專利名稱：噪聲整形時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
一般而言，本發(fā)明涉及時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，并且更具體地說，涉及噪聲整形時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(TDC)輸出信號的每個輸入脈沖的到達時間的數(shù)字表示。可以通過將一串反相器鏈接在一起形成TDC。通過反相器鏈傳播起動脈沖，并用停止脈沖采樣。 起動脈沖經(jīng)過的反相器數(shù)提供了從起動到停止的時間的數(shù)字測量。與這種類型TDC相關(guān)聯(lián)的分辨率通常受到高度依賴于電流、電壓和溫度的反相器門延遲的限制。還有，TDC的線性因為裝置不匹配而受限制，并且通常相對速度和分辨率進行折衷。需要比較小的反相器級來改進TDC的分辨率，因為小的反相器降低了寄生電容。然而，需要比較大的反相器級來改進裝置不匹配和線性?？梢允褂脭?shù)字校正技術(shù)和統(tǒng)計方法來線性化TDC的傳遞函數(shù)，但是分辨率仍受門延遲的限制。另一種類型的TDC是利用兩個延遲線之間的延遲差的微變延遲線。然而，裝置不匹配對基于微變的TDC的線性具有甚至更大的負面影響。此外，需要非常長的延遲線來獲得足夠的動態(tài)范圍。其它類型的TDC使用當時間周期測量起動時開啟而當時間周期測量結(jié)束時關(guān)閉的環(huán)形振蕩器?？梢酝ㄟ^選通反相器單元進行開關(guān)。用這種方式開啟和關(guān)閉環(huán)形振蕩器當關(guān)掉時將TDC的內(nèi)部節(jié)點設(shè)置成高阻態(tài)。當在高阻關(guān)狀態(tài)期間環(huán)形振蕩器的寄生電容保持它們的電壓時發(fā)生噪聲整形?；诃h(huán)形振蕩器的TDC可以獲得比較高的分辨率， 并抑制晶體管不匹配效應(yīng)。然而，高阻關(guān)狀態(tài)產(chǎn)生了對噪聲和泄露電流的大敏感性。例如，常規(guī)的基于環(huán)形振蕩器的TDC遭受高泄露電流，高泄露電流在高阻態(tài)期間影響振蕩器電壓。對于過程縮放，泄露電流更差了，并且變得強烈依賴溫度。此外，噪聲電流被注入到高阻節(jié)點中，這也影響振蕩器電壓。而且，高阻節(jié)點電壓在開關(guān)期間可能受電荷注入負面影響。在高阻態(tài)下由于上面提到的問題可能發(fā)生計數(shù)錯誤。常規(guī)的基于環(huán)形振蕩器的TDC在停止時段和起動時段期間是高度電壓相關(guān)的，從而降低了 TDC的噪聲整形性能。

發(fā)明內(nèi)容
TDC包含在至少兩個不同操作頻率之間切換以獲得未知時間量的準確數(shù)字化度量的振蕩器。量化噪聲整形由TDC實現(xiàn)以獲得高度精確的時間測量結(jié)果。此外，通過加擾從晶體管器件之間的不匹配引入的誤差來提高TDC的線性。TDC可以用在多種應(yīng)用中，諸如數(shù)字鎖相環(huán)(DPLL)中。在DPLL中使用高準確度TDC降低了量化噪聲和對于濾波的需要。 這又允許使用較高的帶寬。較高的帶寬改進了振蕩器噪聲濾波并降低了振蕩器穩(wěn)定時間 (settling time)，節(jié)省了功率并允許使用發(fā)射器的極化調(diào)制方案。改進的TDC線性還取消了對用于補償非線性的附加電路的需要，由此降低了電路復雜性、開發(fā)成本和功耗。根據(jù)一個實施例，TDC包含數(shù)字控制振蕩器、計數(shù)器電路和評估電路。數(shù)字控制振蕩器在參考信號周期的第一部分期間操作在第一頻率，而在參考信號周期期間作為關(guān)注信號與參考信號之間的時間差的函數(shù)將操作頻率從第一頻率改變到第二頻率。計數(shù)器電路連續(xù)地對在參考信號周期期間在數(shù)字控制振蕩器的輸出有多少信號轉(zhuǎn)變發(fā)生計數(shù)。評估電路基于在參考信號周期期間計數(shù)的信號轉(zhuǎn)變數(shù)估計關(guān)注信號與參考信號之間的時間差。當然，本發(fā)明不限于上述特征和優(yōu)點。本領(lǐng)域的技術(shù)人員在閱讀了如下詳細描述并看了附圖后將認識到附加特征和優(yōu)點。


圖1是噪聲整形時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的實施例的框圖。圖2是例證生成用于控制圖1時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的操作的脈沖信號的定時圖。圖3-4是與圖1時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的操作相關(guān)聯(lián)的定時圖。圖5是例證圖1時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的計數(shù)和誤差量化操作的曲線圖。圖6-8例證了在變換成ζ域的不同級的圖1時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器。圖9-12例證了對于圖1時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器執(zhí)行的校準模式的不同級。圖13是包含圖1時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的數(shù)字鎖相環(huán)的實施例的框圖。
具體實施例方式圖1例證了時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(TDC) 100的實施例。TDC 100包含數(shù)字控制振蕩器(DCO) 110、計數(shù)器電路120、評估電路130和脈沖生成器140。TDC 100利用噪聲整形提供非常高分辨率的時間測量結(jié)果。當TDC 100操作在高于關(guān)注信號(START)帶寬多倍的頻率(REF)時，TDC 100相比常規(guī)非噪聲整形TDC具有比較高的信噪比(SNR) 0此外，TDC 100 通過朝較高頻率移動量化噪聲來執(zhí)行量化噪聲整形?？蛇x地可以濾波高頻噪聲，這根據(jù)TDC 100采用的過采樣比得出SNR的顯著增加。整形的量化噪聲可模型化為由差分濾波器濾波的白噪聲。在采樣系統(tǒng)中，差分濾波器的傳遞函數(shù)可描述為由下式給出Hntf=I-Z-1(1)公式(1)表示的噪聲傳遞函數(shù)可通過獲取由任何量化測量系統(tǒng)生成的當前與之前測量樣本的量化誤差之間的差來實現(xiàn)。通過在每個參考信號周期即參考信號的每個循環(huán)期間在兩個或更多不同頻率操作DCO 110來生成測量樣本。基于輸入到DCO 110的振蕩器調(diào)諧位(OTB)選擇DCO 110的操作頻率。在一個實施例中，OTB由數(shù)字脈沖生成器140控制。數(shù)字脈沖生成器140響應(yīng)于關(guān)注信號(START)中的上升沿轉(zhuǎn)變激活OTB脈沖，并響應(yīng)于參考信號(REF)中的上升沿轉(zhuǎn)變終止脈沖，如圖2中所示。由此，OTB脈沖具有對應(yīng)于START與REF信號上升沿之間時間差的寬度。DCO 110當脈沖下陷時操作在第一頻率(fl)，而當脈沖有效時操作在第二頻率 (f2)。由此，DCO 110的輸出頻率取決于OTB脈沖的狀態(tài)，其又取決于關(guān)注信號與參考信號之間的定時關(guān)系。從而，當REF與START之間的時間差比較小時在參考信號周期后期，而當該時間差比較大時在參考信號周期早期，將DCO 110的操作頻率從第一頻率(fl)改變到第二頻率(f2)。TDC 100的計數(shù)器電路120連續(xù)地對在每個參考信號周期期間在DCO 110的輸出觀察到的信號轉(zhuǎn)變數(shù)計數(shù)。在一個實施例中，計數(shù)器電路120包含模數(shù)計數(shù)器 (modulo-counter) 150，后面是差分電路160。模數(shù)計數(shù)器150在參考信號周期之間不復位， 從而允許使用較高時鐘控制速度。評估電路130基于計數(shù)器電路120的輸出估計關(guān)注信號與參考信號之間的時間差。評估電路130還基于與參考信號相關(guān)聯(lián)的定時信息在校準模式期間確定DCO 110的不同操作頻率。在操作期間，TDC 100測量并數(shù)字化已知參考時間周期的時間分數(shù)(time fraction)。更詳細地說，脈沖生成器140在參考信號周期的第一部分期間去激活OTB脈沖， 例如從REF的上升沿直到START的上升沿，如圖2所示。在這個持續(xù)時間期間，DCO 110操作在第一頻率(Π)。脈沖生成器140然后在要測量的參考信號周期的該分數(shù)期間激活OTB 脈沖，例如在START中的上升沿轉(zhuǎn)變之后直到REF的上升沿，如圖2所示。DC0110在參考信號周期的這部分期間切換到第二操作頻率(f2)。計數(shù)器電路120連接到DCO 110的輸出，并連續(xù)地對在每個參考信號周期期間在 DCO輸出的信號轉(zhuǎn)變數(shù)計數(shù)。模數(shù)計數(shù)器電路150實質(zhì)上聚集DCO相位，如圖3所示，其中第一個圖表示出參考信號，并且第二個圖表示出模數(shù)計數(shù)器電路150的輸出。圖3的底部圖表中示出的不同斜率演示了在模數(shù)計數(shù)器電路150的輸出的變化率如何根據(jù)OTB值改變。 也就是說，模數(shù)計數(shù)器電路150聚集DCO相位的速率是OTB的函數(shù)，因為每當OTB脈沖下陷時DCO操作頻率都改變。在一個實施例中，模數(shù)計數(shù)器電路150包含η位加法器152和鎖存器154。鎖存器154當由DCO輸出的上升沿轉(zhuǎn)變觸發(fā)時存儲加法器152的當前輸出，并且加法器152將鎖存器154的當前狀態(tài)遞增1。差分電路160將當前參考信號周期的計數(shù)值與之前參考信號周期的計數(shù)值相比較。在一個實施例中，差分電路160包含兩個鎖存器 162、164和減法器166。第一鎖存器162在參考信號的上升沿轉(zhuǎn)變期間捕獲最近的參考信號周期的計數(shù)值。這個值在參考信號的下一上升沿轉(zhuǎn)變期間傳遞到第二鎖存器164。從而， 鎖存器162、164 —起保持兩個連續(xù)參考信號周期的計數(shù)值。減法器166從較近的計數(shù)值中減去較前的計數(shù)值，提取在最后的參考信號周期期間計數(shù)的DCO循環(huán)數(shù)。圖4是例證在TDC 100的不同級的信號處理的定時圖。最上面的圖表示出參考信號(REF)。從上面數(shù)第二個圖表示出差分電路160的第一鎖存器162的狀態(tài)，并且從上面數(shù)第三個圖表示出差分電路160的第二鎖存器164的狀態(tài)。最下面的圖表示出緩慢改變信號的減法器166的輸出。評估電路130可包括用于確定不同DCO操作頻率(例如fl和f2)的數(shù)字邏輯或任何其它類型邏輯或電路。評估電路130在校準模式期間確定DCO操作頻率。DCO操作頻率可隨過程、電壓和溫度改變。在校準模式期間，對于多個參考周期，DCO 110分別固定到頻率fl和f2，并且計算計數(shù)器120的輸出的時間平均并用作頻率度量，這將在本文的后面更詳細描述。評估電路130在正常操作期間使用時間平均的頻率度量來計算參考信號周期的分數(shù)。由于在校準模式期間計算DCO操作頻率(例如fl、f2)，因此評估電路130可以從計數(shù)器電路120的輸出中減去與一個頻率(例如fl)相關(guān)的相位增加。圖5中示出了所得到的波形，其中實線表示與操作中DCO 110相關(guān)聯(lián)的相位波形。虛線表示由評估電路130處理后的相位波形。從它們的相應(yīng)度量中減去的量化誤差q W]、q[l]然后被自動加到后續(xù)度量中，這意味著它們都經(jīng)歷了第一階噪聲整形。下面在ζ域描述TDC 100的更多理論解釋。圖6示出了使用單輸入樣本頻率(REF)的計數(shù)器電路120的等效模型。模數(shù)計數(shù)器150包含兩個加法器700、702、各由參考信號進行時鐘控制的兩個鎖存器704、706和加法器708。求和的兩個輸入量表示在一個參考信號周期期間DCO 110的相位增加(以循環(huán)為單位的度量，而非弧度)。差分電路160包含用于將相位度量舍位(truncating)成整數(shù)的量化器710，因為模數(shù)計數(shù)器電路150實際上只解決整數(shù)倍的DCO輸出相位。量化器輸出由通過參考信號進行時鐘控制的鎖存器712存儲。 減法器714對兩個連續(xù)量化信號進行減法運算以生成時間測量輸出(tpulse')。圖7示出了進一步簡化的計數(shù)器電路120。這里，模數(shù)計數(shù)器電路150包含單加法器800和鎖存器802。加法器800將鎖存器802的輸出與第一輸入(U)求和，由下式表示u = f! - Tref+(f^f^ · tpulse (2)差分電路160同樣包含用于生成時間測量輸出(tpulse')的減法器714、量化器 710和鎖存器712，如上所述。圖8示出了更進一步簡化成ζ域中線性模型的計數(shù)器電路120。模數(shù)計數(shù)器電路 150包含具有反饋回求和塊902的輸出連同輸入信號(U)的延遲塊900。模數(shù)計數(shù)器延遲塊900的輸出還輸入到差分電路160的求和器904。量化誤差值Ole)還輸入到求和器904。 求和器904的輸出輸入到差分電路160的延遲塊906和減法器908。減法器908生成時間測量輸出(tpulse')，如由下面?zhèn)鬟f函數(shù)所給出的
權(quán)利要求
1.一種測量關(guān)注信號與參考信號之間時間差的方法，包括在所述參考信號周期的第一部分期間在第一頻率操作數(shù)字控制振蕩器(DCO)； 在所述參考信號周期期間作為所述關(guān)注信號與所述參考信號之間的時間差的函數(shù)將所述DCO的操作頻率從所述第一頻率改變到第二頻率；連續(xù)地對在所述參考信號周期期間在所述DCO的輸出有多少信號轉(zhuǎn)變發(fā)生計數(shù)；以及基于在所述參考信號周期期間計數(shù)的信號轉(zhuǎn)變數(shù)估計所述關(guān)注信號與所述參考信號之間的所述時間差。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，包括當所述時間差比較大時在所述參考信號周期早期， 而當所述時間差比較小時在所述參考信號周期后期，將所述DCO的所述操作頻率從所述第一頻率改變到所述第二頻率。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，包括每當在多個參考信號周期上在所述DCO的輸出發(fā)生信號轉(zhuǎn)變時增加運行計數(shù)值； 存儲在每個參考信號周期期間聚集的所述運行計數(shù)值；以及比較在相鄰參考信號周期內(nèi)存儲的所述運行計數(shù)值。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，包括在校準模式期間確定所述第一頻率和第二頻率。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，包括基于在所述校準模式期間在所述DCO的所述輸出觀察到的信號轉(zhuǎn)變的時間平均數(shù)確定所述第一頻率和第二頻率。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，包括生成具有與所述關(guān)注信號與所述參考信號之間的所述時間差對應(yīng)的寬度的脈沖； 當所述脈沖下陷時在所述第一頻率操作所述DC0，而當所述脈沖有效時在所述第二頻率操作所述DC0。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，包括響應(yīng)于所述關(guān)注信號中的上升沿轉(zhuǎn)變激活所述脈沖；以及響應(yīng)于所述參考信號中的上升沿轉(zhuǎn)變終止所述脈沖。
8.如權(quán)利要求6所述的方法，包括將所述脈沖的寬度延長固定延遲。
9.如權(quán)利要求6所述的方法，包括將所述脈沖作為一個或多個頻率調(diào)諧位輸入到所述DCO。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述關(guān)注信號是數(shù)字鎖相環(huán)的輸出。
11.一種時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，包括數(shù)字控制振蕩器(DCO)，配置成在參考信號周期的第一部分期間操作在第一頻率，并且在所述參考信號周期期間作為關(guān)注信號與所述參考信號之間的時間差的函數(shù)將操作頻率從所述第一頻率改變到第二頻率；計數(shù)器電路，配置成連續(xù)地對在所述參考信號周期期間在所述DCO的輸出有多少信號轉(zhuǎn)變發(fā)生計數(shù)；以及評估電路，配置成基于在所述參考信號周期期間計數(shù)的信號轉(zhuǎn)變數(shù)估計所述關(guān)注信號與所述參考信號之間的所述時間差。
12.如權(quán)利要求11所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其中所述DCO配置成當所述時間差比較大時在所述參考信號周期早期而當所述時間差比較小時在所述參考信號周期后期，從所述第一頻率改變到所述第二頻率。
13.如權(quán)利要求11所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其中所述計數(shù)器電路配置成每當在多個參考信號周期上在所述DCO的所述輸出發(fā)生信號轉(zhuǎn)變時增加運行計數(shù)值并存儲在每個參考信號周期期間聚集的所述運行計數(shù)值并比較在相鄰參考信號周期內(nèi)存儲的所述運行計數(shù)值。
14.如權(quán)利要求11所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，包括評估電路，配置成在校準模式期間確定所述第一頻率和第二頻率。
15.如權(quán)利要求14所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其中所述評估電路配置成基于在所述校準模式期間在所述DCO的所述輸出觀察到的信號轉(zhuǎn)變的時間平均數(shù)確定所述第一頻率和第二頻率。
16.如權(quán)利要求11所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，包括脈沖生成電路，配置成生成具有與所述關(guān)注信號與所述參考信號之間的所述時間差對應(yīng)的寬度的脈沖，并且其中所述DCO配置成當所述脈沖下陷時操作在所述第一頻率，而當所述脈沖有效時操作在所述第二頻率。
17.如權(quán)利要求16所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其中所述脈沖生成電路配置成響應(yīng)于所述關(guān)注信號中的上升沿轉(zhuǎn)變激活所述脈沖，并響應(yīng)于所述參考信號中的上升沿轉(zhuǎn)變終止所述脈沖。
18.如權(quán)利要求16所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其中所述脈沖生成電路配置成將所述脈沖的寬度延長固定延遲。
19.如權(quán)利要求16所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器，其中作為一個或多個頻率調(diào)諧位將所述脈沖輸入到所述DC0。
20.一種數(shù)字鎖相環(huán)，包括如權(quán)利要求11所述的時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器。
全文摘要
時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器操作如下通過在參考信號周期的第一部分期間在第一頻率(f1)操作數(shù)字控制振蕩器(110)并在參考信號周期期間作為關(guān)注信號(START)與參考信號(REF)之間的時間差的函數(shù)將操作頻率從第一頻率改變到第二頻率(f2)來測量關(guān)注信號與參考信號之間的時間差。時間-數(shù)字轉(zhuǎn)換器連續(xù)計數(shù)(150)在參考信號周期期間在數(shù)字控制振蕩器的輸出有多少信號轉(zhuǎn)變發(fā)生?；谠趨⒖夹盘栔芷谄陂g計數(shù)的信號轉(zhuǎn)變數(shù)估計(130)關(guān)注信號與參考信號之間的時間差。
文檔編號H03M1/50GK102209940SQ200980144850
公開日2011年10月5日 申請日期2009年11月3日 優(yōu)先權(quán)日2008年11月7日
發(fā)明者S·?？?申請人:愛立信電話股份有限公司