專利名稱：時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，尤其涉及具有比例路徑的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器。
背景技術(shù)：
相位檢測器(phase detector,PD)的作用是接收并比較數(shù)據(jù)信號與輸出時(shí)鐘信號 后產(chǎn)生判斷信號，而相位檢測器常見于鎖相回路(Phase LockedLoop, PLL)中，借以作為對 時(shí)鐘或頻率的精確控制，此外，在時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器(Clock Data Recovery,CDR)電路中也使 用了鎖相回路的作法。 請參見圖l，其為相位檢測器依據(jù)調(diào)整相位的方式分成線性相位檢測器與砰砰 (bang-bang)相位檢測器兩種類型的調(diào)整關(guān)系示意圖。其中圖la為線性相位檢測器的修正 方式，在相位差值V越大的情況下，所進(jìn)行的相位修正A V的值也會成比例增加，當(dāng)V為 正值時(shí)，相位修正A V的便會以負(fù)值來扣除原本的相位，反之亦然，亦即，線性相位檢測器 在相位修正A V與相位差值V之間將如圖la所示呈現(xiàn)線性關(guān)系。 而圖lb為砰砰相位檢測器的修正方式，此種相位檢測器屬于非線性相位檢測器， 在操作時(shí)僅需判斷相位差值V為正或負(fù)，然后利用加/減一固定相位修正量A V的方式 來進(jìn)行修正，若是經(jīng)過一次調(diào)整后仍存在誤差，則重復(fù)判斷誤差值的正/負(fù)后再以該固定 相位修正量A V加以修正，并不因?yàn)橄辔徊钪礦的絕對值大小而改變單次修正的幅度。舉 例來說，在輸入相位檢測器的數(shù)據(jù)信號與比對信號間存在的相位差值V為正值而必須進(jìn) 行反向調(diào)整，代表相位必須扣除A V的量(-A uO，則砰砰相位檢測器輸出判斷信號Vd。^， 另一方面，若相位差值V為負(fù)值，則必須正向調(diào)整相位(+A HO而輸出判斷信號Vup。
兩者相比，線性相位檢測器可能因?yàn)檎`差值越來越小而停止修正的動作；至于砰 砰相位檢測器則因?yàn)槿铀玫闹挡蝗菀淄耆恢拢沟门榕橄辔粰z測器一定會因?yàn)橄辔?差值V的存在而進(jìn)行修正，即便已經(jīng)相當(dāng)接近理想值時(shí)，也會在理想值的上下間震蕩，因 此砰砰相位檢測器也被稱為二進(jìn)制相位檢測器(binary PD)。由于砰砰相位檢測器毋需對 相位差值V的大小計(jì)算調(diào)整的范圍，進(jìn)行調(diào)整時(shí)也較線性相位檢測器快速，高速數(shù)據(jù)通常 會采用砰砰相位檢測器。 請參見圖2，其為現(xiàn)有技術(shù)利用砰砰相位檢測器實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路的示意 圖。此電路中包含了砰砰相位檢測器101、電荷充電泵(charge pump， CP)103、回路濾波器 (Loop Filter, LF) 105與電壓控制振蕩器(Voltage ControlOscillator， VC0) 107，在砰砰 相位檢測器101得到的判斷信號(Vup、Vd。wn)，經(jīng)由電荷充電泵103與回路濾波器105轉(zhuǎn)換成 電壓形式的信號去控制電壓控振蕩器107的相位。 由圖2可以看出電荷充電泵103由第一電流源1031、第二電流源1032，以及兩個(gè) 切換開關(guān)，即第一切換開關(guān)1033與第二切換開關(guān)1034所組成。其中第一電流源1031電 連接于高電平電壓以提供第一切換電流，而第二電流源1032則電連接于低電平電壓，借以 提供第二切換電流，至于第一切換開關(guān)1033則耦接于第一電流源1031與回路濾波器105 間，根據(jù)砰砰相位檢測器101輸出的判斷信號來控制是否輸出第一切換電流；第二切換開關(guān)1034耦接于第二電流源1032與回路濾波器，同樣利用砰砰相位檢測器101所輸出的判 斷信號來決定是否輸出第二切換電流，而第一切換電流與第二切換電流的輸出組合則構(gòu)成 后續(xù)電路使用的切換信號。 電荷充電泵103輸出的切換信號主要是根據(jù)砰砰相位檢測器101輸出的判斷信號 (Vup、Vd。J來產(chǎn)生，借以調(diào)整回路濾波器105上的電壓V『接著再通過Vw來控制電壓控制振 蕩器107的輸出震蕩情形。在砰砰相位檢測器101輸出的判斷信號(Vup、 Vd。wn)的值為(0、 0)時(shí)，電荷充電泵103內(nèi)的第一切換開關(guān)1033、第二切換開關(guān)1034分別為(關(guān)、關(guān))且輸 入至電壓控制振蕩器107的電壓Vw將不因此而改變；同理可知在判斷信號(Vup、Vd。wn)的值 為(0、1)時(shí)，電壓Vw將因?yàn)榈诙袚Q開關(guān)1034被接通而產(chǎn)生的第二切換電流讓回路濾波 器105內(nèi)的積分電容Q開始放電而降低；在判斷信號(Vup、 Vd。J的值為(1、0)時(shí)，電壓V 將因?yàn)榈谝磺袚Q開關(guān)1033被導(dǎo)通而利用第一切換電流對回路濾波器105內(nèi)的積分電容Q 進(jìn)行充電動作；在判斷信號(Vup、Vd。J的值為(1、1)時(shí)，第一切換開關(guān)1033、第二切換開關(guān) 1034均被接通，而第一切換電流與第二切換電流均流到低電平電壓，則回路濾波器105在 此狀況下也不發(fā)生充放電情形。 再進(jìn)一步探究電荷充電泵103內(nèi)的切換開關(guān)1033、 1034的動作對于回路濾波器 105以及電壓控制振蕩器107的影響可以發(fā)現(xiàn)在開關(guān)1033、 1034切換而停止對回路濾波 器105充電后，回路濾波器105內(nèi)的積分電容Q仍因累積電荷的關(guān)系而仍對電壓控制振蕩 器107的輸入電壓產(chǎn)生影響；反觀電阻R則不具有記憶效應(yīng)而無類似的情況，故電阻R能將 開關(guān)切換造成的效應(yīng)實(shí)時(shí)的反應(yīng)至電壓控制振蕩器107。 易言之，回路濾波器105的電阻R與積分電容C1對于電路的影響分別為實(shí)時(shí)反應(yīng) 以及持續(xù)反應(yīng)的情形，因此前者適合被用來瞬間調(diào)整相位，而后者則被作為調(diào)整頻率使用。 在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，圖2的作法在時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器被作為高速應(yīng)用時(shí)不甚理想，理由如下
首先，回路濾波器105內(nèi)以電阻R搭配積分電容Q的方式，讓偏高速的相位控制 與偏低速的頻率控制局限在同一個(gè)回路中，使得在設(shè)計(jì)回路濾波器105電路時(shí)，電阻R與積 分電容Q的選擇必須彼此遷就高速與低速的考慮而相當(dāng)不便；此外，在高速的應(yīng)用時(shí)，電荷 充電泵103內(nèi)部的設(shè)計(jì)也需要對應(yīng)高速應(yīng)用的考慮，方能配合后段調(diào)整的需要，因此這種 控制模式將使電荷充電泵103的設(shè)計(jì)相當(dāng)困擾。 其次，電路中容易產(chǎn)生寄生電容Cp，使得電路的設(shè)計(jì)不如預(yù)期般理想，在圖2中， 寄生電容Cp的存在便使時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路由原本的二階系統(tǒng)變成一個(gè)三階的系統(tǒng) (多了一個(gè)極點(diǎn))。由于寄生電容Cp的電容值很小，對于高頻數(shù)據(jù)的影響較大，兩相比較 下，三階系統(tǒng)在數(shù)據(jù)速率為高頻時(shí)的頻率響應(yīng)會較差(詳見Shouj皿Wang等人于IEEE 2005Custom Integrated CircuitsConference (定制集成電路大會)發(fā)表的論文Design Considerations for2nd-0rder and 3rd-Order Bang-Bang CDR Loops,圖五)。
此外，在電路設(shè)計(jì)中為了避免噪聲的影B向，通常會在電路本體之外增加一些去耦 電容，借以濾除高頻的噪聲，而這些去耦電容的使用對于電路原本的反應(yīng)速度也可能會與 寄生電容Cp —樣使電路成為三階系統(tǒng)以及拖慢系統(tǒng)反應(yīng)速度的情形。 綜上所述，現(xiàn)有技術(shù)中利用電阻R與積分電容Q作為回路濾波器105來實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘 數(shù)據(jù)恢復(fù)器的電路設(shè)計(jì)在高頻應(yīng)用時(shí)受到相當(dāng)大的局限，因此本發(fā)明便以此作為改進(jìn)的目 標(biāo)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，以解決現(xiàn)有技術(shù)中利用電阻與積分 電容作為回路濾波器來實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器的電路設(shè)計(jì)在高頻應(yīng)用時(shí)受到相當(dāng)大局限的 問題。 為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供一種時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，包含一相位檢測器，接收并 比較一數(shù)據(jù)信號與一第一輸出時(shí)鐘信號后產(chǎn)生一判斷信號；一電荷充電泵，電連接于該相 位檢測器，其根據(jù)該判斷信號而輸出一切換信號；一回路濾波器，電連接于該電荷充電泵， 其接收該切換信號并對應(yīng)產(chǎn)生一控制電壓；一電壓控制振蕩器，耦接于該回路濾波器與該 相位檢測器，該電壓控制震蕩器可產(chǎn)生一第二輸出時(shí)鐘信號并通過該控制電壓來調(diào)整該第 二輸出時(shí)鐘信號的頻率，而該電壓控制振蕩器還包含一 電流鏡，具有一 電流控制路徑與一 電流輸出路徑，且該電流控制路徑與該電流輸出路徑之間有一比例關(guān)系；一控制電路，電連 接于該回路濾波器與該電流控制路徑并根據(jù)該控制電壓改變該電流控制路徑的電流；一電 流調(diào)整模塊，其根據(jù)該判斷信號而對應(yīng)輸出一差量電流；以及一電流控制震蕩器，電連接于 該電流輸出路徑與該電流調(diào)整模塊，其根據(jù)該差量電流與該電流輸出路徑的電流的總和而 調(diào)整該第二輸出時(shí)鐘信號的相位；以及一除頻器，電連接于該電流控制震蕩器，其將該第二 輸出時(shí)鐘信號進(jìn)行一除頻動作而得該第一輸出時(shí)鐘信號。 本發(fā)明的有益效果在于，本發(fā)明所設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路由于采用將比例路 徑與積分路徑區(qū)隔的作法，因而可使寄生電容因?yàn)榕c原本的積分電容并聯(lián)的關(guān)系，二者的 電容值可被等效于一個(gè)相加后的電容，如此一來，原本的二階系統(tǒng)將不至于因?yàn)榧纳娙?的影響變成一個(gè)三階系統(tǒng)，本發(fā)明也承襲了比例路徑設(shè)計(jì)的作法，以將系統(tǒng)維持在二階系 統(tǒng)的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)。此外，采用本發(fā)明作法所設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路還具有以下優(yōu) 點(diǎn)將需要高速反應(yīng)的相位調(diào)整控制與電荷充電泵的電路設(shè)計(jì)加以區(qū)隔，使得電荷充電泵 設(shè)計(jì)時(shí)的考慮能夠較為單純；以數(shù)字的方式控制切換開關(guān)的動作來對相位調(diào)整的幅度進(jìn)行 調(diào)整，除了對調(diào)控的幅度可以進(jìn)行精確的掌握，且以數(shù)字的方式切換能夠設(shè)計(jì)多個(gè)不同的 調(diào)整階段來調(diào)整；以及設(shè)計(jì)上僅需考慮個(gè)別晶體管電路的比例關(guān)系，一旦比例關(guān)系確定，則 設(shè)計(jì)的電路將不會受到工藝等因素的影響而能夠有穩(wěn)定的表現(xiàn)。


圖la，其為線性相位檢測器的調(diào)整關(guān)系示意圖。
圖lb，其為砰砰相位檢測器的調(diào)整關(guān)系示意圖。 圖2，其為現(xiàn)有技術(shù)利用砰砰相位檢測器實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路的示意圖。
圖3a，其為利用比例路徑作法設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器示意圖。 圖3b，其為利用比例路徑作法進(jìn)行時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器相位調(diào)整的電壓控制振蕩器內(nèi) 部示意圖。 圖4，其為本發(fā)明所提供的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路控制的示意圖。
其中，附圖標(biāo)記說明如下 101砰砰相位檢測器 4072電流控制振蕩器 103電荷充電泵 4073電流鏡
1031第一電流源4074控制模塊1032第二電流源 409除頻器1033第一切換開關(guān)S41第一切換開關(guān)1034第二切換開關(guān)S42第二切換開關(guān)105、305回路濾波器S43第三切換開關(guān)107、307、407電壓控制振蕩器S44第四切換開關(guān)33、34、35、36相位頻率301主要輸入節(jié)點(diǎn)P41第一 P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管302輔助輸入節(jié)點(diǎn)P42第二 P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管312變?nèi)萜鱌43第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管4071電流調(diào)整模塊P44第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管N41第一 N型金屬氧化物半導(dǎo)體
具體實(shí)施例方式
為了改進(jìn)現(xiàn)有技術(shù)在實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器時(shí)受到回路濾波器中電阻與電容特性 不一致所導(dǎo)致的限制情形，目前有些設(shè)計(jì)提出了圖3a的作法，其為利用比例路徑來實(shí)現(xiàn)時(shí) 鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器設(shè)計(jì)的示意圖，這種方式與現(xiàn)有技術(shù)作法的差別主要為改變現(xiàn)有技術(shù)在回 路濾波器305中將電阻與電容串聯(lián)的設(shè)計(jì)，僅保留積分電容C耦接于電荷充電泵103的輸 出端與電壓控制震蕩器307間，并另外將砰砰相位檢測器101輸出的判斷信號(Vup、Vd。J連 接至電壓控制振蕩器307。 通過這樣的設(shè)計(jì)方式，時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器的電路可被區(qū)分為兩個(gè)路徑，分別是由砰 砰相位檢測器101輸出端連接至電壓控制振蕩器307的比例路徑；以及通過積分電容C輸 出至電壓控制振蕩器307的積分路徑。 將比例路徑與積分路徑加以區(qū)別的作法除了可以將需要高速反應(yīng)調(diào)整相位差異 的部分通過比例路徑來實(shí)現(xiàn)，借以將高頻與低頻所需要的調(diào)整模式區(qū)分外，更因?yàn)樵诜e分 路徑中不使用電阻與電容串接的作法，僅留下積分電容C的部分，讓積分電容根據(jù)該切換 信號而進(jìn)行充放電動作，這可使電路中的去耦電容與寄生電容Cp等非電路本體設(shè)計(jì)的電容 值均因?yàn)榕c積分電容C并聯(lián)的關(guān)系，而能夠被視為一個(gè)較大數(shù)值的等效電容Ceq，而不會產(chǎn) 生提高系統(tǒng)階數(shù)的問題。 換句話說，非電路本體中的電容將被積分路徑中原本的積分電容C吸收，而不至
產(chǎn)生另一個(gè)極點(diǎn)而使電路變成三階系統(tǒng)，進(jìn)而解決了現(xiàn)有技術(shù)在設(shè)計(jì)回路濾波器而將電阻
與電容串接時(shí)，所產(chǎn)生的三階系統(tǒng)在高頻時(shí)的頻率響應(yīng)會較不穩(wěn)定的問題。 接著請參見圖3b，其為利用比例路徑作法進(jìn)行時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器相位調(diào)整的電壓控
制振蕩器307內(nèi)部示意圖，關(guān)于更詳細(xì)的細(xì)節(jié)則請參見美國專利US7， 580， 497B2。 壓控制振蕩器307提供了以九十度作為間隔的相位頻率33、34、35、36，且自外連
接兩個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)主要輸入節(jié)點(diǎn)301與輔助輸入節(jié)點(diǎn)302。其中主要輸入節(jié)點(diǎn)301連接至
回路濾波器305的輸出端點(diǎn)，并被用來決定電壓控制振蕩器307的調(diào)整范圍，而輔助輸入節(jié)
點(diǎn)302則連接至砰砰相位檢測器101的比例路徑，用來決定調(diào)整相位時(shí)的步進(jìn)頻率(Bang
Bang st印frequency,以下簡稱為fbb)，由于步進(jìn)頻率fbb的數(shù)量級約為電壓控制振蕩器307中心頻率的0. 1%，因此在輔助輸入節(jié)點(diǎn)302所連接的變?nèi)萜?12的大小僅需足以提供 這樣大小的步進(jìn)頻率fbb即可。 盡管圖3b的電路設(shè)計(jì)方式通過比例路徑的使用改善了高低速電路設(shè)計(jì)考慮的問 題，但仍具有以下缺陷 第一，由于電壓控制振蕩器307的主要輸入節(jié)點(diǎn)301被連接至電荷充電泵103的 輸出，造成電荷充電泵103電路設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮后段電壓控制振蕩器307在高頻時(shí)的行為 而增加電荷充電泵103電路設(shè)計(jì)的難度；第二，在變?nèi)萜?12上的輔助輸入節(jié)點(diǎn)302輸入電 壓時(shí)，是直接連接至砰砰相位檢測器101輸出的判斷信號，但時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路在動態(tài) 運(yùn)行時(shí)，砰砰相位檢測器101的輸出至輔助輸入節(jié)點(diǎn)302真正發(fā)生相位調(diào)整將會有一段的 延遲反應(yīng)的情形，即實(shí)際上需要相位調(diào)整的時(shí)點(diǎn)與真正進(jìn)行相位調(diào)整的時(shí)點(diǎn)具有時(shí)間差， 這之間的差異將使取樣相位往返/來回移動，因此稱為回復(fù)的信號具有抖動(jitter)的現(xiàn) 象，由于這類型的應(yīng)用中，抖動的發(fā)生是為了追逐檢測的相位，因此將這種抖動稱為追逐抖 動(hunting jitter)，而上述的作法對于追逐抖動的時(shí)間無法加以調(diào)整而使電壓控制振蕩 器307的反應(yīng)不夠靈敏，因此也成為需要改進(jìn)的目標(biāo)；第三，在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，變?nèi)萜?12的設(shè) 計(jì)影響著電容值，而使用的工藝不同時(shí)對于電容值的影響也相當(dāng)顯著，因此在實(shí)現(xiàn)電路時(shí) 無法精確的掌握電路的行為。 簡言之，盡管目前發(fā)展出的作法是將比例路徑與積分路徑加以區(qū)隔而改進(jìn)過去必 須在電路設(shè)計(jì)時(shí)兼顧高頻與低頻特性的復(fù)雜度問題，但目前對于電壓控制振蕩器307中用 來調(diào)整相位差值的做法卻是將回路濾波器305與砰砰相位檢測器101的輸出端點(diǎn)直接連接 于電壓控制振蕩器307的主要輸入節(jié)點(diǎn)301與輔助輸入節(jié)點(diǎn)302中。這樣的修正方式偏向 模擬的作法而無法精確掌握修正的幅度，且在設(shè)計(jì)電荷充電泵103時(shí)也需要考慮電荷充電 泵103對于電壓控制振蕩器307的影響而增加電荷充電泵103電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。因此本 發(fā)明特別就電壓控制振蕩器307的高頻反應(yīng)為標(biāo)的開發(fā)出能夠更精確控制且能簡化電路 復(fù)雜度的設(shè)計(jì)。 請參見圖4，其為本發(fā)明所提供的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路控制的示意圖，圖中同樣利 用比例路徑與積分路徑劃分砰砰相位檢測器101 、電荷充電泵103及回路濾波器305控制電 壓控制震蕩器407相位與頻率控制的作法。 簡單來說，本較佳實(shí)施例與前述作法之間的差異在于電壓控制振蕩器407的內(nèi)部 電路設(shè)計(jì)，本發(fā)明在電壓控制振蕩器407的主體電路中雖然仍以第一 P型金屬氧化物半導(dǎo) 體晶體管P41與第二P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P42組成的電流鏡4073的方式為基礎(chǔ)， 卻另外附加了以第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P43、第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管 P44及第三切換開關(guān)S43、第四切換開關(guān)S44所構(gòu)成的電流調(diào)整模塊4071與電流控制震蕩 器(Current Control Oscillator, CCO)4072模塊。 本較佳實(shí)施例中的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器包含砰砰相位檢測器101，在接收數(shù)據(jù)信號 與第一輸出時(shí)鐘信號后進(jìn)行比較，接著產(chǎn)生判斷信號；電荷充電泵403，電連接于相位檢測 器401，根據(jù)砰砰相位檢測器101所產(chǎn)生的判斷信號而對應(yīng)輸出切換信號(Vup、 Vd。wn)，當(dāng)切 換信號為Vup時(shí)，由電壓控制振蕩器407輸出的第二輸出時(shí)鐘信號的頻率較高，反之在切 換信號為VdOTn時(shí)，電壓控制振蕩器407輸出的第二輸出時(shí)鐘信號的頻率較低；回路濾波器 305，電連接于電荷充電泵103，用以接收切換信號(Vup、Vd。wn)并對應(yīng)產(chǎn)生控制電壓V^ ;以及電壓控制振蕩器407，耦接于回路濾波器305與砰砰相位檢測器101，電壓控制震蕩器407 可以產(chǎn)生第二輸出時(shí)鐘信號并通過電壓的控制來調(diào)整第二輸出時(shí)鐘信號的頻率。此時(shí)鐘數(shù) 據(jù)恢復(fù)器還可使用除頻器409，將之電連接于電流控制振蕩器4072與砰砰相位檢測器101 間，除頻器409的作用是將電流控制震蕩器4072輸出的第二輸出時(shí)鐘信號進(jìn)行除頻動作而 得到輸入于砰砰相位檢測器101的第一輸出時(shí)鐘信號，除頻器409所用的倍率關(guān)系可以為 一整數(shù)N，而N二 1、2、3…，在N二 1時(shí)代表將電壓控制振蕩器407產(chǎn)生的第二輸出時(shí)鐘信 號直接傳送至砰砰相位檢測器401，亦即第一輸出時(shí)鐘信號與第二時(shí)鐘信號相等。
電壓控制振蕩器407內(nèi)部電路則包含具有電流控制路徑與電流輸出路徑的電流 鏡4073，且電流控制路徑上的參考輸出電流Iref與電流輸出路徑上的基準(zhǔn)輸出電流I。b之 間根據(jù)電流鏡的設(shè)計(jì)原理，會因?yàn)榈谝?P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P41與第二 P型金屬 氧化物半導(dǎo)體晶體管P42的面積比例而有一比例關(guān)系；控制電路4074，電連接于回路濾波 器405與電流控制路徑I。。。并根據(jù)控制電壓、F改變電流控制路徑I。。。的電流；電流調(diào)整模 塊4071，其根據(jù)判斷信號而對應(yīng)輸出差量電流AI ;以及電流控制震蕩器4072，電連接于電 流輸出路徑與電流調(diào)整模塊4071，將差量電流AI與電流輸出路徑I。b的電流的總和作為 輸入電流控制振蕩器的輸入電流I。。。(即A I+I。b = I。。。)，因此能通過差量電流A I的調(diào)整 而對應(yīng)調(diào)整第二輸出時(shí)鐘信號的相位。由于本發(fā)明對于電壓控制振蕩器407內(nèi)部加以改良 而改進(jìn)了現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，因此以下特別就電壓控制振蕩器407內(nèi)部電路加以說明。
控制電路4074包含第一 N型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管N41，漏極連接至電流輸 出路徑、柵極接收控制電壓V『以及電阻，耦接于第一N型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管N41的 源極與低電平電壓(接地)。 電流鏡4073包含第一 P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P41，源極連接至高電平電 壓(電壓源)，而柵極與漏極連接至電流控制路徑；以及第二P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管 P42，源極連接至高電平電壓(電壓源)、柵極連接至電流控制路徑而漏極連接至電流輸出 路徑并輸出基準(zhǔn)輸出電流。 電流調(diào)整模塊4071包含第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P43，源極連接至一 高電平電壓、柵極連接至電流控制路徑，而漏極輸出第一子差量電流Al。n至電流輸出路 徑；以及第三切換開關(guān)S43，耦接于第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P43與電流控制震蕩 器4072間，其根據(jù)該判斷信號而切換輸出第一子差量電流Al。n至該電流輸出路徑。在第 三切換開關(guān)為接通("ON")時(shí)，電流輸出路徑的電流接收第一子差量電流Al。n，使電流控 制震蕩器4072的輸入電流I^額外增加了 AIOT1的電流量，使得第二輸出時(shí)鐘信號的相位 調(diào)整一第一比例rl，而第一比例rl為第一子差量電流A 與基準(zhǔn)輸出電流I。b間的比例。
類似的作法可視需要在電流調(diào)整模塊4071重復(fù)施用，例如再增添使用第四P型金 屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P44，采用與第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P43相類似的作法， 將源極連接至高電平電壓(電壓源)、柵極連接至電流控制路徑，而漏極輸出第二子差量電 流A IOT2至電流輸出路徑；以及第四切換開關(guān)S44，耦接于第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體 管P44與電流控制震蕩器4072間，其根據(jù)判斷信號而切換輸出第二子差量電流AI。^至電 流輸出路徑。在第四切換開關(guān)S44為接通("ON")時(shí)，電流輸出路徑的電流接收第二子差 量電流AI。^，其使第二輸出時(shí)鐘信號的相位調(diào)整第二比例，其為第二子差量電流AI^與 基準(zhǔn)輸出電流I。b間的比例。同理，在設(shè)計(jì)電路時(shí)，亦可以視需要而增加成對的切換開關(guān)與P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管來調(diào)整電流比例及第二輸出時(shí)鐘信號。 換句話說，當(dāng)采用圖4中的設(shè)計(jì)時(shí)，電流調(diào)整模塊4071除了以基準(zhǔn)輸出電流I。b作 為電流控制震蕩器4072的輸入電流I^的基礎(chǔ)外，還可以利用第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體 晶體管P43與第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管44的導(dǎo)通與否來調(diào)整差量電流A I的量 (AI = AI。H+AI^)，通過差量電流AI來控制電流控制震蕩器4072的輸出震蕩頻率。
在實(shí)際應(yīng)用時(shí)，可以在第二 P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P42、第三P型金屬氧化 物半導(dǎo)體晶體管P43為導(dǎo)通時(shí)設(shè)定為Icco = I。b+AIOTl的電流量為電流控制震蕩器4072 的正常震蕩速度，即，此種設(shè)定模式下的第二輸出時(shí)鐘信號為標(biāo)準(zhǔn)的頻時(shí)鐘信號；在這樣的 設(shè)定下，若將第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P44也導(dǎo)通時(shí)，則電流控制震蕩器4072的 輸入電流1。。。將增加△ Ior2的量(Icc。 = I。b+A A IOT2)，進(jìn)而使得時(shí)鐘信號的調(diào)整成比例 增加；另一方面，在僅有第二 P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管P42被導(dǎo)通的情況時(shí)，與前述的 正常震蕩速度情況相較時(shí)，將因?yàn)檩斎腚娏骺刂普袷幤?072的電流降低至I。。。 = 1。b，即輸 入電流I。。。降低了 A 的量，而使電流控制震蕩器4072產(chǎn)生的第二輸出時(shí)鐘信號震蕩速 度具有相同幅度的改變。通過控制差量電流Al與基準(zhǔn)輸出電流I。b之間的比例關(guān)系，則步 進(jìn)頻率fbb的控制可以被輕易的實(shí)現(xiàn)。 通過這樣的設(shè)計(jì)方式，由于電流調(diào)整模塊4071內(nèi)的P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體 管分別串接至對應(yīng)的切換開關(guān)，而切換開關(guān)的控制可以用數(shù)字方式來切換，并可以根據(jù)設(shè) 計(jì)需要來調(diào)整切換開關(guān)的個(gè)數(shù)，因此對于電流控制震蕩器4072的震蕩頻率的控制可以達(dá) 到更精確的調(diào)整，對于高頻數(shù)據(jù)的情形更顯重要，當(dāng)然，盡管上述的較佳實(shí)施例中是以兩個(gè) P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管作為舉例，實(shí)際應(yīng)用時(shí)，晶體管的種類、個(gè)數(shù)均與連接方式等， 都可以依據(jù)需要而加以改變。 除了前述優(yōu)點(diǎn)外，由于電流調(diào)整模塊4071內(nèi)的P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管與電 流鏡4073中的P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管間因?yàn)榫哂忻娣e比率的關(guān)系而能達(dá)到控制輸 入于電流控制振蕩器4072的電流差值的目的，基于這樣以電流鏡4073為基礎(chǔ)的設(shè)計(jì)方式， 縱然電路的工藝有所改變，其比例關(guān)系依舊存在，因此適用的范圍也較廣，毋須針對不同工 藝開發(fā)對應(yīng)的設(shè)計(jì)方式。 再者，電流鏡4073還可以通過在控制模塊4074內(nèi)另外連接電阻R來增加線性度，
至于在積分路徑上的積分電容c能與寄生電容cp構(gòu)成等效電容c;q的作法等，本發(fā)明當(dāng)然
也具備其特性。 本發(fā)明設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路將高速反應(yīng)的部分移至電流控制振蕩器4072 來調(diào)整，將因?yàn)殡姾沙潆姳?03不需要配合后段的調(diào)整而必須設(shè)計(jì)為高速反應(yīng)來使用而 使電荷充電泵103的設(shè)計(jì)更為容易；另一方面，以開關(guān)晶體管的方式控制電流控制振蕩器 4072的輸入電量而能用數(shù)字的方式加以控制電路的設(shè)定，因此能夠在相同的設(shè)定下，將追 逐抖動的時(shí)間由110ps降低至25ps，足足降低了近八成的時(shí)間，足以證明本發(fā)明就高速數(shù) 據(jù)的應(yīng)用有相當(dāng)幫助。 綜上所述，本發(fā)明所設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路由于采用將比例路徑與積分路徑 區(qū)隔的作法，因而可使寄生電容Cp因?yàn)榕c原本的積分電容C并聯(lián)的關(guān)系，二者的電容值可
被等效于一個(gè)相加后的電容c;q，如此一來，原本的二階系統(tǒng)將不至于因?yàn)榧纳娙軨p的影
響變成一個(gè)三階系統(tǒng)，本發(fā)明也承襲了比例路徑設(shè)計(jì)的作法，以將系統(tǒng)維持在二階系統(tǒng)的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)。 此外，采用本發(fā)明作法所設(shè)計(jì)的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器電路還具有以下優(yōu)點(diǎn)將需要高 速反應(yīng)的相位調(diào)整控制與電荷充電泵103的電路設(shè)計(jì)加以區(qū)隔，使得電荷充電泵103設(shè)計(jì) 時(shí)的考慮能夠較為單純；以數(shù)字的方式控制切換開關(guān)的動作來對相位調(diào)整的幅度進(jìn)行調(diào) 整，除了對調(diào)控的幅度可以進(jìn)行精確的掌握，且以數(shù)字的方式切換能夠設(shè)計(jì)多個(gè)不同的調(diào) 整階段來調(diào)整；以及設(shè)計(jì)上僅需考慮個(gè)別晶體管電路的比例關(guān)系，一旦比例關(guān)系確定，則設(shè) 計(jì)的電路將不會受到工藝等因素的影響而能夠有穩(wěn)定的表現(xiàn)。 由于本發(fā)明具有以上優(yōu)點(diǎn)，因此在高速的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器應(yīng)用的情況如USB3. 0、 SATA等，均能夠發(fā)揮其功效。盡管本發(fā)明已以較佳實(shí)施例揭示如上，然其并非用以限定本發(fā) 明，本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)意識到在不脫離本發(fā)明所附的權(quán)利要求所揭示的本發(fā)明的范圍和 精神的情況下所作的更動與潤飾，均屬本發(fā)明的權(quán)利要求的保護(hù)范圍之內(nèi)。
1權(quán)利要求
一種時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，包含一相位檢測器，接收并比較一數(shù)據(jù)信號與一第一輸出時(shí)鐘信號后產(chǎn)生一判斷信號；一電荷充電泵，電連接于該相位檢測器，其根據(jù)該判斷信號而輸出一切換信號；一回路濾波器，電連接于該電荷充電泵，其接收該切換信號并對應(yīng)產(chǎn)生一控制電壓；一電壓控制振蕩器，耦接于該回路濾波器與該相位檢測器，該電壓控制震蕩器可產(chǎn)生一第二輸出時(shí)鐘信號并通過該控制電壓來調(diào)整該第二輸出時(shí)鐘的頻率，而該電壓控制振蕩器包含一電流鏡，具有一電流控制路徑與一電流輸出路徑，且該電流控制路徑與該電流輸出路徑之間有一比例關(guān)系；一控制電路，電連接于該回路濾波器與該電流控制路徑并根據(jù)該控制電壓改變該電流控制路徑的電流；一電流調(diào)整模塊，其根據(jù)該判斷信號而對應(yīng)輸出一差量電流；以及一電流控制震蕩器，電連接于該電流輸出路徑與該電流調(diào)整模塊，其根據(jù)該差量電流與該電流輸出路徑的電流的總和而調(diào)整該第二輸出時(shí)鐘信號的相位；以及一除頻器，電連接于該電流控制震蕩器，其將該第二輸出時(shí)鐘信號進(jìn)行一除頻動作而得該第一輸出時(shí)鐘信號。
2. 如權(quán)利要求1所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該相位檢測器為一非線性相位 檢測器。
3. 如權(quán)利要求2所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該非線性相位檢測器為一砰砰 相位檢測器。
4. 如權(quán)利要求1所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該電荷充電泵包含 一第一電流源，其提供一第一切換電流； 一第二電流源，其提供一第二切換電流；一第一切換開關(guān)，耦接于該第一電流源與該回路濾波器，其根據(jù)該判斷信號而輸出該 第一切換電流；以及一第二切換開關(guān)，耦接于該第二電流源與該回路濾波器，其根據(jù)該判斷信號而輸出該 第二切換電流，其中該第一切換電流與該第二切換電流的組合構(gòu)成該切換信號。
5. 如權(quán)利要求1所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該回路濾波器包含 一積分電容，耦接于該電荷充電泵與該電壓控制震蕩器，其根據(jù)該切換信號而進(jìn)行一充放電動作。
6. 如權(quán)利要求1所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該控制電路包含一第一 N型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管，漏極連接至該電流輸出路徑、柵極接收該控制 電壓。
7. 如權(quán)利要求6所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該控制電路還包含 一電阻，耦接于該第一N型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管的源極與一低電平電壓。
8. 如權(quán)利要求1所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該電流鏡包含 一第一P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管，源極連接至一高電平電壓而柵極與漏極連接至該電流控制路徑；以及一第二P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管，源極連接至該高電平電壓、柵極連接至該電流控制路徑而漏極連接至該電流輸出路徑并輸出 一基準(zhǔn)輸出電流。
9. 如權(quán)利要求8所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該電流調(diào)整模塊包含 一第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管，源極連接至該高電平電壓、柵極連接至該電流控制路徑，而漏極輸出一第一子差量電流至該電流輸出路徑；以及一第三切換開關(guān)，耦接于該第三P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管與該電流控制震蕩器 間，其根據(jù)該判斷信號而切換輸出該第一子差量電流至該電流輸出路徑。
10. 如權(quán)利要求9所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該第三切換開關(guān)為接通時(shí)，該 電流控制路徑的電流接收該第一子差量電流，其使該輸出時(shí)鐘信號的相位調(diào)整一第一比 例，而該第一比例為該第一子差量電流與該基準(zhǔn)輸出電流間的比例。
11. 如權(quán)利要求9所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該電流調(diào)整模塊包含 一第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管，源極連接至該高電平電壓、柵極連接至該電流控制路徑，而漏極輸出一第二子差量電流至該電流輸出路徑；以及一第四切換開關(guān)，耦接于該第四P型金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管與該電流控制震蕩器 間，其根據(jù)該判斷信號而切換輸出該第二子差量電流至該電流輸出路徑。
12. 如權(quán)利要求ll所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該第四切換開關(guān)為接通時(shí)， 該電流控制路徑的電流接收該第二子差量電流，其使該輸出時(shí)鐘信號的相位調(diào)整一第二比 例，而該第二比例為該第二子差量電流與該基準(zhǔn)輸出電流間的比例。
13. 如權(quán)利要求11所述的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，其特征在于，該差量電流為該第一子差量 電流與該第二子差量電流的總合，而該差量電流與該基準(zhǔn)輸出電流的總和為控制電流控制 震蕩器的輸入電流。
全文摘要
本發(fā)明時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，包含相位檢測器，比較數(shù)據(jù)信號與第一輸出時(shí)鐘信號后產(chǎn)生判斷信號；電荷充電泵，將判斷信號轉(zhuǎn)為切換信號；回路濾波器，將切換信號轉(zhuǎn)為控制電壓；電壓控制振蕩器，根據(jù)控制電壓調(diào)整產(chǎn)生的第二輸出時(shí)鐘信號，電壓控制振蕩器包含電流鏡，具有電流控制路徑與電流輸出路徑，彼此間的電流呈比例關(guān)系；控制電路，根據(jù)控制電壓改變電流控制路徑的電流；電流調(diào)整模塊，根據(jù)判斷信號輸出差量電流；以及電流控制震蕩器，根據(jù)差量電流與電流輸出路徑的電流總和調(diào)整第二輸出時(shí)鐘信號的相位；以及除頻器將第二輸出時(shí)鐘信號轉(zhuǎn)為第一輸出時(shí)鐘信號。本發(fā)明的時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)器，不至于因?yàn)榧纳娙莼蛉ヱ铍娙莸挠绊懽兂梢粋€(gè)三階系統(tǒng)。
文檔編號H03L7/085GK101777911SQ20101000250
公開日2010年7月14日 申請日期2010年1月8日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月8日
發(fā)明者余明士, 魏呈達(dá) 申請人:智原科技股份有限公司