專利名稱：數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種數(shù)字信號處理技術(shù)領(lǐng)域的方法及裝置，具體是一種用于直接 變頻調(diào)諧器的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)及其控制方法。
背景技術(shù)：
在直接變頻調(diào)諧器中，RF輸入信號的信號強度范圍在-IOOdBm到-20dBm之間，而 模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)典型的輸入電壓范圍是峰-峰值1伏。因此在ADC對基帶I/Q信號 采樣之前，需要用可變增益放大器對基帶信號I/Q信號進行放大，以充分利用ADC的比特 數(shù)，并避免出現(xiàn)飽和。此外，在直接變頻調(diào)諧器中，基帶I/Q信號之間需要精確一致的信號 電平，因此對I/Q兩路的放大器振幅的準(zhǔn)確度有很高的要求。現(xiàn)有技術(shù)通常采用可變增益放大器以放大基帶信號。然而，要達到I/Q之間精確 一致的信號電平，將導(dǎo)致可變增益放大器有著過高的能耗和過大芯片面積，技術(shù)難度高，價 格昂貴。另外，在直接變頻調(diào)諧器中，RF輸入信號乘以一個本地振蕩器(LO)產(chǎn)生的同相分 量和正交分量，從而把信號從射頻搬移到基帶。本振信號(電平接近OdBm)與RF輸入信號 (電平在-IOOdBm到-20dBm之間)相比，電平通常要大得多。而且由于本振信號和RF輸入 信號封裝在同一芯片較近的物理距離內(nèi)，電平較大的本振信號通常泄漏到RF輸入信號中 導(dǎo)致混合調(diào)制。所謂的混合調(diào)制指的就是本振信號本身與滲漏進RF輸入信號的本振信號 相乘。這種混合調(diào)制在I/Q兩路都產(chǎn)生了很強的直流分量。由于直接變頻器的結(jié)構(gòu)，這些 直流分量直接殘留在了所需要的帶寬內(nèi)，因此將極大的降低信號的質(zhì)量。更嚴(yán)重的是，這些 大電平的帶內(nèi)直流分量甚至可能飽和掉用以對基帶I/Q信號采樣的ADC。經(jīng)過對現(xiàn)有技術(shù)的檢索，中國專利文獻號CNl 125016A，
公開日1996_6_19，記載了 一種“直接變頻調(diào)諧器”，該技術(shù)提供了一種用于對RF輸入端接收的多個RF信號中所選定 的信號調(diào)諧并在輸出端產(chǎn)生信號的調(diào)諧裝置，其中數(shù)字增益和相位均衡網(wǎng)絡(luò)被包括在一個 通道中，用于調(diào)整I/Q兩路的相對增益和相移，并由微計算機根據(jù)在I/Q兩路內(nèi)各自的采樣 點的信號進行自動控制，以減少相對增益和相移，從而在輸出組合單元中幾乎完全抵消了 不想要的分量。上述技術(shù)雖然提出了對I/Q兩路的相對增益以及相移的處理，但是它存在了以下 的問題第一點，它是通過發(fā)射一個多頻率參考信號，插入到I/Q兩路各自的插入點來作 為測試信號使用，也就是說一來它的測試頻率是有限的、不連續(xù)的(“八個到十個離散頻 率”)，并不是用實際信號進行測試，因此它是無法得到整個有用頻段內(nèi)的所有頻點的增益 和相位變化的，這種方式的缺陷在數(shù)字電視調(diào)諧器中影響尤其明顯，因為不同于模擬電視， 數(shù)字電視信號在整個頻段內(nèi)都存在有效信號，因此僅僅有限頻點的測試不足以準(zhǔn)確的代表 整個頻段的相位和增益變化。二來，因為涉及到外加的測試信號，因此存在著測試信號和實 際有用信號之間的切換(“關(guān)斷本地振蕩器或者使RF失去工作能力”)，那么校正的時候?qū)⒁鹬餍盘栔袛?，因此無法適用于實時性強的系統(tǒng)；也無法對時變的相位和增益提供連續(xù) 的測量，如果因為溫度、濕度等引起器件的相位和增益變化，它將無法提供準(zhǔn)確跟蹤。第二點，該技術(shù)也提出了低通濾波器與模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器之間用電容耦合來避免直 流漂移，從而試圖解決直流分量對直接變頻調(diào)諧器帶來的問題。但是這種模擬的方法最大 的弊端是它會損害位于有效帶寬內(nèi)、在直流附近的信號的質(zhì)量，而且處理精度極其有限，殘 余的直流分量足以對送到解調(diào)器的信號質(zhì)量產(chǎn)生影響，同時大電容的引入會導(dǎo)致很難集成 到芯片中去，增加芯片面積與成本。最為嚴(yán)重的是，它在模擬域中是不提供任何的反饋控制模式，無論是對I/Q兩路 增益，還是直流分量。例如它在低通濾波器與數(shù)模轉(zhuǎn)換器之間加入放大器，并提出“如果輸 出信號有足夠幅度，放大器可以省去”。然而整個發(fā)明中并沒有提供任何的方法，去測量、判 斷是否需要放大器，如果存在放大器，又將如何控制放大器的增益等等，因此如果信號或者 殘留直流分量幅度過大，而增益又沒有得到有效的控制，那么在進入模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器之間 有效數(shù)據(jù)就已經(jīng)被飽和掉，從而數(shù)模轉(zhuǎn)換器之后在數(shù)字域做的所有I/Q兩路幅度增益、相 位控制都會變得毫無意義。再經(jīng)過對現(xiàn)有技術(shù)的檢索，中國專利文獻號CN1871827B，記載了一種“接收器中聯(lián) 合DC偏差校正和信道系數(shù)估計的改進方法”，該技術(shù)提供了數(shù)字信號接收機直接在數(shù)字域 進行DCO補償算法，基于信道脈沖響應(yīng)和靜態(tài)DCO的聯(lián)合估計并確保了具有直接轉(zhuǎn)換無線 電架構(gòu)的EDGE調(diào)制解調(diào)器的令人滿意的性能。但是首先該技術(shù)是純數(shù)字域的信號處理，不 涉及到在模擬域的反饋控制，因此同樣存在在上面所述的如果進入數(shù)字域之前直流就過大 的情況下，進入模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器之前的有效比特就已經(jīng)被飽和掉的問題。再看，它也并沒有 對I、Q增益控制提出任何的解決辦法。綜合看現(xiàn)有解決直接變頻調(diào)諧器中的直流方法，有直接在模擬域通過電容隔離的 方式去除的模擬方式，缺點是精度低、影響直流附近信號質(zhì)量、電容無法集成在芯片，從而 增加了芯片尺寸、成本、耗電量等等；有的通過發(fā)射單頻測試信號進行校正，缺點是不能代 表實際信號的信道特征，也不能實時追蹤由于環(huán)境、溫度變化引起的變化；還有的盡管通過 模擬或者數(shù)字信號處理的方式得到校正量，但是完全只在模擬域完成校正，這種方法最大 的缺點是其精度受限于模擬器件，例如數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的位寬，等等，而出于成本、耗電量 等的考慮以及技術(shù)的限制，這個精度不可能提的很高，因此模擬器件的性能成了直流去除 的精度最大的瓶頸，例如MAX3580，它自帶的直流消除裝置，殘余的直流高達70毫伏，這個 對于常規(guī)峰峰值在1伏左右的10比特模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器來說，直流已經(jīng)占據(jù)除符號位外的6 有效比特，這將是解調(diào)端所無法忍受的性能損失。還有的為了避開模擬器件性能約束，把直 流消除完全放到了數(shù)字域中用數(shù)字信號進行處理。這種方式最大的缺陷就是如果在模擬數(shù) 字轉(zhuǎn)換器之前鏈路上的直流分量就過大的話，在進入數(shù)字域進行處理之前就已經(jīng)飽和掉包 括低通濾波器、模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器在內(nèi)的所有模擬器件，使得后續(xù)的數(shù)字處理沒有任何意義。綜上所述，對模擬域的信號處理是實現(xiàn)數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂频谋仨毷侄危?精度的實現(xiàn)只能通過數(shù)字域來完成?，F(xiàn)有技術(shù)沒有任何一種方式，是綜合了兩者的優(yōu)點，既 降低了對模擬域的要求，減少芯片面積、成本和耗電量，又能得到普通模擬域無法達到的高 精度、高效率、實時直流消除。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明針對現(xiàn)有技術(shù)存在的上述不足，提供一種數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)及其 控制方法，用以在直接變頻調(diào)諧器中自動測量和控制基帶I/Q信號電平以及去除直流分量 信號，可同時用于數(shù)字域以及模擬域。本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的本發(fā)明涉及一種數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)，包括位于模擬域的放大接收模塊、 變頻模塊、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、反饋模塊以及位于數(shù)字域的數(shù)字處理模塊，其中位于模 擬域的放大接收模塊的輸入端接收射頻輸入信號并將放大后的射頻輸入信號輸出至變頻 模塊，變頻模塊輸出模擬基帶信號且與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端連接，低通及模數(shù)轉(zhuǎn) 換模塊的輸入端接收模擬基帶信號與反饋模塊輸出的模擬控制信號并輸出基帶數(shù)字信號 至位于數(shù)字域的數(shù)字處理模塊，反饋模塊的輸入端與數(shù)字處理模塊的控制端相連接并接收 數(shù)字控制信號，反饋模塊的輸出端分別與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端以及低通及模數(shù)轉(zhuǎn) 換模塊的控制端相連接以輸出模擬控制信號。所述的反饋模塊為以下三種結(jié)構(gòu)中的任意一種a) 一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理模塊的控制端和 低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接；b) 一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理模塊的控制端和 低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接；c)兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其中第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通 及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接，第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的 控制端相連接。所述的數(shù)字處理模塊包括幅度功率粗調(diào)控制信號生成器、直流分量消除粗調(diào)控 制信號生成器、直流分量消除細調(diào)濾波器以及幅度功率細調(diào)濾波器，其中幅度功率粗調(diào)控 制信號生成器的輸入端、直流分量消除粗調(diào)控制信號生成器的輸入端以及直流分量消除細 調(diào)濾波器的輸入端均與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接以接收基帶數(shù)字信號，幅度功 率粗調(diào)控制信號生成器的輸出端、直流分量消除粗調(diào)控制信號生成器的輸出端分別與反饋 模塊相連接，直流分量消除細調(diào)濾波器的輸出端與幅度功率細調(diào)濾波器相連接，并由幅度 功率細調(diào)濾波器輸出經(jīng)過直流分量消除和幅度功率細調(diào)的數(shù)字基帶信號。所述的幅度功率粗調(diào)控制信號生成器包括第一幅度功率計算器、第一積分器、第 一減法器以及第一環(huán)路濾波器，其中第一幅度功率計算器接收低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊輸出 的基帶數(shù)字I/Q信號，分別計算出I/Q信號的幅度或者功率，然后經(jīng)過第一積分器后得到平 均后的幅度或者功率，與預(yù)設(shè)的參考幅度或者功率值在第一減法器做相減，差值送到第一 環(huán)路濾波器后，輸出送到反饋模塊的第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器以產(chǎn)生相應(yīng)的模擬控制信號。所述的直流分量消除粗調(diào)濾波器包括第二積分器、第二環(huán)路濾波器，其中第二 積分器的輸入端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接并接收基帶數(shù)字I/Q信號，第二積 分器的輸出端與第二環(huán)路濾波器相連接并輸出平均直流分量，第二環(huán)路濾波器的輸出端與 反饋模塊的第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器相連接并輸出粗調(diào)數(shù)字信號，第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器輸出相 應(yīng)的模擬控制信號。所述的直流分量消除細調(diào)濾波器包括第二加法器、第三積分器、第三環(huán)路濾波
8器，其中第二加法器分別與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接并接收基帶數(shù)字I/Q信 號，以及與第三環(huán)路濾波器的輸出端相連接并接收控制信號，第二加法器的輸出端與幅度 功率細調(diào)濾波器以及第三積分器相連接并輸出消除直流分量的基帶數(shù)字I/Q信號，第三積 分器將平均后殘留的直流分量輸出至第三環(huán)路濾波器。所述的幅度功率細調(diào)濾波器裝置包括第一乘法器、第二幅度功率計算器、第四積 分器、第二減法器以及第四環(huán)路濾波器，其中第一乘法器分別與直流分量消除細調(diào)濾波器 的輸出端以及第四環(huán)路濾波器的輸出端相連接以接收控制信號，第一乘法器的輸出端將調(diào) 整幅度后的I/Q兩路信號輸出至數(shù)字信號處理器和第二幅度功率計算器，第二幅度功率計 算器分別計算出I/Q兩路信號的幅度或者功率后輸出至第四積分器得到平均幅度或平均 功率，第四積分器將平均幅度或平均功率與預(yù)設(shè)值通過第二減法器相減得到的差值輸出至 第四環(huán)路濾波器的輸入端。本發(fā)明涉及上述數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)的控制方法，包括以下步驟第一步、模擬域射頻輸入信號Y經(jīng)過放大接收模塊后放大并輸出至變頻模塊，然 后由變頻模塊在模擬域中分別用本振信號的0度相位與90度相位和Y’進行變頻，得到I、 Q兩路模擬基帶信號I (t)和Q (t)。第二步，對模擬基帶信號I (t)和Q(t)進行模擬域的直流分量粗調(diào)處理，得到粗調(diào) 后的模擬基帶信號I’ (t)和Q’⑴。第三步、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊對直流分量去除粗調(diào)處理后的模擬基帶信號I’ (t) 和Q’ (t)進行濾波、I、Q增益控制粗調(diào)處理以及模數(shù)轉(zhuǎn)換處理并輸出I、Q兩路基帶數(shù)字信 號至數(shù)字信號處理模塊。第四步、數(shù)字信號處理模塊對I、Q兩路基帶數(shù)字信號進行直流分量細調(diào)處理和I、 Q幅度功率細調(diào)處理，從而完成數(shù)?；旌现绷鞣至肯约癐、Q兩路自動增益控制。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)模擬域自動直流分量消除裝置示意圖。圖2為本發(fā)明結(jié)構(gòu)示意圖。圖3為數(shù)字信號處理器的I路結(jié)構(gòu)示意圖。圖4為幅度相位差帶來鏡像頻譜抑制對照圖。
具體實施例方式下面對本發(fā)明的實施例作詳細說明，本實施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為前提下進行 實施，給出了詳細的實施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護范圍不限于下述的實施 例。如圖2所示，本實施例包括放大接收模塊1、變頻模塊2、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3、 反饋模塊4和數(shù)字處理模塊5，其中放大接收模塊1的輸入端接收射頻輸入信號并將放大 后的射頻輸入信號輸出至變頻模塊2，變頻模塊2輸出模擬基帶信號至低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模 塊3，低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的輸入端接收模擬基帶信號與反饋模塊4輸出的模擬控制信號 并輸出基帶數(shù)字信號至數(shù)字處理模塊5，反饋模塊4的輸入端與數(shù)字處理模塊5的控制端相 連接并接收數(shù)字控制信號，反饋模塊4的輸出端分別與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的輸入端以
9及低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的控制端相連接以輸出模擬控制信號。所述的放大接收模塊1包括低噪聲放大器6和接收信號強度指示器7 (RSSI)，其 中低噪聲放大器6接收射頻輸入信號，其輸出端分別連接接收信號強度指示器7(RSSI)以 及變頻模塊2。信號強度指示器(RSSI)接收并監(jiān)測放大后的射頻信號強度并反饋到低噪聲 放大器6從而進行放大倍率控制。所述的變頻模塊2包括本地振蕩器8、移相器9以及混頻器10，其中本地振蕩 器8的輸出與移相器9相連并輸出特定頻率的0度相位(同相分量)和90度相位(正交 分量)信號，混頻器10的輸入端分別與放大接收模塊1的輸出端相連接并接收射頻輸入信 號，混頻器10的相位端與移相器9相連接并分別接收0度相位(同相分量)和90度相位 (正交分量)信號，混頻器10的輸出連接低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3。所述的移相器9的輸入為本地振蕩器8產(chǎn)生的特定頻率的正弦波信號，其輸出為 該頻率的0度相位(同相分量)和90度相位(正交分量)信號輸出。所述的本地振蕩器8的輸出為特定頻率的正弦波信號，該本地振蕩器8具體實施 時可采用壓控晶體振蕩器、溫補晶體振蕩器、恒溫晶體振蕩器；所述正弦波信號具體實施時 可采用上述振蕩器產(chǎn)生的頻率經(jīng)過若干次倍頻或分頻后得到的所需頻率。所述的低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3包括雙路加法器11、低通濾波器12、可變增益放大 器13和模擬數(shù)字信號轉(zhuǎn)換器14，其中雙路加法器11連接變頻模塊2輸出的模擬基帶信號 和反饋模塊4輸出的直流分量消除控制信號，低通濾波器12的輸入端與雙路加法器11的 輸出端相連接并將濾除鏡像頻率后的基帶信號輸出至可變增益放大器13，可變增益放大器 13將增益處理后的基帶信號輸出至模擬數(shù)字信號轉(zhuǎn)換器14并以數(shù)字形式輸出至數(shù)字處理 模塊5。所述的低通濾波器12具體實施時可采用單口固定低通濾波器或雙口固定低通濾 波器。所述的可變增益放大器13具體實施時可采用改變反饋電阻或者輸入電阻從而實 現(xiàn)增益變化的運算放大器。改變的方式可以是來自數(shù)字處理模塊的控制信號通過數(shù)字模擬 轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生連續(xù)變化的電壓或者電流從而實現(xiàn)反饋控制，還可以是簡單的單比特擺率控制 機制，也就是說，通過簡單的模擬器件去判斷數(shù)字控制信號的符號(正或者負)，在一特定 檢測時間內(nèi)，可變增益放大器的增益只向相同的方向作固定步長的調(diào)整(正或者負，對應(yīng) 電壓/電流增加或者減少)。這樣，盡管比較起用數(shù)模轉(zhuǎn)換器來說收斂到所需增益需要較長 的時間，但是這樣的裝置更簡單，消耗的功率大大減少，增益收斂的過程更平緩穩(wěn)定。所述的反饋模塊4包括輸入端并聯(lián)的第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器15和第二數(shù)字模擬 轉(zhuǎn)換器16，其中第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器15的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的輸入端相連 接，第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器16的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的控制端相連接。如圖2-圖4所示，所述的反饋模塊為以下三種結(jié)構(gòu)中的任意一種a) 一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理模塊的控制端和 低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接；b) 一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理模塊的控制端和 低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接；c)兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其中第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接，第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的 控制端相連接。本實施例以上述第三種結(jié)構(gòu)，即圖4為例進行實施所述的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器具體實施時可采用低比特的電壓控制數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器、 Δ-Σ數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器或脈寬調(diào)制單比特數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器。所述的第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器16通過雙口數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器或單口數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器 實現(xiàn)，其連接數(shù)字處理模塊5輸出的幅度功率粗調(diào)控制數(shù)字控制信號，并輸出對應(yīng)模擬信 號到低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的可變增益控制器的控制端。如圖5所示，為數(shù)字信號處理單元的功能框圖。因為I路的數(shù)字信號的處理跟Q 路完全雷同，因此圖示中僅以Q路為例進行說明。所述的數(shù)字處理模塊5包括幅度功率粗調(diào)控制信號生成器17、直流分量消除粗 調(diào)濾波器18、直流分量消除細調(diào)濾波器19以及幅度功率細調(diào)濾波器20，其中幅度功率粗 調(diào)控制信號生成器17的輸入端、直流分量消除粗調(diào)控制信號生成器18的輸入端以及直流 分量消除細調(diào)濾波器19的輸入端均與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的輸出端相連接以接收基帶 數(shù)字信號，幅度功率粗調(diào)控制信號生成器17的輸出端、直流分量消除粗調(diào)控制信號生成器 18的輸出端分別與反饋模塊4相連接，直流分量消除細調(diào)濾波器19的輸出端與幅度功率細 調(diào)濾波器20相連接，并由幅度功率細調(diào)濾波器20輸出經(jīng)過直流分量消除和幅度功率細調(diào) 的數(shù)字基帶信號。所述的幅度功率粗調(diào)控制信號生成器17包括第一幅度功率計算器21、第一積分 器22、第一減法器23以及第一環(huán)路濾波器24，其中第一幅度功率計算器21接收低通及模 數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3輸出的基帶數(shù)字I/Q信號并輸出I/Q信號的幅度或者功率至第一積分器22， 第一積分器22將平均幅度或平均功率輸出至第一減法器23與預(yù)存值相減并將差值輸出至 第一環(huán)路濾波器24，第一環(huán)路濾波器24輸出端與第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器16相連接以產(chǎn)生模 擬控制信號。所述的幅度功率計算器具體實施時可采用取絕對值操作或是通過乘法實現(xiàn)的平 方操作。所述的直流分量消除粗調(diào)濾波器18包括第二積分器25、第二環(huán)路濾波器26，其 中第二積分器25的輸入端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的輸出端相連接并接收基帶數(shù)字I/Q 信號，第二積分器25的輸出端與第二環(huán)路濾波器26相連接并輸出平均直流分量，第二環(huán)路 濾波器26的輸出端與反饋模塊4的第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器15相連接并輸出粗調(diào)數(shù)字信號， 第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器15輸出相應(yīng)的模擬控制信號。所述的直流分量消除細調(diào)濾波器19包括第二加法器27、第三積分器28、第三環(huán) 路濾波器29，其中第二加法器27分別與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊3的輸出端相連接并接收基 帶數(shù)字I/Q信號，以及與第三環(huán)路濾波器29的輸出端相連接并接收控制信號，第二加法器 27的輸出端與幅度功率細調(diào)濾波器20以及第三積分器28相連接并輸出消除直流分量的基 帶數(shù)字I/Q信號，第三積分器28將平均后殘留的直流分量輸出至第三環(huán)路濾波器29。所述的幅度功率細調(diào)濾波器20裝置包括第一乘法器30、第二幅度功率計算器 31、第四積分器32、第二減法器33以及第四環(huán)路濾波器34，其中第一乘法器30分別與直 流分量消除細調(diào)濾波器19的輸出端以及第四環(huán)路濾波器34的輸出端相連接以接收控制信號，第一乘法器30的輸出端將調(diào)整幅度后的I/Q兩路信號輸出至第二幅度功率計算器31， 第二幅度功率計算器31分別計算出I/Q兩路信號的幅度或者功率后輸出至第四積分器32 得到平均幅度或平均功率，第四積分器32將平均幅度或平均功率與預(yù)設(shè)值通過第二減法 器33相減得到的差值輸出至第四環(huán)路濾波器34的輸入端。所述的幅度功率計算器具體實施時可采用取絕對值操作或通過乘法實現(xiàn)的平方 操作。所述的第一積分器22、第二積分器25、第三積分器28和第四積分器32均可通過 在設(shè)定時間內(nèi)求和操作實現(xiàn)，通過可編程參數(shù)控制該積分器的累積速度和統(tǒng)計的時間長 度，從而在不同的情況下調(diào)整積分器性能已達到最優(yōu)。所述的第一環(huán)路濾波器24、第二環(huán)路濾波器26、第三環(huán)路濾波器29和第四環(huán)路濾 波器34均可以為兩階數(shù)字環(huán)路濾波器，通過可編程參數(shù)控制該環(huán)路濾波器的響應(yīng)速度和 帶寬，從而在不同的情況下能通過調(diào)整環(huán)路濾波器參數(shù)達到最優(yōu)性能。本實施例通過以下步驟實現(xiàn)數(shù)?；旌系闹绷鞣至肯虸、Q兩路自動增益控制， 具體步驟為第一步、頻率為Wn的模擬域射頻輸入信號Y經(jīng)過放大接收模塊后放大為Y’ = Y*A 并輸出至變頻模塊，其中A是放大接收模塊的增益；然后由變頻模塊在模擬域中分別用頻 率為Wn的本振信號的0度相位與90度相位和Y’進行變頻，得到I、Q兩路模擬基帶信號 I(t)和Q(t)，其中t為時間標(biāo)尺，I(t)和Q(t)代表每一時刻的模擬基帶信號。第二步，對模擬基帶信號I (t)和Q(t)進行模擬域的直流分量粗調(diào)處理，得到粗調(diào) 后的模擬基帶信號I’ (t)和Q’⑴。由于本實施例所述反饋模塊包括兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其中第一數(shù) 字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接，因此以Q路為例，以下步 驟2. 1)-2. 3)為直流分量粗調(diào)處理步驟2. 1)以Q路為例首先通過數(shù)字域中的數(shù)字信號處理器的第二積分器對來自低通 及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的基帶數(shù)字I/Q信號進行積分運算。以Q路為例，低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊輸 出的基帶數(shù)字信號為Q(η)，則Iq = Σ Q(n)，其中η為采樣點標(biāo)號，I (η)和Q(n)代表每一采 樣點的數(shù)字基帶信號，得到Q路直流分量IQ(n)后送到第二環(huán)路濾波器以濾除高頻分量并 進一步得到平均值IqaOO，以IqaOO作為數(shù)字控制信號，該數(shù)字控制信號的值與其包含的直 流分量的值成正比，它代表的是輸入基帶數(shù)字信號的平均直流分量。2. 2)然后將數(shù)字控制信號Iqa(η)發(fā)送至位于模擬域中的反饋模塊內(nèi)的第一數(shù)字 模擬轉(zhuǎn)換器并得到模擬基帶信號平均值Iqa (t)，IqaW與Iqa (η)的轉(zhuǎn)換關(guān)系滿足Iqa (t) = (Iqa (η) +2^) *Μ/ (2Ν_1)，其中Ν為信號比特寬度，M為器件范圍，單位為伏特。2. 3)最后將模擬基帶信號平均值‘(t)輸出至模擬域的雙路加法器，該雙路加法 器同時接收變頻模塊輸出的模擬基帶信號I (t)并將粗調(diào)后的模擬基帶信號I’ (t)輸出到 低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊。上述直流分量粗調(diào)處理的精度受限于N的數(shù)值，即反饋模塊的位寬。本裝置結(jié)合 模擬和數(shù)字直流分量消除的方法的優(yōu)點，通過在模擬域執(zhí)行粗調(diào)以消除大部分直流分量， 數(shù)字域執(zhí)行精細以消除殘余直流分量，通過在模擬域降低數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器件的進度要求從
12而實現(xiàn)成本效果的最優(yōu)化。第三步、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊對粗調(diào)后的模擬基帶信號I’ (t)和Q’ (t)進行濾 波、增益控制以及模數(shù)轉(zhuǎn)換處理并輸出I、Q兩路基帶數(shù)字信號至數(shù)字信號處理模塊的第三 積分器。由于本實施例所述反饋模塊包括兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其中，第二數(shù)字 模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接，因此以Q路為例，以下步驟 3. 1)-3. 3)為I、Q兩路增益控制粗調(diào)處理步驟3. 1)以Q路為例當(dāng)?shù)屯澳?shù)轉(zhuǎn)換模塊輸出至數(shù)字信號處理器的第一積分器 的基帶數(shù)字信號為Q(n)，則該基帶數(shù)字信號的幅度為AQ(n) = |Q(n) |，功率為PQ(n)= Q(n)*Q(n)，由第一積分器進行積分運算后得到平均后的信號幅度AQA(m) =Σ |Q(n)|/N及 PqaOII) =Σ (Q(n)*Q(n))/N，其中N是單位時間內(nèi)的采樣點總數(shù)，m是統(tǒng)計的組數(shù)，第一積分 器輸出幅度差值或功率差值至第一環(huán)路濾波器以濾除高頻分量并進一步得到幅度平均值 或功率平均值，其中幅度差值A(chǔ)_ (m) =Aqa(m)-AK，功率差值PQAD(m) = Pqa(HI)-Pe, Ak為預(yù) 設(shè)幅度值，Pe為預(yù)設(shè)功率值，幅度平均值A(chǔ)qadmOii)，功率平均值PqadmOII)；3. 2)第一環(huán)路濾波器將幅度平均值或功率平均值輸出至模擬域中反饋模塊的第 二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器并完成從數(shù)字信號到模擬信號的轉(zhuǎn)換，得到模擬控制信號U_M(t)，具體 如下Uqadm (t) = (AQADM(m)+2") *M/(2l-1)或者隊?wèi)?yīng)⑴=(P_(m)+2M) *M/(2L_1)其中幅度差值々_011)或功率差值？_(111)的值與Q路基帶數(shù)字信號電平Aq(η) 成正比且代表Q路基帶數(shù)字信號的平均幅度及平均功率，因此UQADM(t)與AqadmOii)或者 Pqadm(πι)的轉(zhuǎn)換關(guān)系取決于信號Aqadm(m)或者？_(!11)的比特位寬L，和器件的范圍，即0_M 伏特。3. 3)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器將模擬控制信號U_(t)輸出至低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制 端，實現(xiàn)在模擬域的Q路增益差預(yù)處理。所述的I、Q兩路增益粗調(diào)處理的精度受限于L的數(shù)值，而L其實就是模擬域中第 二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器件的位寬，增加L的值固然可以得到更精細的控制步長，但是也同時大 大增加了芯片成本和耗電量，在達到同樣精度增益控制的時候，所需增加的邊際成本是遠 遠高于在數(shù)字域用數(shù)字信號處理方式進行。本裝置提出的最獨特的想法，就是結(jié)合模擬和 數(shù)字I、Q增益控制的方法的優(yōu)點，在模擬域只做粗略的、大致的I、Q增益差消除，把精細的 處理留在數(shù)字域進行。因此這里的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器件可以是簡單的、低比特的電壓控制數(shù) 模轉(zhuǎn)換器，或者是一個簡單的Σ數(shù)模轉(zhuǎn)換器，還可以是一個簡單的脈寬調(diào)制單比特數(shù) 模轉(zhuǎn)換器。這個數(shù)模轉(zhuǎn)換器的精度要求因為存在數(shù)字域精細的I、Q幅度功率細調(diào)濾波器的 原因而被大大降低。第四步、數(shù)字信號處理模塊對I、Q兩路基帶數(shù)字信號進行直流分量細調(diào)處理以及 I、Q兩路幅度功率細調(diào)處理，由于本實施例所述反饋模塊包括兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn) 換器，所以相應(yīng)在數(shù)字信號處理模塊也對應(yīng)有兩個細調(diào)處理模塊。其中直流分量消除細調(diào) 處理具體步驟為a. 1) -a. 2)，I、Q兩路幅度功率細調(diào)處理具體步驟如b. 1) _b. 2)。兩個細調(diào) 處理模塊的次序可以互換，都在本裝置的保護范圍內(nèi)。a. 1)直流分量消除細調(diào)處理，以Q路為例數(shù)字信號處理模塊第三積分器收到基 帶數(shù)字信號Q’ (η)后得到殘余的直流分量I’ Q = Σ Q’(η)，由第三環(huán)路濾波器濾除高頻分量得到數(shù)字基帶信號平均值I’ qa(H)；a. 2)將數(shù)字基帶信號平均值Fqa(I1)輸出至第二加法器的輸入端并與基帶數(shù)字信 號Q’(η)相減得到精調(diào)后的數(shù)字基帶信號Q”(n) =Q' (η) _1 ’ QA(n)，從而完成對Q路直流 分量消除細調(diào)處理。b. 1)1、Q兩路幅度功率細調(diào)處理，以Q路為例，直流分量消除細調(diào)濾波器輸出經(jīng) 過了直流消除和I、Q幅度差粗調(diào)后的Q路信號，記為Q’(η)，經(jīng)過第一乘法器后信號記為 Qs' (η)，輸出至第二幅度功率計算器，得到信號Qs，(η)的幅值為AQS(n) = Qs' (η)或者 功率PQS(n) =Qs' (n)*Qs’(η)，并輸出至第四積分器得到平均后的信號幅度Aqsa(m)或功率 Pqsa(m)。其中乘法器的輸出Qs’ (η) =Q' (η)*S，其中S來自第四環(huán)路濾波器輸出的平均 值控制信號；b. 2)第四積分器將平均后的信號幅度AqsaOii)與預(yù)設(shè)的幅度值A(chǔ)k相減或?qū)⑵骄?的信號功率Pqsa(HI)與預(yù)設(shè)的功率值&相減，并將差值A(chǔ)qsad(HI)或？_(111)輸出至第四環(huán)路濾 波器以濾除高頻分量，使進一步得到平均值控制信號S并輸出至第一乘法器，從而完成對Q 路增益的細調(diào)控制。其中平均后的信號幅度為Aqsa(HI) =Σ |Qs’ (η) Ι/Ν，平均后的信號功率為Pqsa(m) =Σ (Qs，(n)*Qs，(η))/N，N是單位時間內(nèi)的采樣點總數(shù)，m是計算的組數(shù)。以上是通過雙路調(diào)節(jié)增益完成數(shù)字部分的I/Q增益自動控制處理。事實上還可以 通過單路調(diào)節(jié)完成。假設(shè)進入數(shù)字域的信號因為經(jīng)過了模擬域內(nèi)直流分量去除粗調(diào)處理以 及I/Q兩路增益粗調(diào)調(diào)節(jié)，則可以假設(shè)除了殘余的直流分量和增益差，I/Q兩路數(shù)據(jù)已經(jīng)位 于比較理想的狀態(tài)(電平值、直流分量等)，則此時可以將上面過程中得到的Q路第四積分 器的輸出Pqsa(HI)或者Aqsa(HI)與對應(yīng)的I路第四積分器的輸出PISA(m)或者Aisa(HI)相減，得 到I/Q的平均幅度差或者功率差，再送到一環(huán)路濾波器中進行進一步平均，平均后的值送 到I路或者Q路的第一乘法器中，完成增益差調(diào)制。這樣的方式比起雙路調(diào)節(jié)節(jié)省了一個 乘法器、兩個減法器和一個積分器，通過反饋收斂的過程，也能得到I/Q幅度差精細調(diào)整的 目的，但是不能同時對兩路信號的增益進行修正。然而這屬于本裝置的處理結(jié)構(gòu)之一。圖6是幅度相位差帶來鏡像頻譜抑制對照圖，如圖6所示，橫坐標(biāo)表示I/Q兩路相 位不匹配度，單位為度，從左到右表示I/Q兩路相位差增大；縱坐標(biāo)表示I/Q兩路相位不匹 配度，單位為分貝，從下到上表示I/Q兩路幅度差增大。不同曲線表示在橫、縱坐標(biāo)表示的 相位、幅度不匹配程度下，直接變頻中有效頻譜對鏡像頻譜的抑制，數(shù)字越高，表示有效頻 譜的帶肩越高，鏡像頻譜帶肩越低，從而整體信號質(zhì)量越好。如圖所示，當(dāng)相位誤差小于0.1 度，幅度誤差小于0. OldB,鏡像頻譜帶肩抑制大于60dB。本方法通過數(shù)字信號處理，精細計算I/Q兩路幅度或者功率并反饋到模擬域，用 模擬器件完成大部分增益差調(diào)整。舉例來說，假設(shè)使用較低的如6比特模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，那 么經(jīng)過第一步預(yù)處理后殘留I/Q增益差將只有0. 13分貝，已經(jīng)可以送到模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器進 行下一步處理。第二步數(shù)字域內(nèi)對殘留I/Q增益差的處理，由于邏輯單元的增加在目前大 規(guī)模門電路的應(yīng)用下可以忽略不計，因此其精度更是只受限于輸入有效信號的比特位寬。 舉例來說如使用的雙8比特模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，則殘留I/Q增益差只有0. 03分貝，使用 雙10比特模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，則殘留I/Q增益差將只有0. 008分貝。同理，本裝置通過數(shù)字信號處理精細計算直流分量并反饋到模擬域，用模擬器件完成大部分直流消除。一般在消除之前載波泄露導(dǎo)致的直流分量比有效數(shù)據(jù)高幾十分貝， 而假設(shè)使用較低的如6比特模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器，那么經(jīng)過粗調(diào)處理后殘留直流將比有效數(shù)據(jù) 低15分貝以上，也就是直流分量是矯正之前的約幾萬分之一。數(shù)字域內(nèi)對殘留直流分量的 細調(diào)處理，由于邏輯單元的增加在目前大規(guī)模門電路的應(yīng)用下可以忽略不計，因此其精度 更是只受限于有效信號的比特位寬。當(dāng)采用雙10比特模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)用于本裝置 時，每路的殘余直流分量將比有效數(shù)據(jù)低27分貝以上。 本裝置既可以同時對直接變頻調(diào)諧器中的I/Q增益差和直流分量進行檢測、控制 和消除，也可以僅單獨對其中任何一項進行檢測、控制和消除，通過獨特的數(shù)字、模擬混合 處理結(jié)構(gòu)，利用反饋控制的原理完成I/Q增益差和直流分量的消除。
權(quán)利要求
一種數(shù)模混合自動增益控制系統(tǒng)，包括位于模擬域的放大接收模塊、變頻模塊、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊、反饋模塊以及位于數(shù)字域的數(shù)字處理模塊，其中位于模擬域的放大接收模塊的輸入端接收射頻輸入信號并將放大后的射頻輸入信號輸出至變頻模塊，變頻模塊輸出模擬基帶信號且與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端連接，低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端接收模擬基帶信號與反饋模塊輸出的模擬控制信號并輸出基帶數(shù)字信號至位于數(shù)字域的數(shù)字處理模塊，反饋模塊的輸入端與數(shù)字處理模塊的控制端相連接并接收數(shù)字控制信號，反饋模塊的輸出端分別與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端以及低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接以輸出模擬控制信號，其特征在于所述的反饋模塊為以下三種結(jié)構(gòu)中的任意一種a)一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理模塊的控制端和低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接；b)一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理模塊的控制端和低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接；c)兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，其中第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接，第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)，其特征是，所述的數(shù)字處理模 塊包括幅度功率粗調(diào)控制信號生成器、直流分量消除粗調(diào)控制信號生成器、直流分量消除 細調(diào)濾波器以及幅度功率細調(diào)濾波器，其中幅度功率粗調(diào)控制信號生成器的輸入端、直流 分量消除粗調(diào)控制信號生成器的輸入端以及直流分量消除細調(diào)濾波器的輸入端均與低通 及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接以接收基帶數(shù)字信號，幅度功率粗調(diào)控制信號生成器的輸 出端、直流分量消除粗調(diào)控制信號生成器的輸出端分別與反饋模塊相連接，直流分量消除 細調(diào)濾波器的輸出端與幅度功率細調(diào)濾波器相連接，并由幅度功率細調(diào)濾波器輸出經(jīng)過直 流分量消除和幅度功率細調(diào)的數(shù)字基帶信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)，其特征是，所述的幅度功率粗 調(diào)控制信號生成器包括第一幅度功率計算器、第一積分器、第一減法器以及第一環(huán)路濾波 器，其中第一幅度功率計算器接收低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊輸出的基帶數(shù)字I/Q信號，分別計 算出I/Q信號的幅度或者功率，然后經(jīng)過第一積分器后得到平均后的幅度或者功率，與預(yù) 設(shè)的參考幅度或者功率值在第一減法器做相減，差值送到第一環(huán)路濾波器后，輸出送到反 饋模塊的第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器以產(chǎn)生相應(yīng)的模擬控制信號。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)，其特征是，所述的直流分量消 除粗調(diào)濾波器包括第二積分器、第二環(huán)路濾波器，其中第二積分器的輸入端與低通及模 數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接并接收基帶數(shù)字I/Q信號，第二積分器的輸出端與第二環(huán)路濾 波器相連接并輸出平均直流分量，第二環(huán)路濾波器的輸出端與反饋模塊的第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn) 換器相連接并輸出粗調(diào)數(shù)字信號，第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器輸出相應(yīng)的模擬控制信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)，其特征是，所述的直流分量消 除細調(diào)濾波器包括第二加法器、第三積分器、第三環(huán)路濾波器，其中第二加法器分別與 低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸出端相連接并接收基帶數(shù)字I/Q信號，以及與第三環(huán)路濾波器的輸出端相連接并接收控制信號，第二加法器的輸出端與幅度功率細調(diào)濾波器以及第三積分 器相連接并輸出消除直流分量的基帶數(shù)字I/Q信號，第三積分器將平均后殘留的直流分量 輸出至第三環(huán)路濾波器。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)，其特征是，所述的幅度功率細 調(diào)濾波器裝置包括第一乘法器、第二幅度功率計算器、第四積分器、第二減法器以及第四 環(huán)路濾波器，其中第一乘法器分別與直流分量消除細調(diào)濾波器的輸出端以及第四環(huán)路濾 波器的輸出端相連接以接收控制信號，第一乘法器的輸出端將調(diào)整幅度后的I/Q兩路信號 輸出至數(shù)字信號處理器和第二幅度功率計算器，第二幅度功率計算器分別計算出I/Q兩路 信號的幅度或者功率后輸出至第四積分器得到平均幅度或平均功率，第四積分器將平均幅 度或平均功率與預(yù)設(shè)值通過第二減法器相減得到的差值輸出至第四環(huán)路濾波器的輸入端。
7.一種根據(jù)權(quán)利要求1所述的數(shù)模混合自動增益控制系統(tǒng)，其特征在于，包括以下步驟第一步、頻率為Wn的模擬域射頻輸入信號Y經(jīng)過放大接收模塊后放大為Y’ = Y*A并 輸出至變頻模塊，其中A是放大接收模塊的增益；然后由變頻模塊在模擬域中分別用頻率 為Wn的本振信號的0度相位與90度相位和Y’進行變頻，得到I、Q兩路模擬基帶信號I⑴ 和Q(t)，其中t為時間標(biāo)尺，I (t)和Q(t)代表每一時刻的模擬基帶信號；第二步，對模擬基帶信號I (t)和Q(t)進行模擬域的直流分量粗調(diào)處理，得到粗調(diào)后的 模擬基帶信號I’⑴和Q’⑴；第三步、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊對直流分量去除粗調(diào)處理后的模擬基帶信號I’ (t)和 Q’ (t)進行濾波、I、Q增益控制粗調(diào)處理以及模數(shù)轉(zhuǎn)換處理并輸出I、Q兩路基帶數(shù)字信號 至數(shù)字信號處理模塊；第四步、數(shù)字信號處理模塊對I、Q兩路基帶數(shù)字信號進行直流分量細調(diào)處理和I、Q幅 度功率細調(diào)處理，從而完成數(shù)?；旌现绷鞣至肯约癐、Q兩路自動增益控制。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的數(shù)模混合自動增益控制系統(tǒng)，其特征是，所述的第二步、第三 步具體如下a)當(dāng)所述反饋模塊為一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器且其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理 模塊的控制端和低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接時a. 1)以Q路為例首先通過數(shù)字域中的數(shù)字信號處理器的第二積分器對來自低通及模 數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的基帶數(shù)字I/Q信號進行積分運算，以Q路為例，低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊輸出的基 帶數(shù)字信號為Q(η)，則Iq = Σ Q(n)，其中η為采樣點標(biāo)號，I (η)和Q(n)代表每一采樣點的 數(shù)字基帶信號，得到Q路直流分量IQ(n)后送到第二環(huán)路濾波器以濾除高頻分量并進一步 得到平均值Iqa (η)，以Iqa(η)作為數(shù)字控制信號，該數(shù)字控制信號的值與其包含的直流分量 的值成正比，它代表的是輸入基帶數(shù)字信號的平均直流分量；a. 2)然后將數(shù)字控制信號Iqa(η)發(fā)送至位于模擬域中的反饋模塊內(nèi)的第一數(shù)字模擬 轉(zhuǎn)換器并得到模擬基帶信號平均值Iqa (t)，IqaW與Iqa (η)的轉(zhuǎn)換關(guān)系滿足 Iqa (t) = (IQA (η)+2^)^/(2^1), 其中Ν為信號比特寬度，M為器件范圍，單位為伏特；a. 3)最后將模擬基帶信號平均值Iqa(t)輸出至模擬域的雙路加法器，該雙路加法器同 時接收變頻模塊輸出的模擬基帶信號I (t)并將粗調(diào)后的模擬基帶信號I’ (t)輸出到低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊；b)當(dāng)所述反饋模塊為一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器且其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理 模塊的控制端和低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接時b. 1)以Q路為例當(dāng)?shù)屯澳?shù)轉(zhuǎn)換模塊輸出至數(shù)字信號處理器的第一積分器的基帶 數(shù)字信號為Q(n)，則該基帶數(shù)字信號的幅度為Aq (n) = | Q(n) |，功率為PQ(n) =Q(n)*Q(n)， 由第一積分器進行積分運算后得到平均后的信號幅度AQA(m) =Σ I Q(η) I/N及PQA(m)= Σ (Q(n)*Q(n))/N，其中N是單位時間內(nèi)的采樣點總數(shù)，m是統(tǒng)計的組數(shù)，第一積分器輸出幅 度差值或功率差值至第一環(huán)路濾波器以濾除高頻分量并進一步得到幅度平均值或功率平 均值，其中幅度差值A(chǔ)qadOII) =Aqa(m)-AK，功率差值Pqad(HI) =Pqa(HI)-Pk, Ak*預(yù)設(shè)幅度值， Pr為預(yù)設(shè)功率值，幅度平均值A(chǔ)qadm (m)，功率平均值P_ (m)；b. 2)第一環(huán)路濾波器將幅度平均值或功率平均值輸出至模擬域中反饋模塊的第二數(shù) 字模擬轉(zhuǎn)換器并完成從數(shù)字信號到模擬信號的轉(zhuǎn)換，得到模擬控制信號υ,Μα)，具體如 下U_(t) = (Aqadm (m)+2L-1)*M/(2L~l)或= (P_(m)*M/(2L_1)其中幅度差值々_011)或功率差值？_(111)的值與Q路基帶數(shù)字信號電平Aq(η)成正 比且代表Q路基帶數(shù)字信號的平均幅度及平均功率，因與Aqadm(HI)或者？_(!11) 的轉(zhuǎn)換關(guān)系取決于信號Aqadm(HI)或者？_(!11)的比特位寬L，和器件的范圍，即O-M伏特；b. 3)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器將模擬控制信號U_(t)輸出至低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端， 實現(xiàn)在模擬域的Q路增益差預(yù)處理；c)當(dāng)所述反饋模塊為兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器且第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出 端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接，第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn) 換模塊的控制端相連接時，則同時執(zhí)行上述步驟a. 1)-步驟a. 3以及步驟b. 1)-步驟b. 3)。
9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的數(shù)模混合自動增益控制系統(tǒng)，其特征是，所述的第四步具體為a)當(dāng)所述反饋模塊為一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器且其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理 模塊的控制端和低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接時a. 1)直流分量消除細調(diào)處理，以Q路為例數(shù)字信號處理模塊第三積分器收到基帶數(shù) 字信號Q’ (η)后得到殘余的直流分量I’ Q = Σ Q’(η)，由第三環(huán)路濾波器濾除高頻分量得 到數(shù)字基帶信號平均值FqaOO ；a.2)將數(shù)字基帶信號平均值I’ ^(n)輸出至第二加法器的輸入端并與基帶數(shù)字信號 Q，(η)相減得到精調(diào)后的數(shù)字基帶信號Q”(n) =Q' (n)_I’ QA(n)，從而完成對Q路直流分 量消除細調(diào)處理；b)當(dāng)所述反饋模塊為一個雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器且其輸入端和輸出端分別與數(shù)字處理 模塊的控制端和低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的控制端相連接時b.1)I、Q兩路幅度功率細調(diào)處理，以Q路為例，直流分量消除細調(diào)濾波器輸出經(jīng)過了直 流消除和I、Q幅度差粗調(diào)后的Q路信號，記為Q’(η)，經(jīng)過第一乘法器后信號記為Qs ’ (η), 輸出至第二幅度功率計算器，得到信號Qs’(η)的幅值為Aqs (η) = Qs'(η) |或者功率Pqs (η) = Qs' (n)*Qs’(η)，并輸出至第四積分器得到平均后的信號幅度AqsaOII)或功率Pqsa(m)，其 中乘法器的輸出Qs’ (η) = Q’(n)*S，其中S來自第四環(huán)路濾波器輸出的平均值控制信號；b. 2)第四積分器將平均后的信號幅度Aqsa(HI)與預(yù)設(shè)的幅度值A(chǔ)k相減或?qū)⑵骄蟮男?號功率Pqsa(m)與預(yù)設(shè)的功率值Pk相減，并將差值A(chǔ)qsadOII)或？_(111)輸出至第四環(huán)路濾波 器以濾除高頻分量，使進一步得到平均值控制信號S并輸出至第一乘法器，從而完成對Q路 增益的細調(diào)控制，其中平均后的信號幅度為AqsaOII) =Σ |Qs’(η) I/N，平均后的信號功率 為PQSA(m) =Σ (Qs，(n)*Qs，(η))/N，N是單位時間內(nèi)的采樣點總數(shù)，m是計算的組數(shù);c)當(dāng)所述反饋模塊為兩個并聯(lián)的雙路數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器且第一數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出 端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的輸入端相連接，第二數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器的輸出端與低通及模數(shù)轉(zhuǎn) 換模塊的控制端相連接時，則可執(zhí)行上述步驟a. 1)-步驟a. 3以及步驟b. 1)-步驟b. 3),a 組步驟和b組步驟的兩組之間的先后次序可換。
全文摘要
一種數(shù)字信號處理技術(shù)領(lǐng)域的用于直接變頻調(diào)諧器的數(shù)?；旌献詣釉鲆婵刂葡到y(tǒng)及其控制方法，包括位于模擬域的放大接收模塊、變頻模塊、低通及模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊和反饋模塊以及位于數(shù)字域的數(shù)字處理模塊。本發(fā)明模擬域中I/Q兩路可變增益放大器的增益比較一致，從而經(jīng)過模擬域初步處理后基帶I/Q兩路信號殘余幅度差或者功率，以及殘留的直流分量相當(dāng)小，與現(xiàn)有技術(shù)相比集成芯片的尺寸結(jié)構(gòu)簡化，降低功耗，同時結(jié)合數(shù)字域高精度處理后，有效的消除直接變頻調(diào)諧器中的直流分量以及I/Q幅度不均衡。其中模擬域中的可變增益放大器的跟蹤速度和數(shù)字域中的AGC的控制帶寬都可以在相當(dāng)廣泛的一個范圍內(nèi)進行適應(yīng)調(diào)整，從而滿足不同場合的應(yīng)用。
文檔編號H03G3/20GK101895266SQ20101023045
公開日2010年11月24日 申請日期2010年7月20日 優(yōu)先權(quán)日2010年7月20日
發(fā)明者夏勁松, 宋伯煒, 李文華, 范瑩瑩 申請人:上海全波通信技術(shù)有限公司