專利名稱：D類放大器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及適于作為音頻系統(tǒng)功率放大器的D類放大器。
背景技術：
D類放大器是一種生成脈沖序列并通過脈沖序列驅(qū)動負載的放大器，脈沖序列的 脈沖寬度或時間密度被根據(jù)輸入信號進行調(diào)制。D類放大器常常用作驅(qū)動音頻系統(tǒng)中揚聲 器的功率放大器。在此類型的功率放大器中，在輸入信號的電平超過適當?shù)姆秶鷷r在輸出 信號波形中出現(xiàn)削波。必須防止這樣的削波，因為一旦向作為負載的揚聲器發(fā)出削波時，那 么該削波從揚聲器輸出為令人不快的聲音。在現(xiàn)有技術中，在功率放大器之前布置電平調(diào) 整器，以優(yōu)化功率放大器輸入信號的幅度，從而防止出現(xiàn)削波。此技術在JP-A-2003-332867 中的“背景技術”作為示例公開。在現(xiàn)有技術中，功率放大器輸入信號的幅度根據(jù)其電平進行壓縮，從而防止削波。 問題是輸入功率放大器的信號伴隨有由電平調(diào)整器的非線性特性導致的非線性失真，并且 在輸出信號波形上出現(xiàn)的非線性失真降低通過揚聲器再現(xiàn)的聲音質(zhì)量。根據(jù)在JP-B-3，130，919中公開的技術，在D類放大器的PWM(脈沖寬度調(diào)制)調(diào) 制器的前級中提供可變增益放大裝置。如果可能生成削波的輸入信號被發(fā)到PWM調(diào)制器， 那么在該PWM放大器之后布置的開關放大級的源電壓被切換至高電壓，并且降低PWM調(diào)制 器之前的可變增益放大裝置的增益以防止削波。專利文獻1中公開的技術的問題在于需要 控制開關放大級來防止削波，這樣導致較大的電路。當可能發(fā)生削波時，專利文獻1中公開 的技術將開關放大級的源電壓切換至高電壓。從而，D類放大器輸出信號的峰值電平可能 變得不必要地高。這并未完全滿足對于以適當?shù)囊袅亢徒档偷氖д嬖佻F(xiàn)音頻的需要。

發(fā)明內(nèi)容
考慮到前述情況完成了本發(fā)明。本發(fā)明的目標是提供一種能夠防止出現(xiàn)削波而不 生成非線性失真的D類放大器。本發(fā)明的另一目標是提供一種能夠在輸入信號動態(tài)范圍的整個區(qū)域上降低失真 地放大輸入信號并且獲得適當電平的輸出信號的D類放大器。為了實現(xiàn)上面的目標，本發(fā)明的特征在于具有下面的布置。(1) 一種D類放大器，包括放大器，根據(jù)輸入信號生成驅(qū)動負載的數(shù)字信號；衰減器，根據(jù)衰減命令信號衰減所述輸入信號；以及削波防止控制器，當所述數(shù)字信號進入削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)時，該削波防止 控制器輸出衰減命令信號以間歇地衰減所述輸入信號。
(2)根據(jù)⑴的D類放大器，其中
所述放大器根據(jù)周期同步信號輸出具有對應于所述輸入信號的脈沖寬度的所述 數(shù)字信號，以及所述削波防止控制器根據(jù)所述同步信號輸出所述衰減命令信號。(3)根據(jù)(2)的D類放大器，還包括用于輸出周期三角波信號的三角波發(fā)生器，其中所述放大器包括用于積分并輸出所述輸入信號和所述數(shù)字信號之間誤差的 誤差積分器，以及用于輸出根據(jù)所述誤差積分器的輸出信號電平并基于所述誤差積分器的 輸出信號與所述三角波信號之間的比較進行脈沖寬度調(diào)制的數(shù)字信號的脈沖寬度調(diào)制器， 以及其中當所述誤差積分器的輸出信號超過參考電平時，所述削波防止控制器認為所 述數(shù)字信號處于削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)，并且輸出所述衰減命令信號。(4)根據(jù)(3)的D類放大器，其中所述削波防止控制器包括用于生成處于某電平的 比較電壓的比較電壓發(fā)生器，其中當所述誤差積分器的輸出信號超過所述參考電平時所述 比較電壓與所述三角波信號相交，并且包括用于比較所述比較電壓與所述三角波信號以輸 出所述衰減命令信號的比較器。(5)根據(jù)(3)的D類放大器，其中所述削波防止控制器根據(jù)所述三角波信號的峰值 時刻或者就在峰值時刻之前的所述數(shù)字信號的電平來檢測所述數(shù)字信號處于所述削波狀 態(tài)或者近削波狀態(tài)。(6)根據(jù)(3)的D類放大器，其中所述削波防止控制器保持表示所述脈沖寬度調(diào)制 器中所述誤差積分器的輸出信號與所述三角波信號的峰值時刻或者就在所述峰值時刻之 前的三角波信號之間的比較結果的信號，并且根據(jù)所述保持的信號檢測所述數(shù)字信號處于 所述削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)。(7)根據(jù)(1)至(6)中任一的D類放大器，其中所述輸入信號是模擬信號。(8)根據(jù)(1)至(6)中任一的D類放大器，其中所述輸入信號是數(shù)字信號。(9) 一種D類放大器，包括放大器，根據(jù)輸入信號生成驅(qū)動負載的數(shù)字信號；增益控制器，根據(jù)所述輸入信號的電平增加來降低所述放大器的增益，使得當所 述數(shù)字信號進入削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)時，所述數(shù)字信號波形的峰值電平保持在預定電平。(10)根據(jù)(9)的D類放大器，其中所述增益控制器包括衰減器，根據(jù)衰減命令信號衰減所述輸入信號，所述衰減器提供在所述放大器的 輸入部分；以及削波防止控制器，通過監(jiān)控所述放大器中預定節(jié)點的信號來檢測所述數(shù)字信號進 入所述削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)，并且輸出所述衰減命令信號。(11)根據(jù)(10)的D類放大器，其中所述放大器根據(jù)周期同步信號輸出具有對應于所述輸入模擬信號的脈沖寬度的 數(shù)字信號，以及所述削波防止控制器根據(jù)所述同步信號輸出所述衰減命令信號。(12)根據(jù)(11)的D類放大器，還包括輸出周期三角波信號的三角波發(fā)生器，
其中所述放大器包括用于積分并輸出所述輸入模擬信號和所述數(shù)字信號之間誤 差的誤差積分器，以及用于輸出根據(jù)所述誤差積分器的輸出信號電平并基于所述誤差積分 器的輸出信號與所述三角波信號之間的比較進行脈沖寬度調(diào)制的數(shù)字信號的脈沖寬度調(diào) 制器，以及其中當所述誤差積分器的輸出信號超過參考電平時，所述削波防止控制器認為所 述數(shù)字信號處于削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)，并且輸出所述衰減命令信號。(13)根據(jù)(12)的D類放大器，其中所述削波防止控制器包括用于生成處于某電平 的比較電壓的比較電壓發(fā)生器，其中當所述誤差積分器的輸出信號超過參考電平時所述比 較電壓與所述三角波信號相交，并且包括用于比較所述比較電壓與所述三角波信號以輸出 所述衰減命令信號的比較器。(14)根據(jù)(12)的D類放大器，其中所述削波防止控制器根據(jù)所述三角波信號的峰 值時刻或者就在峰值時刻之前的所述數(shù)字信號的電平來檢測所述數(shù)字信號處于所述削波 狀態(tài)或者近削波狀態(tài)。(15)根據(jù)(12)的D類放大器，其中所述削波防止控制器保持表示所述脈沖寬度調(diào) 制器中所述誤差積分器的輸出信號與所述三角波信號的峰值時刻或者就在所述峰值時刻 之前的三角波信號之間的比較結果的信號，并且根據(jù)所述保持的信號來檢測所述數(shù)字信號 處于所述削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)。(16)根據(jù)(9)的D類放大器，其中所述放大器包括脈沖發(fā)生器，用于輸出具有通過調(diào)制信號調(diào)制的脈沖寬度或者脈 沖密度的脈沖作為所述數(shù)字信號，所述增益控制器形成所述放大器的一部分，并且包括動態(tài)范圍壓縮器，用于對從 前級給出的壓縮目標信號執(zhí)行動態(tài)范圍壓縮，以向所述脈沖發(fā)生器輸出產(chǎn)生的信號作為所 述調(diào)制信號，所述動態(tài)范圍壓縮器在所述壓縮目標信號的峰值電平低于預定門限的線性區(qū)內(nèi) 利用預定增益放大所述壓縮目標信號，并且根據(jù)所述壓縮目標信號的峰值電平的增加來降 低所述增益，使得輸出至所述脈沖發(fā)生器的所述調(diào)制信號的峰值電平保持在所述壓縮目標 信號的峰值電平超過所述預定門限的飽和區(qū)中的預定電平。(17)根據(jù)(16)的D類放大器，其中所述增益控制器包括布置在所述動態(tài)范圍壓縮器的前級中的可變增益放大器，以 及所述可變增益放大器利用對應于從外部提供的音量調(diào)整信號的增益放大所述輸 入信號，并且向所述動態(tài)范圍壓縮器輸出產(chǎn)生的信號作為所述壓縮目標信號。(18)根據(jù)(9)至(17)中任一的D類放大器，其中所述輸入信號是模擬信號。(19)根據(jù)(9)至(17)中任一的D類放大器，其中所述輸入信號是數(shù)字信號。根據(jù)本發(fā)明，生成衰減命令信號以在數(shù)字信號進入削波或者近削波狀態(tài)時間歇地 衰減輸入模擬信號。結果，放大器部分的輸入模擬信號在時間軸上間歇地弱化，從而防止數(shù) 字信號的削波。此時，該輸入模擬信號被間歇地弱化，但是它的波形基本不變。這防止削波 而不產(chǎn)生波形失真。進一步地，根據(jù)本發(fā)明，當數(shù)字信號進入削波或者近削波狀態(tài)時，增益控制裝置根據(jù)輸入信號電平中的增加降低放大器的增益，因此該數(shù)字信號所示波形的峰值電平將保持在特定電平。從而可以在輸入信號動態(tài)范圍的整個區(qū)域上降低失真地放大輸入信號，并且 獲得處于適當電平的輸出信號。


圖1是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的D類放大器配置的電路圖。圖2是表示根據(jù)第一實施例的電流輸出比較器的示例配置的電路圖。圖3是表示第一實施例操作的波形圖。圖4A和4B是表示第一實施例操作的波形圖。圖5是表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的D類放大器配置的電路圖。圖6是表示根據(jù)本發(fā)明第三實施例的D類放大器配置的電路圖。圖7A和7B是表示第三實施例操作的波形圖。圖8是表示根據(jù)本發(fā)明第四實施例的D類放大器配置的電路圖。圖9是表示第四實施例操作的波形圖。圖10是表示根據(jù)本發(fā)明第五實施例的D類放大器配置的框圖。圖11是表示第五實施例操作的波形圖。圖12是表示根據(jù)本發(fā)明第六實施例的D類放大器配置的框圖。圖13是表示第六實施例操作的波形圖。
具體實施例方式將參考

本發(fā)明的實施例。第一實施例圖1是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的D類放大器配置的電路圖。D類放大器大致包 括放大器部分100、削波防止控制器200以及三角波發(fā)生器300。三角波發(fā)生器300是生成 恒定周期的三角波信號TR的電路，該信號的形狀為線性斜率并且在OV至+VB的電壓范圍 之間變化，該三角波發(fā)生器300還向放大器部分100和削波防止控制器200提供該三角波 信號TR。放大器部分100是根據(jù)輸入模擬信號生成數(shù)字信號以驅(qū)動負載的器件。具體地， 放大器部分100是用于生成正相數(shù)字信號VOp和負相數(shù)字信號VOn并且從輸出端子102p 和102η輸出數(shù)字信號的電路，其中根據(jù)提供至輸入端子IOlp和IOln的正相模擬輸入信號 VIp和負相模擬輸入信號VIn的電平對正相數(shù)字信號VOp和負相數(shù)字信號VOn進行脈沖寬 度調(diào)制。削波防止控制器200是用于監(jiān)控從放大器部分100中的預定節(jié)點取得的信號的電 路。當信號電平偏離預定范圍時，削波防止控制器200認為輸出信號VOp或者Von處于削 波或者近削波狀態(tài)，并且生成衰減命令信號SW以命令間歇地衰減輸入模擬信號，并且向放 大器部分100提供該衰減命令信號SW。三角波信號TR用作同步信號，以確定數(shù)字信號VOp 和Von的生成定時，以及放大器部分100和削波防止控制器200中衰減命令信號SW的生成 定時。下面將按照此順序說明放大器部分100和削波防止控制器200的配置。在放大器部分100中，電阻器R1、R3、R5串聯(lián)在輸入端子IOlp和輸出端子102r!之 間。電阻器R2、R4、R6串聯(lián)在輸入端子IOln和輸出端子102p之間。電阻器R3和R5的公 共連接點連接至誤差積分器110的正相輸入端子lllp。電阻器R4和R6的公共連接點連接至誤差積分器110的負相輸入端子111η。利用MOSFET(由金屬氧化物半導體構成的場效應 晶體管)的開關130插入在電阻器Rl和R3的公共連接點與電阻器R2和R4的公共連接點 之間。開關130起到根據(jù)從削波防止控制器200提供的衰減命令信號SW間歇地衰減輸入 模擬信號的衰減器的作用。開關130和削波防止控制器200起到根據(jù)輸入信號VIp和VIn 的每一個的電平增加來降低放大器部分100的整個增益的增益控制器的作用，以使當數(shù)字 信號VOp或Von進入削波或者近削波狀態(tài)時，數(shù)字信號VOp或Von所示波形的峰值電平將 保持在特定電平。在誤差積分器110中，正相輸入模擬信號VIp通過電阻器Rl和R3被提供至正相輸 入端子lllp，而負相輸入模擬信號VIn通過電阻器R2和R4被提供至正相輸入端子llln。 負相數(shù)字信號VOn被反饋至誤差積分器110的正相輸入端子lllp。正相數(shù)字信號VOp被反 饋至誤差積分器110的負相輸入端子llln。誤差積分器110是用于積分這樣提供的輸入模 擬信號VIp和VIn以及數(shù)字信號VOp和VOn之間的誤差并且分別從正相輸出端子112p和 負輸出端子112η輸出正相信號VDp和負相信號VDn的電路。可使用各種類型的誤差積分 器110。所示示例使用二階誤差積分器110，包括差分放大器113、四個電容器Cl至C4以 及兩個電阻器Rll和R12。差分放大器113的正相輸入端子(正輸入端子)和負相輸入端 子(負輸入端子)分別起到誤差積分器110的正相輸入端子Illp和負相輸入端子Illn的 作用。差分放大器113的正相輸出端子(正輸出端子)和負相輸出端子(負輸出端子)分 別起到誤差積分器110的正相輸出端子112ρ和負相輸出端子112η的作用。用于積分誤差 的電容器Cl和C2串聯(lián)插入在差分放大器113的正相輸入端子和負相輸出端子之間。這些 電容器的公共連接點通過電阻器Rll接地。用于積分誤差的電容器C3和C3串聯(lián)插入在差 分放大器113的負相輸入端子和正相輸出端子之間。這些電容器的公共連接點通過電阻器 Rl2接地。脈沖寬度調(diào)制器120的正相輸入端子121ρ和負相輸入端子121η分別連接至誤差放大器Iio的正相輸出端子112ρ和負相輸出端子112η。從三角波發(fā)生器300輸出的三角 波信號TR被提供至脈沖寬度調(diào)制器120的三角波輸入端子。脈沖寬度調(diào)制器120的正相 輸出端子123ρ和負相輸出端子123η分別起到放大器部分100的輸出端子102ρ和102η的 作用。脈沖寬度調(diào)制器120是用于利用提供至三角波輸入端子122的三角波信號TR生成 具有對應于誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn電平的脈沖寬度的正相數(shù)字信號VOp和 負相數(shù)字信號VOn并且用于從正輸出端子123ρ和負輸出端子123η輸出這些數(shù)字信號的電 路?？梢允褂酶鞣N類型的脈沖寬度調(diào)制器120。所示示例使用一種脈沖寬度調(diào)制器，包括 比較器124ρ和124η，它們的正相輸入端子接收三角波信號TR，而它們的負相輸入端子從 誤差積分器110分別接收正輸出信號VDp和負輸出信號VDn ；倒相器125ρ和125η，用于將 比較器124ρ和124η的輸出信號VEp和Ven的每一個的電平進行倒相，并且輸出產(chǎn)生的信 號NAND門126ρ，向其輸入比較器124η的輸出信號VEn和倒相器125ρ的輸出信號；NAND門 126η,向其輸入比較器124ρ的輸出信號VEp和倒相器125η的輸出信號；以及倒相器127ρ 和127η，用于將NAND門126ρ和126η的輸出信號的每一個的電平進行倒相，并且從正相輸 出端子123ρ和負相輸出端子123η輸出產(chǎn)生的信號作為信號VOp和VOn?，F(xiàn)在結束對于放大器部分100配置的說明。下面將說明削波防止控制器200的配置。電流輸出比較器201是用于比較誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn的每一個的電平與參考電平VLEV并且在輸出信號VDp和 VDn中至少一個超過參考電平VLEV的情況下向電容器C21和電阻器R21的并聯(lián)電路輸出恒 定電流的電路。參考電平VLEV被設置為三角波信號TR的峰值電壓VB或者略低于VB的電壓。在此示例中，為了不使數(shù)字輸出信號VOp和Von產(chǎn)生削波，通常將參考電平VLEV設置 為三角波信號TR的高峰值電壓或者略低于該高峰值電壓的電壓。根據(jù)該實施例的削波防 止控制器200將輸出信號VDp (或者VDn)的高峰值電壓與參考電平VLEV進行比較，并且根 據(jù)比較結果生成用于削波防止的衰減命令信號SW，因此如上所述設置參考電平VLEV。削波 防止控制器200可比較輸出信號VDp (或者VDn)的低峰值電壓與參考電平VLEV，并且根據(jù) 該比較結果生成用于削波防止的衰減命令信號SW。在這種情況下，參考電平VLEV被設置 為三角波信號TR的低峰值電壓或者略高于該低峰值電壓的電壓?？梢愿鶕?jù)輸出數(shù)字信號 VOp和VOn的脈沖寬度調(diào)制因子的變化范圍來設置參考電平VLEV。在有必要最大化輸出數(shù) 字信號VOp和VOn的脈沖寬度調(diào)制因子的變化范圍的情況下，那么必須將參考電平VLEV設 置得盡可能接近VB或者0V。否則，可將參考電平VLEV設置得遠離VB或者0V。為了使削 波防止特征生效，可在VB/2 < VLEV < VB或者OV < LVEV < VB的范圍內(nèi)任意設置參考電 平 VLEV。圖2是表示電流輸出比較器201的示例配置的電路圖。在圖2中，N溝道FET 221 使其源極接地，并且使其漏極和柵極連接至恒流源220。N溝道FET 222至224使它們的源 極接地，并且使它們的柵極獲得與N溝道FET 221相同的柵電壓。也就是，N溝道FET 221 至224構成電流反射鏡。與流經(jīng)N溝道FET 221的漏電流成比例的漏電流流經(jīng)N溝道FET 222 至 224。N溝道FET 231和232使它們的漏極連接至電壓+VB的電源。每一柵極獲得來自 誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn。源極共同連接至N溝道FET 222的漏極。也就是， N溝道FET 231和232構成源極跟隨器，它們的公共負載是N溝道FET 222。在N溝道FET 222的漏極生成比來自N溝道FET 231和232的柵極電壓VDp和VDn中的較大一個低預定 量(對應于N溝道FET門限的電壓)的電壓。N溝道FET 233使其漏極連接至電壓+VB的 電源，使其柵極獲得參考電平VLEV并且使其源極連接至N溝道FET 224的漏極。N溝道FET 233構成源極跟隨器，它的負載是N溝道FET 224。在N溝道FET 224的漏極生成比柵電壓 VLEV低預定量的電壓。N溝道FET 241和242形成FET對，該FET對與N溝道FET 223 一起構成差分放大 器。N溝道FET 241通過P溝道FET 243使其漏極連接至電壓+VB的電源，并且使其柵極獲 得N溝道FET 222的漏電壓。N溝道FET 242使其漏極直接連接至電壓+VB的電源，并且 使其柵極獲得N溝道FET 224的漏電壓。N溝道FET 241和242的源極共同連接至N溝道 FET 223的漏極。P溝道FET 243使其源極直接連接至電壓+VB的電源，并且使其漏極和柵極連接至 N溝道FET 241的漏極。P溝道FET 250使其柵極獲得與P溝道FET 243相同的柵電壓，并 且使其源極直接連接至電壓+VB的電源。電容器C21和電阻器R21的并聯(lián)電路插入在其漏 極和地線之間。也就是，P溝道FET 243和250構成電流反射鏡并且與P溝道!7ET 243的 漏電流成比例的漏電流流經(jīng)P溝道FET 250。在此配置中，如果誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn的每一個低于參考電平VLEV,那么N溝道FET 242的柵極偏置大于N溝道FET的柵極偏置，并且在N溝道FET 241處于OFF時N溝道FET 242處于ON。從而，當P溝道FET 250處于OFF時P溝道FET 243 處于OFF。如果誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn中的至少一個超過參考電平VLEV， 那么N溝道FET 241的柵極偏置大于N溝道FET 242的柵極偏置，并且當N溝道FET 242 處于OFF時N溝道FET 241處于ON。從而，當P溝道FET 250也處于ON時P溝道FET 243 處于ON。流經(jīng)P溝道FET 250的漏電流與流經(jīng)P溝道FET 243和P溝道FET 223的漏電流 成比例，也就是，與恒流源220的輸出電流成比例。參考圖1，從電流輸出比較器201至比較器204和205的前級的部分構成用于生成 比較電壓的比較電壓發(fā)生器，該比較電壓具有當誤差積分器110的輸出信號超過參考電平 VLEV時，該輸出信號與三角波信號TR相交的電平。為了更加精確，包括電容器C21和電阻 器R21的并聯(lián)電路構成用于對從電流輸出比較器201輸出的電流進行積分的積分器21。運 算放大器202構成電壓跟隨緩沖器，它的輸出端子和負相輸入端子短接，并且該電壓跟隨 緩沖器從積分器21向后級發(fā)送輸出信號VCl作為第一比較電壓。從電壓跟隨緩沖器輸出 的第一比較電壓VCl經(jīng)過電阻器R22被提供至運算放大器203的負相輸入端子。與電阻器 22具有相同電阻值的電阻器23插入在運算放大器203的負相輸入端子和輸出端子之間。 向運算放大器203的正相輸入端子提供參考電壓+VB/2。假設運算放大器203的輸出電壓 是VC2，那么可以得到下式(VCl+VC2)/2 = VB/2 (1)對上式解出VC2，得到VC2 = VB-VCl(2)也就是，包括電阻器R22、R23以及運算放大器203的電路當作反相放大器，用于 當從運算放大器202輸出第一比較電壓VCl時，輸出比電壓VB低電壓VCl的第二比較電壓 VC2。比較器204比較第一比較電壓VCl和三角波信號TR。如果后者高于前者，那么比 較器204輸出高電平(High signal)。否則，比較器204輸出低電平(Low signal)。比較 器205比較第二比較電壓VC2和三角波信號TR。如果后者高于前者，那么比較器205輸出 高電平(Highsignal)。否則，比較器205輸出低電平(Low signal)。當比較器204和205 的輸出中的至少一個是低電平(Low signal)，低激活OR門206輸出被設置為High (激活) 的衰減命令信號SW?，F(xiàn)在結束對于根據(jù)本發(fā)明的D類放大器的詳細說明。下面將說明實施例的操作。圖3是表示放大器100每一部分波形的波形圖。誤差 積分器110對放大器100的輸入模擬信號與輸出模擬信號之間的誤差進行積分。從而，輸 出信號VDp和VDn的波形類似輸入模擬信號VIp和VIn的波形，具有對應于疊加其上的輸 出數(shù)字信號的波紋。脈沖寬度調(diào)制器120比較誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn與三 角波信號TR。在VDp > VDn的時段中，如圖3的左半部所示，在從三角波信號TR的電平超 過信號VDn的電平時至三角波信號TR的電平到達信號VDp的電平時的時段，以及在從三角 波信號TR的電平低于信號VDp的電平時至三角波信號TR的電平降低至信號VDn的電平時 的時段，數(shù)字信號VOp保持High，而數(shù)字信號VOn —直保持Low。在VDn > Vdp的時段中， 如圖3的右半部所示，在從三角波信號TR的電平超過信號VDp的電平時至三角波信號TR的電平到達信號VDn的電平時的時段，以及在從三角波信號TR的電平低于信號VDn的電平 時至三角波信號TR的電平降低至信號VDp的電平時的時段，數(shù)字信號VOn保持High，而數(shù) 字信號VOp —直保持Low。按照這種方式，脈沖寬度調(diào)制器120生成數(shù)字信號VOp和VOn， 這些數(shù)字信號具有與誤差積分器110的正相和負相輸出信號VDp和VDn之間的電平差成比 例的脈沖寬度。在此實施例中，三角波信號在OV和+VB間的范圍變化。為了獲得輸出信號VOp和VOn作為脈沖序列而不生成削波，誤差積分器110的兩個輸出信號VDp和VDn必須處于端子 輸出與三角波信號TR相交的信號的范圍內(nèi)。如果輸入模擬信號VIp和VOn的幅度處于適 當?shù)姆秶鷥?nèi)，那么誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn落入三角波信號TR的幅度范圍。 如果幅度相當大地偏離該適當范圍的輸入模擬信號VlP和VOn被提供至D類放大器，那么 誤差積分器110的輸出信號VDp或者VDn偏離三角波信號TR的幅度范圍，從而導致輸出數(shù) 字信號VOp或者VOn持續(xù)保持High的削波狀態(tài)。注意，在此實施例中，通過削波防止控制 器200防止了削波。將參考圖4A和4B說明此操作。順便提及，輸入模擬信號VIp和VIn的 適當幅度范圍是在輸出數(shù)字信號VOp和VOn處不出現(xiàn)削波的范圍，并且是小于通過將D類 放大器輸出部分(例如，圖1的反相器127p和127η)電壓的半除以該D類放大器增益獲得 的值的范圍。如圖4Α所示，如果輸入模擬信號VIp和VIn的每一個的幅度處于適當?shù)姆秶鷥?nèi)并 且輸出信號VDp和VDn的每一個的最大值低于參考電平VLEV，那么電流輸出比較器201的 輸出電流是0，第一比較電壓VCl是0V，并且第二比較電壓VC2是+VB。從而，三角波信號TR 并未與比較電壓VCl和VC2相交，并且衰減命令信號SW被持續(xù)地設置為作為未激活電平的 Low。因此，開關130保持OFF。開關130的端子處的模擬信號VIp’和VIn’的波形類似于 圖4A中所示的輸入模擬信號VIp和VIn的波形。如圖4B所示，如果輸入模擬信號VIp和VIn的每一個的幅度增加，并且誤差積分 器110的輸出信號VDp和VDn中的至少一個超過參考電平VLEV，那么在VDp和VDn超過參 考電平VLEV的同時從電流輸出比較器201輸出恒定電流。該恒定電流對電容器C21進行 充電。每次信號VDp或者VDn超過參考電平時，由電流輸出比較器201進行恒定電流的輸 出和電容器C21的充電。結果，第一比較電壓VCl以下述脈動形式變化。當信號VDp或者 VDn已超過參考電平時，第一比較電壓VCl升高。以后，隨著存儲的電荷通過電阻器R21放 電，第一比較電壓VCl降低，直到信號VDp或者VDn下一次超過參考電平。由于第一比較電 壓VCl表現(xiàn)出這樣的方式，所以第二比較電壓VC2( = VB-VC1)從VB降低，并且與電壓VCl 重復相同的脈動。結果，三角波信號TR與比較電壓VCl和VC2相交。從低激活OR門206 輸出衰減命令信號SW，該衰減命令信號SW在三角波信號TR低于電壓VCl的時段以及三角 波信號TR高于電壓VC2的時段中被設置為High。當衰減命令信號SW處于Low時開關130變?yōu)?FF，而當衰減命令信號SW處于High 時變?yōu)?N。在衰減命令信號SW處于Low的時段中，開關130的端子處的模擬信號VIp’和 VIn’表現(xiàn)出對應于原始輸入模擬信號VIp和VIn的信號值。在衰減命令信號SW處于High 的時段中，模擬信號VIp’和VIn’是0V。如所示，模擬信號VIp’和VIn’在預定時間間隔內(nèi) 表現(xiàn)出弱化的波形。輸入至誤差積分器110的模擬信號得到相當?shù)厮p，并且誤差積分器 110的輸出信號電平落入OV至+VB的適當范圍內(nèi)，從而防止在輸出數(shù)字信號VOp和VOn上的削波。具體地，在輸入模擬信號VIp和Vin的幅度大并且進行這樣的弱化的情形中，隨著輸入模擬信號VIp和Vin幅度的增大，并且誤差積分器100的輸出信號VDp和VDn也相應 地變大，弱化率增加而整個D類放大器的增益降低，也就是，進行所謂的負反饋控制。作為 這種負反饋控制的結果，輸入模擬信號VlP和VIn被放大，而不生成失真。當輸入模擬信號 VIp和VIn均達到峰值電平時，將整個D類放大器的增益調(diào)整至優(yōu)化值，使得輸出數(shù)字信號 VOp或者VOn的脈沖寬度調(diào)制因子將達到特定上限值。從而，在此實施例中，在輸入模擬信 號VIp和VIn的幅度大于適當范圍的區(qū)域中，給予負載的輸出信號波形(對輸出數(shù)字信號 VOp和VOn進行積分得到的波形)并未失真，并且即使在輸入模擬信號VIp和Vin幅度已經(jīng) 增加的情況下，該輸出信號波形的峰值也可保持在一定值。輸出數(shù)字信號VOp或者VOn的脈沖調(diào)制因子的上限值取決于參考電平VLEV。原因 如下所述。在此實施例的D類放大器中，根據(jù)誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn的每 一個的電平確定輸出數(shù)字信號VOp和VOn的每一個的脈沖調(diào)制因子。當誤差積分器110的 輸出信號VDp和VDn超過參考電平VLEV時，生成處于與三角波信號TR相交的電平的比較 電壓，并且然后生成用于弱化的衰減命令信號SW。這抑制誤差積分器110的輸出信號VDp 和VDn的電平增加以及脈沖寬度調(diào)制因子的對應增加。通過調(diào)整電容器C21的電容值和電阻器R21的電阻值可以在此實施例中調(diào)整對于 削波的響應特性。當有必要響應削波的出現(xiàn)而在短時間內(nèi)生成衰減命令信號SW時，電容器 C21的較小電容值是有用的。當有必要延長時間直到在消除削波后停止衰減命令信號SW 時，電阻器R21的較大電阻值是有用的。如上所述，根據(jù)本實施例，如果D類放大器的輸入模擬信號的幅度增大，并且偏離 適當?shù)姆秶鷷r，輸入至誤差積分器110的模擬信號在時間軸上間歇地弱化，從而防止出現(xiàn) 削波。在這種情況下，輸入至誤差積分器110的模擬信號僅被間歇地弱化，使得形成的波形 基本不變。按照這種方式，根據(jù)此實施例，可以防止削波的出現(xiàn)而不生成非線性失真。在此實施例中，如上所述，通過在輸入模擬信號的幅度大于適當范圍的區(qū)域中執(zhí) 行弱化來進行負反饋控制。理想地，即使輸入模擬信號VIp和VIn的幅度達到無限大，也可 以放大該輸入模擬信號VlP和Vin，而不削波輸出信號波形。但實際上，如果D類放大器被 實現(xiàn)為半導體集成電路，那么需要提供輸入保護電路。如果輸入模擬信號VIp和VIn的幅度 超過源電壓范圍，那么當這些信號通過輸入保護電路時，輸入模擬信號VIp和VIn被削波。 此時，D類放大器放大削波的輸入模擬信號VIp和VIn。與此同時，D類放大器通過基于弱 化的負反饋控制執(zhí)行放大，使得D類放大器沒有向輸入模擬信號VIp和VIn引入額外的失 直
ο第二實施例圖5是表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的D類放大器配置的電路圖。在第一實施例 (圖1)中，電流輸出比較器201的輸出電流用于生成在高壓側和低壓側上與三角波信號TR 相交的兩個比較電壓VCl和VC2。通過向比較器204提供第一比較電壓VCl和三角波信號 TR并且向比較器205提供第二比較電壓VC2和三角波信號TR，生成衰減命令信號SW作為 脈沖序列。在此實施例中，第一實施例中的三角波發(fā)生器300被替換為用于輸出正相和負相三角波信號TRp和TRn的三角波發(fā)生器300A。相應地，第一實施例中的脈沖寬度調(diào)制器120 被替換為用于利用正相和負相三角波信號TRp和TRn執(zhí)行脈沖寬度調(diào)制的脈沖寬度調(diào)制器 120A。在脈沖寬度調(diào)制器120A中，當三角波信號TRp的瞬時值低于誤差積分器110的輸出 信號VDp的瞬時值時，比較器141p輸出High信號。當三角波信號TRp的瞬時值高于誤差 積分器110的輸出信號VDn的瞬時值時，比較器142p輸出High信號。在比較器141p和 142p的輸出信號被設置為High，即VDp > VDn的時段中，AND門143p在從三角波信號TRp 的瞬時值超過信號VDn至它達到信號VDp的時段中，并且在從三角波TRp的瞬時值降低至 信號VDp之下至它到達VDn的時段中，將數(shù)字信號VOp保持在High。當三角波信號TRn的 瞬時值低于誤差積分器110的輸出信號VDn的瞬時值時，比較器141η輸出High信號。當 三角波信號TRn的瞬時值高于誤差積分器110的輸出信號VDn的瞬時值時，比較器142η輸 出High信號。在比較器141η和142η的輸出信號被設置為High，即VDn > VDp的時段中， AND門143η在從三角波信號TRn的瞬時值超過信號VDp至它達到信號VDn的時段中，并且 在從三角波信號TRn的瞬時值降低至信號VDn之下至它到達VDp的時段中，將數(shù)字信號VOn 保持在High。也就是，在脈沖寬度調(diào)制器120A中，與第一實施例中的脈沖寬度調(diào)制器120 相同，數(shù)字信號VOp和VOn均具有與誤差積分器110的正相和負相輸出信號VDp和VDn之 間電平差成比例的脈沖寬度。在此實施例中，由于引入了用于輸出正相和負相三角波信號TRp和TRn的三角波 信號發(fā)生器300A，所以第一實施例中的削波防止控制器200被替換為較簡單的削波防止控 制器200A。在此實施例中，電流輸出比較器201的輸出電壓VC被給予比較器204和205的 反相輸入端子。比較器204的正相輸入端子被給予負相三角波信號TRn，而比較器205的正 相輸入端子被給予正相三角波信號TRp。通過此配置，當誤差積分器110的輸出信號VDp或者VDn超過參考電平VLEV，并且 電流輸入比較器201的輸出電壓升高時，在三角波信號TRp的電平低于電壓VC的時段中將 比較器204的輸出信號設置為Low，而將衰減命令信號SW設置為High，并且在三角波信號 TRn的電平低于電壓VC的時段中將比較器205的輸出信號設置為Low，而將衰減命令信號 SW設置為High。這獲得與第一實施例相同的功效。第二實施例的優(yōu)勢在于，第一實施例中 為獲得兩個比較電壓VCl和VC2所需的放大器202、電阻器R22與R23以及放大器203不再 必需，并且電路尺寸可以相應地減小。第三實施例圖6是表示根據(jù)本發(fā)明第三實施例的D類放大器配置的框圖。在此實施例中，第 一實施例中的削波防止控制器200被替換為削波防止控制器200B。在此實施例中，從三角 波發(fā)生器300向削波防止控制器200B提供脈沖成形定時信號S，具有在三角波信號TR處于 正峰值時的定時以及在三角波信號TR處于負峰值時的定時。如果不存在削波，如圖3所示，利用三角波信號TR處于正峰值的定時和三角波信 號TR處于負峰值的定時獲得的輸出數(shù)字信號VOp和VOn處于Low。當出現(xiàn)削波時，利用三 角波信號TR處于正峰值的定時和三角波信號TR處于負峰值的定時獲得的輸出數(shù)字信號 Vop或VOn處于High。根據(jù)此實施例的削波防止控制器200B使用這樣的方式基于輸出數(shù) 字信號VOp和VOn來檢測削波的存在/不存在，并且生成衰減命令信號SW，該信號在檢測到 削波時消除該削波。
圖7A和7B是表示此實施例操作的波形圖。在圖7A所示的示例中，生成定時信號 S時獲得的輸出數(shù)字信號VOp和VOn處于Low。削波防止控制器200B從而確定不存在削 波，并且將衰減命令信號SW設置為Low。在圖7B所示的示例中，生成定時信號S時獲得的 輸出數(shù)字信號VOp或VOn處于High。削波防止控制器200B從而確定存在削波，并且輸出與 三角波信號TR同步的脈沖序列作為衰減命令信號SW。結果，與第一實施例相同，放大器部 分100的輸入模擬信號在時間軸上被間歇地弱化，從而防止出現(xiàn)削波。第三實施例可具有下面的變化。也就是，比三角波信號TR處于其正峰值和定時信 號S處于其負峰值略微提前地生成定時信號S，通過這種途徑，在削波出現(xiàn)于輸出數(shù)字信號 VOp和VOn上之前，放大器部分100的輸入模擬信號在時間軸上被間歇地弱化，從而可靠地 防止削波的出現(xiàn)。第四實施例圖8是根據(jù)本發(fā)明第四實施例的D類放大器配置的框圖。在此實施例中，與第二實 施例(圖5)相同，使用用于生成正相和負相三角波信號TRp和TRn的三角波發(fā)生器300A。 放大器部分100中三角波發(fā)生器300A與脈沖寬度調(diào)制器120的連接與第二實施例中相同。 在此實施例中，第二實施例中的削波防止控制器200被替換為削波防止控制器200C。在削 波防止控制器200C中，削波防止控制器200A(圖5)中的電流輸出比較器201被替換為包 括恒流源261、開關262、觸發(fā)器263與264以及OR門265的電路，使得從恒流源261經(jīng)由 開關262提供的電流將對電容器C21進行充電。時鐘CK被提供至觸發(fā)器263和264的每一時鐘端子。時鐘CK是用于定時三角 波發(fā)生器300A中三角波信號TRp和TRn的控制的信號。在時鐘CK的上升沿，三角波信號 TRp(TRn)處于其正峰值(負峰值)。在時鐘CK的下降沿，三角波信號TRp(TRn)處于其負 峰值(正峰值)。觸發(fā)器263在時鐘CK的上升沿從脈沖寬度調(diào)制器120A中的比較器141p 取得并保持輸出信號VEpa。觸發(fā)器264在時鐘CK的下降沿從脈沖寬度調(diào)制器120A中的比 較器141η取得并保持輸出信號VEnp。當由觸發(fā)器263和264保持的信號中的至少一個處 于Low時，OR門265導通開關261。圖9是表示此實施例操作的波形圖。在脈沖寬度調(diào)制器120A中，在三角波信號 TRp超過信號VDn的電平的時段中將比較器142p的輸出信號VEpb設置為High。在三角波 信號TRp超過信號VDp的電平的時段中將比較器141p的輸出信號VEpa設置為Low。在脈 沖寬度調(diào)制器120A中，在三角波信號TRn超過信號VDp的電平的時段中將比較器142η的輸 出信號VEnb設置為High。在三角波信號TRp超過信號VDn的電平的時段中將比較器141η 的輸出信號VEna設置為Low。從而，如果誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn的電平處于適當?shù)姆秶⑶襐Dp >VDn，那么在脈沖寬度調(diào)制器120A中，AND門143p在從三角波信號TRp超過信號VDn至 它達到信號VDp的時段以及從三角波信號TRp降低到信號VDp之下至它達到信號VDn的時 段中，將數(shù)字信號VOp保持在High。如果誤差積分器110的輸出信號VDp和VDn的電平處 于適當?shù)姆秶⑶襐Dn > VDp，那么在脈沖寬度調(diào)制器120A中，AND門143η在從三角波信 號TRn超過信號VDp至它達到信號VDn的時段以及從三角波信號TRn降低到信號VDn之下 至它達到信號VDp的時段中，將數(shù)字信號VOn保持在High。如圖9的左部所示，當誤差積分器110的輸出信號VDp的電平到達接近三角波信號TRp正峰值的電平VDp’時，信號VEpa使其脈沖寬度變窄，如圖中的信號VEpa’所示。當放大器100處于削波或者近削波狀態(tài)，并且在時鐘CK的上升沿將信號VEpa設置為High時， 從觸發(fā)器263輸出高電平信號(High signal) 0開關262導通，并且電容器C21的充電電壓 升高，如所示，并且輸出脈沖成形衰減命令信號SW，從而防止出現(xiàn)削波。如圖9的右部所示，當誤差積分器110的輸出信號VDn的電平到達接近三角波信 號TRn正峰值的電平VDn’時，信號VEna使其脈沖寬度變窄，如圖中的信號VEna’所示。當 放大器100處于削波或者近削波狀態(tài)，并且在時鐘CK的下降沿將信號VEna設置為High時， 從觸發(fā)器264輸出高電平信號(High signal) 0開關262導通，并且電容器C21的充電電壓 升高，如所示，并且輸出脈沖成形衰減命令信號SW，從而防止出現(xiàn)削波。此實施例與前述每一實施例獲得相同的功效。第四實施例可具有下面的變化。也 就是，相對于三角波信號TRp或者TRn的尖峰略為延遲提供至觸發(fā)器263和264的時鐘CK 的上升定時和下降定時。通過此途徑，就在出現(xiàn)削波之前，或者換言之，當與三角波信號TRp 和TRn的峰值時刻同步的作為信號VEn和VEp的負脈沖的脈沖寬度變得極窄時，生成衰減 命令信號SW。這提前避免削波的出現(xiàn)。此時同樣，作為類似于前面實施例中負反饋的結果， 輸入模擬信號VIp和VIn被沒有失真地放大。當輸入模擬信號VIp和VIn均到達峰值電平 時，將整個D類放大器的增益調(diào)整至優(yōu)化值，使得輸出數(shù)字信號VOp或者VOn的脈沖寬度調(diào) 制因子將達到略低于100%的一定上限值(就在出現(xiàn)削波前)。第五實施例圖10是表示本發(fā)明第五實施例的D類放大器配置的電路圖。圖11是表示第五實 施例操作的波形圖。在前述各實施例中，向D類放大器給予正相和負相輸入模擬信號VIp 和VIn。在此實施例中，如圖11所示，均為單比特數(shù)字信號的正相和負相比特流作為輸入 信號VIp和VIn被給予D類放大器。在此實施例中，如圖10所示，為了適當?shù)靥幚肀忍亓?VIp和VIn，向第一實施例的D類放大器添加同步電路310，用于將從三角波信號發(fā)生器300 輸出的三角波信號TR的相位與比特流VIp和VIn進行同步。在此實施例中，如果輸入信號是比特流，那么誤差積分器110對輸出信號VOp和 VOn與輸入信號VIp和VIn之間的誤差進行積分，并且脈沖寬度調(diào)制器120根據(jù)表明積分結 果的信號VDp和VDn，以類似于第一實施例的方式生成脈沖寬度調(diào)制數(shù)字信號VOp和VOn。 在此實施例中，可以向負載(未示出)施加具有與比特流VIp和VIn的模擬信號波形相同 波形的信號。在比特流VIp和VIn的信號波形峰值升高并且有可能發(fā)生削波的情況下，與 第一實施例一樣，第一比較電壓VCl和第二比較電壓VC2重復脈動，并且間歇地生成衰減命 令信號SW。按照這種方式，給予至誤差積分器110的輸入信號VIp’和VIn’變?yōu)檩斎胄盘?VIpln VIn’被比特流VIp和VIn弱化的信號，從而防止發(fā)生削波。盡管修改第一實施例的 D類放大器來形成此實施例的D類放大器，但是可可以類似地修改任何其它實施例的D類放 大器來形成此實施例的D類放大器。第六實施例圖12是表示根據(jù)本發(fā)明第六實施例的D類放大器配置的電路圖。該D類放大器 包括DSP (數(shù)字信號處理器)400，用于利用數(shù)字信號處理根據(jù)輸入信號生成脈沖寬度調(diào)制 數(shù)字信號；開關放大級410，通過從DSP 400輸出的數(shù)字信號進行開關，用于根據(jù)電源+VB 提供的電力驅(qū)動包括濾波器和揚聲器的負載420。作為輸入信號，從音頻源獲得的模擬音頻信號可被給予A/D轉(zhuǎn)換器，并且從A/D轉(zhuǎn)換器獲得的數(shù)字信號可被給予DSP 400，或者從外 部設備接收的數(shù)字音頻信號可被直接給予DSP 400。DSP 400執(zhí)行可變增益放大處理401作為增益控制器，執(zhí)行DRC(動態(tài)范圍壓縮) 處理402以獲得脈沖寬度調(diào)制數(shù)字信號，以及執(zhí)行PWM處理403作為脈沖發(fā)生器。這些處 理是屬于預定比特數(shù)(例如m比特)的數(shù)字處理的信號處理。圖13表示具有各種峰值電平的正弦波信號Al至A6作為DSP 400的輸入信號時從 可變增益放大處理401輸出的壓縮目標信號Bl至B6以及由DRC處理402輸出的調(diào)制信號 Cl至C6的波形。在圖13中，示出了模擬信號，其等于經(jīng)過DSP 400處理的數(shù)字信號。為了 防止復雜的說明，僅在半個周期上示出每一信號的波形。將參考圖13說明這些由DSP 400 執(zhí)行的處理。在可變增益放大處理401中，利用可變增益放大輸入信號，并將形成的信號傳遞 至DRC處理402。根據(jù)音量調(diào)整信號設置可變增益放大處理401中的增益，該音量調(diào)整信號 根據(jù)操作器的操作(例如音量控制)生成。通過可變增益放大處理401獲得的壓縮目標信 號是m比特數(shù)字信號，并且可由該信號表示的值具有上限。為了在可變增益放大處理401 中從輸入信號獲得無失真壓縮目標信號，當放大輸入信號時在輸入信號的峰值電平和所使 用的增益之間必須存在適當?shù)年P系，使得輸入信號的放大結果將不超過由m比特數(shù)字信號 表示的最大值，例如是由m比特全為“1”的數(shù)字信號表示的瞬時值。如果輸入信號的峰值 電平落入適于根據(jù)音量調(diào)整信號的增益集進行放大的適當范圍內(nèi)，那么輸入信號被無失真 地放大，并且獲得與輸入信號具有類似波形的壓縮目標信號(在示出的示例中，壓縮目標 信號Bl至B4對應于輸入信號Al至A4)。如果輸入信號的峰值電平超過適當?shù)姆秶?，那?通過可變增益放大處理401獲得的壓縮目標信號將在由m比特數(shù)字信號表示的最大值處飽 和并被相應地削波(在示出的示例中，壓縮目標信號B5和B6對應于輸入信號A5和A6)。在DRC處理402中，通過作為前面處理的可變增益放大處理401獲得的壓縮目標 信號經(jīng)歷動態(tài)范圍壓縮，并且將產(chǎn)生的信號作為調(diào)制信號輸出至作為脈沖發(fā)生器的PWM處 理403。該調(diào)制信號是m比特數(shù)字信號。該m比特數(shù)字信號可在0至100%的范圍中表示 調(diào)制因子。在PWM處理403中，利用由調(diào)制信號表示的調(diào)制因子生成脈沖寬度調(diào)制信號，并 且將該脈沖作為數(shù)字信號輸出至開關放大級410。圖13表示作為給予至DRC處理402的壓縮目標信號的峰值電平與通過DRC處理 402獲得的調(diào)制信號的峰值電平之間關系的輸入/輸出特性。如同所示，DRC處理402的輸 入/輸出特性被劃分為線性區(qū)和飽和區(qū)。線性區(qū)是壓縮目標信號的峰值電平低于門限th 的區(qū)域。在線性區(qū)中，利用預定增益放大壓縮目標信號，以生成具有與壓縮目標信號的峰值 電平成比例的峰值電平的調(diào)制信號(在示出的示例中，調(diào)制信號Cl和C2對應于壓縮目標 信號Bl和B2)。在此實施例中，確定線性區(qū)中的增益使得可在給出具有對應于門限th的峰 值電平的壓縮目標信號時，可以獲得具有表示100%調(diào)制因子的峰值電平的調(diào)制信號。飽和 區(qū)是壓縮目標信號的峰值電平等于或高于門限th的區(qū)域。在飽和區(qū)中，調(diào)制信號的峰值電 平達到表示100%調(diào)制因子的值。在DRC處理402中，放大壓縮目標信號時采用的增益根據(jù) 該壓縮目標信號峰值電平的增加而被降低，使得通過放大該壓縮目標信號獲得的調(diào)制信號 的峰值電平保持在表示100%調(diào)制因子的值(在所示的示例中，調(diào)制信號C3至C6對應于壓 縮目標信號B3至B6)。為了更加精確，將通過使表明100%調(diào)制因子的調(diào)制信號的值除以壓縮目標信號的峰值電平獲得的值用作放大壓縮目標信號時使用的增益。在圖13所示的示例中，調(diào)制信號C5和C6均使其波形削波。該削波并不是在DRC處理402中產(chǎn)生，而是被給予DRC處理402的壓縮目標信號B5和B6所固有。DRC處理402 利用對應于將要輸入的壓縮目標信號的峰值電平的適當增益放大壓縮目標信號，并且生成 與該壓縮目標信號具有類似波形的調(diào)制信號。結果，DRC處理402并沒有帶來失真。在此實施例中，作為音量調(diào)整單元提供可變增益放大處理401。在普通的功率放大 器中，在功率放大器的最后一級中提供這樣的音量調(diào)整單元(在D類放大器的情況下，開關 放大級在PWM調(diào)制器之后)。在此實施例中。在DRC處理402之前提供作為音量調(diào)整單元 的可變增益放大處理401。這是此實施例的特征之。在此實施例中，通過調(diào)整在DRC處理 402之前提供的可變增益放大處理401的增益，可以采用D類放大器執(zhí)行下述各種操作。(1)調(diào)整可變增益放大處理401的增益來允許利用線性區(qū)和飽和區(qū)進行放大。通 過這樣調(diào)整增益，當輸入信號的音量相對較小時，在線性區(qū)中執(zhí)行DRC處理402，并且通過 揚聲器再現(xiàn)反映音量縮小的聲音。當輸入信號的音量相對較大時，在飽和區(qū)中執(zhí)行DRC處 理402，通過揚聲器以舒適的音量并且沒有削波地再現(xiàn)聲音。(2)在從來自多個源的音頻信號進行選擇并且在D類放大器上再現(xiàn)音頻聲音時， 在將被再現(xiàn)的多個源之間進行切換時增加/降低可變增益放大處理401的增益，使得當再 現(xiàn)開始時在飽和區(qū)中進行DRC處理402。通過這種途徑，不管目標源的音頻信號，D類放大 器輸出信號的峰值電平保持恒定，因此吸收各個源之間的聲音水平差。(3)如果需要以一定程度的失真為代價來增強D類放大器的最大輸出，那么在可 變增益放大處理401中提高增益并且在可允許的范圍內(nèi)生成失真，以利用線性區(qū)和飽和區(qū) 使D類放大器執(zhí)行放大。此時，在給予PWM處理403的調(diào)制信號的波形以及最終從D類放 大器輸出的信號的波形上發(fā)生削波。那么D類放大器的輸出信號比沒有削波的信號具有更 高的能量。從而，D類放大器的最大輸出高于沒有發(fā)生削波的時候。同樣在根據(jù)第一至第五實施例的D類放大器中，當輸入信號的峰值電平超過源電 壓的范圍時，在輸出波形上發(fā)生削波。從而，同樣在根據(jù)第一至第五實施例的D類放大器 中，以可允許范圍內(nèi)的失真為代價增強D放大器的最大輸出。(4)EIAJ(日本電子工業(yè)協(xié)會)規(guī)定，當失真因子在任意負載電阻時為10%時，放 大器呈現(xiàn)的輸出被表示為最大商用輸出。在由EIAJ規(guī)定的條件下，進行測量以獲得D類放 大器的最大輸出。為了更加具體，IkHz的正弦波作為輸入信號給予D類放大器，并且調(diào)整可 變增益放大處理401的增益，使得壓縮目標信號的失真因子將為10%，并且測量隨后獲得 的D類放大器的輸出。按照這種方式，根據(jù)此實施例，可以在由EIAJ規(guī)定的條件下測量D 類放大器的最大輸出，并且指示該測量的輸出。這向用戶提供關于D類放大器的最大輸出 的客觀的并且有說服力的信息?！雌渌鼘嵤├当M管已經(jīng)說明本發(fā)明第一至第六實施例，但是本發(fā)明具有下述其它實施例。盡管已經(jīng)說明本發(fā)明第一至第五實施例，但是本發(fā)明具有下述其它實施例。盡管已經(jīng)說明本發(fā)明第一至第四實施例，但是本發(fā)明具有下述其它實施例。(1)盡管本發(fā)明適用于前述實施例中輸出根據(jù)輸入模擬信號進行脈沖寬度調(diào)制的 數(shù)字信號的D類放大器，但是本發(fā)明還適用于向輸入模擬信號應用△ Σ調(diào)制以生成具有對應于該輸入模擬信號電平的時間密度的脈沖寬度的D類放大器。(2)盡管本發(fā)明適用于前述實施例中的差分D類放大器，但是本發(fā)明還適用于非差分D類放大器。(3)當在第一實施例中時，電流輸出比較器201的源電壓是+VB(參見圖2)，并且 將參考電壓+VB/2給予運算放大器203的正相輸入端子(參考圖1)。對于根據(jù)第一實施 例的D類放大器，至少三角波信號TR的中心電壓必須等于給予運算放大器203的正相輸入 端子的電壓。電流輸出比較器201的源電壓和給予該正相輸入端子的電壓可分別具有任意值。(4)盡管在第五實施例中將單通道正相和負相比特流給予輸入端子IOlp和101η， 但是可以將多通道正相比特流給予輸入端子IOlp并且將多通道負相比特流給予輸入端子 IOln0從而可以提供具有混合特征的D類放大器。在這種情況下，這樣的配置是可以的，其 中在輸入端子IOlp和IOln之前布置對應于多通道的可變電阻器，并且將每一通道上的比 特流通過對于特定通道的可變電阻器給予輸入端子IOlp和101η，并且在通過調(diào)整每一可 變電阻器的電阻值進行混合時執(zhí)行每一通道上的加權。(5)盡管在第五實施例中將單比特正相和負相比特流給予輸入端子IOlp和101η， 但是可以將多比特正相比特流給予輸入端子IOlp并且將多比特負相比特流給予輸入端子 IOln0在這種情況下，這樣的配置是可以的，其中在輸入端子IOlp和IOln之前布置對應于 多個比特的加權電阻器，并且可將每一比特的比特流通過對應的加權電阻器給予輸入端子 IOlp 和 IOln0(6)可以采用任何形式利用D類放大器輸入部分處的開關130進行弱化程度的控 制。盡管在上面的實施例中進行負反饋控制，其中輸入模擬信號VIp和VIn的幅度變大，并 且誤差積分器的輸出信號電平增加，弱化率增加，但是可以采用除過負反饋控制之外的形 式進行弱化率的控制。例如，這樣的形式可以的，其中提前確定弱化率以避免各種峰值電平 的輸入信號VIp和VIn上的削波，并且在D類放大器的操作中檢測輸入信號VIp和VIn的每 一個的峰值電平，并且選擇適當?shù)娜趸蕘肀苊庠谔囟娖匠霈F(xiàn)削波，以弱化輸入信號VIp 和VIn。在弱化輸入模擬信號VIp和VIn的操作區(qū)中，如果輸入模擬信號VIp和Vin已增 力口，那么輸出數(shù)字信號VOp和VOn的每一個的脈沖寬度調(diào)制因子的上限值需要保持在某一 定值。例如，脈沖寬度調(diào)制因子的上限值可根據(jù)輸入模擬信號VIp和VIn的每一個的幅度 增加而略為降低。(7)盡管在第六實施例中DSP 400執(zhí)行PWM處理403，但是可以代之以執(zhí)行PDM (脈 沖密度調(diào)制)處理，以生成具有對應于調(diào)制信號電平的時間密度的脈沖。盡管在第六實施例中由DSP 400執(zhí)行可變增益放大處理401、DRC處理402以及 PWM處理403，但是可在開關放大級410之前布置用于分別執(zhí)行可變增益放大處理401、DRC 處理402以及PWM處理403的數(shù)字電路或模擬電路，而不是安排DSP 400。
權利要求
一種D類放大器，包括放大器，所述放大器基于輸入信號生成用于驅(qū)動負載的數(shù)字信號；衰減器，所述衰減器根據(jù)衰減命令信號來衰減所述輸入信號；以及削波防止控制器，所述削波防止控制器在所述數(shù)字信號進入削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)時輸出所述衰減命令信號，以衰減所述輸入信號，其中所述放大器包括差分放大器，所述差分放大器經(jīng)由第一信號路徑接收正相信號作為所述輸入信號并且經(jīng)由第二信號路徑接收負相信號作為所述輸入信號，并且放大接收的正相信號和接收的負相信號，以及其中所述衰減器插入在所述第一信號路徑與所述第二信號路徑之間并且具有根據(jù)所述衰減命令信號而導通的開關。
2.如權利要求1所述的D類放大器，其中所述衰減器通過根據(jù)所述衰減命令信號以預定的時間間隔間歇地使所述輸入信 號變?yōu)?V，來衰減所述輸入信號。
3.如權利要求2所述的D類放大器，其中所述開關是晶體管。
4.如權利要求1所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器同步于三角波信號而輸出所述衰減命令信號。
5.如權利要求1所述的D類放大器，其中所述放大器包括具有所述差分放大器的誤差積分器和脈沖寬度調(diào)制器，所述誤差 積分器對所述輸入信號與所述數(shù)字信號之間的誤差進行積分并且輸出指示積分誤差的輸 出信號，所述脈沖寬度調(diào)制器輸出所述數(shù)字信號，所述數(shù)字信號是根據(jù)來自所述誤差積分 器的所述輸出信號的電平而被脈沖寬度調(diào)制的。
6.如權利要求5所述的D類放大器，進一步包括三角波發(fā)生器，用于輸出三角波信號，其中基于來自所述誤差積分器的所述輸出信號與所述三角波信號之間的比較，根據(jù)來 自所述誤差積分器的所述輸出信號的所述電平，對所述數(shù)字信號進行脈沖寬度調(diào)制。
7.如權利要求6所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器同步于所述三角波信號而輸出所述衰減命令信號。
8.如權利要求5所述的D類放大器，其中在從所述誤差積分器輸出的所述輸出信號超過參考電平時，所述削波防止控制器 輸出所述衰減命令信號。
9.如權利要求5所述的D類放大器，其中在從所述誤差積分器輸出的所述輸出信號超過參考電平時，所述削波防止控制器 檢測所述數(shù)字信號進入所述削波狀態(tài)或所述近削波狀態(tài)。
10.如權利要求6所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器包括比較電壓發(fā)生器，所述比較電壓發(fā)生器用于生成處于 下述電平的比較電壓，在該電平處當從所述誤差積分器輸出的所述輸出信號超過參考電平 時所述比較電壓與所述三角波信號相交；和比較器，所述比較器用于比較所述比較電壓與 所述三角波信號，以輸出所述衰減命令信號。
11.如權利要求6所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器基于所述三角波信號的峰值時刻或者就在峰值時刻之前的 所述數(shù)字信號的電平，來檢測所述數(shù)字信號處于所述削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)。
12.如權利要求6所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器保持表示來自所述誤差積分器的所述輸出信號與所述三角 波信號之間比較結果的信號，并且基于所保持的信號檢測所述數(shù)字信號處于所述削波狀態(tài) 或者近削波狀態(tài)。
13.如權利要求1所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器連接到所述放大器中的預定節(jié)點，以從所述放大器中的所述預定 節(jié)點接收信號，并且根據(jù)來自所述放大器中的所述預定節(jié)點的所述信號來輸出所述衰減命 令信號。
14.如權利要求13所述的D類放大器，其中所述放大器包括具有所述差分放大器的誤差積分器和脈沖寬度調(diào)制器，所述誤差 積分器對所述輸入信號與所述數(shù)字信號之間的誤差進行積分并且輸出指示積分誤差的輸 出信號，所述脈沖寬度調(diào)制器輸出所述數(shù)字信號，所述數(shù)字信號是根據(jù)來自所述誤差積分 器的所述輸出信號的電平而被脈沖寬度調(diào)制的，以及其中所述預定節(jié)點是所述誤差積分器的輸出端子。
15.如權利要求13所述的D類放大器，其中所述預定節(jié)點是所述放大器的輸出端子。
16.如權利要求13所述的D類放大器，其中所述放大器包括具有所述差分放大器的誤差積分器和脈沖寬度調(diào)制器，所述誤差 積分器對所述輸入信號與所述數(shù)字信號之間的誤差進行積分并且輸出指示積分誤差的輸 出信號，所述脈沖寬度調(diào)制器輸出所述數(shù)字信號，所述數(shù)字信號是根據(jù)來自所述誤差積分 器的所述輸出信號的電平而被脈沖寬度調(diào)制的，以及其中所述預定節(jié)點被提供在所述脈沖寬度調(diào)制器中。
17.如權利要求16所述的D類放大器，其中所述脈沖寬度調(diào)制器包括比較器，所述比較器比較來自所述誤差積分器的所述輸 出信號與所述三角波信號，其中所述預定節(jié)點是所述比較器的輸出端子。
18.如權利要求16所述的D類放大器，其中所述脈沖寬度調(diào)制器包括比較器，所述比較器比較來自所述誤差積分器的所述輸 出信號與所述三角波信號，以及其中所述削波防止控制器接收所述比較器的輸出信號作為所述信號。
19.如權利要求17所述的D類放大器，其中所述削波防止控制器保持表示所述比較器的比較結果的信號并且基于所保持的 信號來檢測所述數(shù)字信號處于所述削波狀態(tài)或近削波狀態(tài)。
20.如權利要求1所述的D類放大器，其中所述第一信號路徑包括第一電阻器，以及其中所述第二信號路徑包括第二電阻器。
21.如權利要求1所述的D類放大器，其中在所述數(shù)字信號進入削波狀態(tài)或近削波狀態(tài)時，間歇地衰減所述輸入信號。
22.如權利要求1 21中任何一項所述的D類放大器， 其中所述輸入信號是模擬信號或數(shù)字信號。
全文摘要
一種D類放大器，包括根據(jù)輸入信號生成驅(qū)動負載的數(shù)字信號的放大器；根據(jù)衰減命令信號衰減輸入信號的衰減器；以及當數(shù)字信號進入削波狀態(tài)或者近削波狀態(tài)時，輸出衰減命令信號以間歇地衰減輸入信號的削波防止控制器。
文檔編號H03F1/32GK101807888SQ20101014757
公開日2010年8月18日 申請日期2006年9月28日 優(yōu)先權日2005年9月28日
發(fā)明者前島利夫, 巖松正幸 申請人:雅馬哈株式會社