三對(duì)稱負(fù)載(Load3)或第四對(duì)稱負(fù)載(Load4)單元的i 爭導(dǎo),由公式(21)及公式(22),可推導(dǎo)出
(23)
當(dāng)中，(3 = |inc。xf ， (3為電流增益，^為遷移率，c。,為單位面積柵電容。
為設(shè)計(jì)低抖動(dòng)電路，在該自我偏壓式可控式振蕩器350中，(/GS-V。應(yīng)該選擇越高越好，a,范圍則是1.3 3。
由公式(20)可知，當(dāng)其他設(shè)計(jì)參數(shù)固定時(shí)，可經(jīng)由增加C^來改善抖動(dòng)，然而功率消耗與增加Ceff呈線性關(guān)系，即功率消耗的改善與抖動(dòng)的改善呈互
斥現(xiàn)象。
本發(fā)明使用Cadence公司的Spectre-RF模擬器進(jìn)行模擬電壓控制振蕩器(VCO)的相位噪聲及抖動(dòng)。圖13是各參數(shù)的示意圖。如圖13所示，其包含均方根抖動(dòng)(r.m.s jitter)、功率消耗/,(該/w。為圖6中VCO的一個(gè)延遲電路電流的功率消耗)、電壓控制振蕩器(VCO)的負(fù)載電容(CAP)。圖13中的P2P是指抖動(dòng)的最小最大值的范圍，如+ 2、 -2、 +3、 -2、 1、 -1，則該P(yáng)2P值為-2和+ 3組成的范圍為5。圖14是電壓控制振蕩器模擬的示意圖。如圖14所示，電壓控制振蕩器(VCO)的抖動(dòng)與電壓控制振蕩器(VCO)的有效負(fù)載電容(C^)成反比，且與功率消耗^pp,y(該/^p^為VCO電路中所有延遲電路電流的功率消耗)成Ivco正比。這與理論推導(dǎo)出的公式(20)相符合。
圖15是均方根抖動(dòng)與電壓控制振蕩器(VCO)的負(fù)載電容(CAP)的示意
圖。如圖15所示，抖動(dòng)(timingjitter)隨著ci而減少，即可通過增加C而降低抖動(dòng)。
本發(fā)明的振蕩器510由延遲裝置(delay cell)530組成，且前一級(jí)的正輸出端連接至下一級(jí)的負(fù)輸入端，前一級(jí)的負(fù)輸出端連接至下一級(jí)的正輸入端，形成一差動(dòng)環(huán)振蕩器(differentialringoscillator)的架構(gòu)。故其靈敏度&c。
23經(jīng)由下列推導(dǎo)可用參數(shù)gm及C,表示
在三級(jí)電壓控制振蕩器中其頻率為 ' 1
vco —2"《0*Ceff
故《
1 1 g,
—_—_ m—VCOCeff
VCO — 2，co*Ceff 一》1《—2"*Ceff
《
C8CB c8 o
三級(jí)弦波電壓控制振蕩器中其電壓控制振蕩器零敏度尺，為
°^ cb 。 (24) 由公式(24)可明顯看出，增加負(fù)載電容Cs可導(dǎo)致較低的電壓控制振蕩器
零敏度^c。。故本發(fā)明可編程電容庫控制器520及第一電容庫610、第二電 容庫620可調(diào)整電壓控制振蕩器的總負(fù)載電容，并調(diào)整該總負(fù)載電容為6CV。 圖16是電壓控制振蕩器零敏度/^。、總負(fù)載電容相對(duì)噪聲濾波電容庫的示 意圖，其表示出增加負(fù)載電容Cg對(duì)于電壓控制振蕩器零敏度&。的影響。
^c。將使得控制線的擾動(dòng)對(duì)鎖相回路造成較小的抖動(dòng)。圖17是相位誤 差與電壓控制振蕩器(VCO)的靈敏度^c。的示意圖。由圖17可知，越高的靈 敏度^c。在頻寬邊緣產(chǎn)生較大的相位噪聲(Phase Noise)。
由上述說明可知，本發(fā)明利用電流鏡電流/OT與電流源電流/,。 ^的關(guān)系
即/CH = x * /s。UfiC￡ ，并讓;c = +且使用 一 離散時(shí)間濾波器，而使得該阻尼因子f及 該頻寬至參考頻率比i與N值無關(guān)。同時(shí)又利用該補(bǔ)償電流/C。MP與該電流
w艦
鏡電流/OT的關(guān)系，以補(bǔ)償該可控式振蕩器選擇輸出寬頻帶的輸出信號(hào)時(shí)出 現(xiàn)的阻尼因子《及頻寬至參考頻率比1的變動(dòng)。本發(fā)明并利用第一電容
"做F
24Cl、第一開關(guān)裝置SW1、運(yùn)算放大器OP、第一NMOS管Nl、第二NMOS 管N2、第一 PMOS管Pl及第二 PMOS管P2以產(chǎn)生濾波器330所使用的電 阻，以讓該濾波器33 0為離散時(shí)間回路濾波器(discrete time loop filter)，此未 見于前案，且該等效電阻容易在集成電路中實(shí)施。同時(shí)，本發(fā)明利用電容庫 控制器520以控制電容庫610及電容庫620的電容值，借此對(duì)每一級(jí)的延遲 裝置530動(dòng)態(tài)提供更多的負(fù)載電容，以濾除可控式振蕩器350更多的相位誤 差。同時(shí)，相較于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明利用電容庫控制器520動(dòng)態(tài)設(shè)定電容庫 610及電容庫620的電容值，可讓控制該可控式振蕩器350的控制電壓更高， 以同時(shí)降低鎖相回路的功率消耗及抖動(dòng)，更容易在集成電路中實(shí)施。
由上述可知，本發(fā)明無論就目的、手段及功效，均顯示其迥異于現(xiàn)有技 術(shù)的特征，極具實(shí)用價(jià)值。惟應(yīng)注意的是，上述諸多實(shí)施例僅是為了便于說 明而舉例而已，而并非用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1、一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，該系統(tǒng)包含一檢測器，用以接收一輸入信號(hào)與一反饋信號(hào)，根據(jù)所述輸入信號(hào)和所述反饋信號(hào)的邏輯電平值差異，進(jìn)而產(chǎn)生一檢測信號(hào)；一電荷泵，耦合于所述檢測器，用以依據(jù)所述檢測信號(hào)及一補(bǔ)償電流，進(jìn)而產(chǎn)生一控制信號(hào)；一濾波器，耦合于所述電荷泵，用以依據(jù)所述控制信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生一調(diào)整信號(hào)及一電流源電流；一偏壓電路，耦合于所述濾波器，依據(jù)所述調(diào)整信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生一第一偏壓信號(hào)及一第二偏壓信號(hào)；一可控式振蕩器，耦合于所述偏壓電路，以依據(jù)所述第一偏壓信號(hào)及第二偏壓信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生可選擇特定頻率的一差動(dòng)輸出信號(hào)；一差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器，耦合于所述可控式振蕩器，用以將所述差動(dòng)輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為一輸出信號(hào)；一可編程除頻裝置，耦合于所述可控式振蕩器，用以依據(jù)所述輸出信號(hào)產(chǎn)生所述反饋信號(hào)；一電流鏡電路，接收所述電流源電流，用以產(chǎn)生一電流鏡電流；以及一補(bǔ)償電路，依據(jù)所述電流鏡電流產(chǎn)生所述補(bǔ)償電流，用以補(bǔ)償所述電荷泵輸出的控制信號(hào)，以控制所述可控式振蕩器選擇所述輸出信號(hào)中的一阻尼因子ζ及一頻寬至參考頻率比 id="icf0001" file="A2009102041630002C1.tif" wi="8" he="9" top= "212" left = "79" img-content="drawing" img-format="tif" orientation="portrait" inline="yes"/>的變動(dòng)。
2. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述可控式振蕩器包 含一振蕩電路，用以產(chǎn)生可選擇特定頻率的所述差動(dòng)輸出信號(hào)。
3. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述濾波器為一低通 離散時(shí)間回路濾波器。
4. 如權(quán)利要求3所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述低通離散時(shí)間回路濾波器包含一第一電容、 一第二電容、 一第一開關(guān)裝置、 一運(yùn)算放大器、一第一NMOS管、 一第二NMOS管、 一第一PMOS管及一第二PMOS管，所述 運(yùn)算放大器的一輸出端連接至所述第一 PMOS管的柵極，所述第一 PMOS管的 源極連接至高電位，所述第一 PMOS管的漏極連接至所述第二 PMOS管的源極， 所述第二 PMOS管的柵極連接至低電位，所述第二 PMOS管的漏極連接至所述 運(yùn)算放大器的非反相輸入端，所述第一 NMOS管的柵極及漏極、所述第二 NMOS管的柵極及漏極，以及所迷第一及第二NMOS管的源極分別連接至所述 寸氐電4立。
5. 如權(quán)利要求4所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述偏壓電路包含一 第三PMOS管、 一第四PMOS管、及一第一對(duì)稱負(fù)載，所述第一對(duì)稱負(fù)載包含 一第三NMOS管及一第四NMOS管，所述運(yùn)算放大器的所述輸出端連接至所 述第三PMOS管的柵極，并產(chǎn)生所述第一偏壓信號(hào)，所述第三PMOS管的源極 連接至高電位，第三PMOS管的漏極連接至所述第四PMOS管的源極，所述第 四PMOS管的柵極連接至低電位，所述第四PMOS管的漏極分別連接至所述第 三NMOS管的柵極及漏極、與所述第四NMOS管的柵極及漏極，進(jìn)而產(chǎn)生所 述第二偏壓信號(hào)，所述第三及第四NMOS管的源極分別連接至低電位。
6. 如權(quán)利要求2所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述振蕩電路包含 一振蕩器，由復(fù)數(shù)個(gè)延遲裝置組成；以及一電容庫控制器，用以控制所述復(fù)數(shù)個(gè)延遲裝置，以產(chǎn)生所述差動(dòng)輸出信 號(hào)，進(jìn)而可選擇特定的頻率。
7. 如權(quán)利要求6所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述復(fù)數(shù)個(gè)延遲裝置 均分別包含一第五PMOS管、 一第六PMOS管， 一第七PMOS管、 一第三對(duì) 稱負(fù)載、 一第四對(duì)稱負(fù)載、 一第一電容庫、及一第二電容庫，所述第三對(duì)稱負(fù) 栽包含一第五NMOS管及一第六NMOS管，所述第四對(duì)稱負(fù)載包含一第七 NMOS管及一第八NMOS管，所述第五PMOS管的源極連接至高電位，其柵 極連接至所述第一偏壓信號(hào)，所述第五PMOS管的漏極分別連接至所述第六 PMOS管的源極及所述第七PMOS管的源極，所述第六PMOS管的漏極連接至所述第五NMOS管的漏極與柵極、以及所述第六NMOS管的漏極，所述第七 PMOS管的漏極連接至所述第八NMOS管的漏極與柵極、以及所述第七NMOS 管的漏極，所述第六NMOS管及所述第七NMOS管的柵極連接至所述第二偏 壓信號(hào)，第五、第六、第七及第八NMOS管的源極分別連接至低電位，所述第 一電容庫連接至所述第五NMOS管的柵極，所述第二電容庫連接至所述第八 NMOS管的柵極。
8. 如權(quán)利要求7所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述第一電容庫及所 述第二電容庫均具有復(fù)數(shù)組電容選擇裝置，每個(gè)電容選擇裝置包含復(fù)數(shù)個(gè)電容 及復(fù)數(shù)個(gè)切換裝置。
9. 如權(quán)利要求8所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述切換裝置為NMOS管。
10. 如權(quán)利要求8所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述電容選擇裝置 中的電容為金屬-絕緣層-金屬形式電容。
11. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn) 換器為除二的除頻器，用以改善所述輸出信號(hào)的正負(fù)緣對(duì)稱性。
12. 如權(quán)利要求8所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述第一電容庫及 該第二電容庫的電容為(C十S[1]xC十S[2]xC十S[3]xC十B[4xC +S[5]xC )當(dāng)中，Cpa^,c代表電路中寄生電容及雜散電容，8[1],8[2]，8[3]，8[4]，S[5]為所述電容庫控制器輸出至第 一 電容庫及第二電容庫的控制信號(hào)， cs1， cS2,cS3，cS4，cS5為各個(gè)控制信號(hào)所控制電容的電容值。
13. 如權(quán)利要求12所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述可控式振蕩器 輸出的差動(dòng)輸出信號(hào)的頻率Q。為<formula>formula see original document page 5</formula>當(dāng)中，Ce為所述振蕩器的負(fù)載電容，A7延遲裝置的個(gè)數(shù)，C^為延遲裝置的 電容，^延遲裝置的跨導(dǎo)值。
14. 如權(quán)利要求1所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述電流鏡電流為 所述電流源電流的X倍，以使所述頻率合成系統(tǒng)的阻尼因子《及頻寬至參考頻率比1正比于V^/,當(dāng)中iV為所述可編程除頻裝置的除數(shù)。
15. 如權(quán)利要求14所述的頻率合成系統(tǒng)，其特征在于，所述補(bǔ)償電流為所 述電流鏡電流的+倍，當(dāng)中平為一正整數(shù)，以補(bǔ)償所述可控式振蕩器輸出具有可選擇特定頻率的輸出信號(hào)時(shí)，選擇所述阻尼因子及所述頻寬至參考頻率比 !的變動(dòng)。
全文摘要
本發(fā)明提出一種具自我校正回路穩(wěn)定性與頻寬的頻率合成系統(tǒng)。一濾波器依據(jù)一電荷泵輸出的一控制信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生一調(diào)整信號(hào)及一電流源電流。一偏壓電路依據(jù)該調(diào)整信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生一第一偏壓信號(hào)及第二偏壓信號(hào)。一可控式振蕩器依據(jù)該第一偏壓信號(hào)及第二偏壓信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生具有可選擇特定頻率的一差動(dòng)輸出信號(hào)。一差動(dòng)轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器將該差動(dòng)輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為一輸出信號(hào)。一可編程除頻裝置依據(jù)該輸出信號(hào)，產(chǎn)生一反饋信號(hào)。一電流鏡電路接收電流源電流以產(chǎn)生一電流鏡電流。一補(bǔ)償電路依據(jù)電流鏡電流產(chǎn)生一補(bǔ)償電流，以補(bǔ)償電荷泵輸出的控制信號(hào)，從而控制該可控式振蕩器選擇輸出該輸出信號(hào)時(shí)的一阻尼因子及一頻寬至參考頻率比的變動(dòng)。
文檔編號(hào)H03L7/08GK101674081SQ20091020416
公開日2010年3月17日 申請(qǐng)日期2009年10月15日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月15日
發(fā)明者徐慧君, 陳俊亮 申請(qǐng)人:凌陽科技股份有限公司