專利名稱：一種超寬帶阻抗匹配網絡設計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及射頻電路設計領域，具體涉及射頻電路中寬帶匹配網絡電路的設計方法。
背景技術：
隨著無線通信技術的發(fā)展，一種具有數據傳輸速率高、抗干擾能力強、功耗低等特 點的短距高速無線接入技術——超寬帶(UWB)技術得到了人們的廣泛關注。它解決了困擾 無線技術多年的有關傳播方面的重大難題，具有對信道衰落不敏感、發(fā)射信號功率譜密度 低、有低截獲能力、系統(tǒng)復雜度低、能提供厘米級的定位精度等優(yōu)點，尤其適用于室內等密 集多徑場所的高速無線接入和軍事通信應用中。與傳統(tǒng)的窄帶射頻電路相比，UffB射頻收發(fā) 系統(tǒng)中，對射頻電路的工作帶寬有一定的限制，一般定義為相對帶寬大于20%，或是絕對帶 寬大于500MHz，因而就不能采用傳統(tǒng)的反饋電路的方式，通過適當犧牲增益等參數指標來 達到拓展帶寬的目的，然而對于超寬帶射頻電路的設計，這種設計方法已經無法滿足要求， 必須采用適當的超寬帶匹配網絡電路來達到超寬帶匹配的目的。所謂阻抗匹配(impedance matching)是指負載阻抗與信號源內阻抗或與傳輸線 波阻抗之間特定的配合關系。它是進行射頻集成電路設計首先必須考慮的問題，是判斷射 頻電路設計是否正確的一個重要標準。不管是對電路的輸入阻抗還是輸出阻抗，阻抗匹配 時不可缺少的，而且是非常重要的，其目的是使電路獲得最大傳輸功率或者最小噪聲系數。 阻抗不匹配意味著在信號源和負載之間存在電壓或是功率的反射，這會給射頻電路設計帶 來一系列問題，譬如，造成輸出功率的不穩(wěn)定性和額外功率損失，產生額外失真和準噪聲， 以及引起射頻信號源的損壞和晶體管擊穿等。一般的網絡匹配方式有兩種一是以獲得最小噪聲系數為目的的噪聲匹配，二是 以獲得最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共軛匹配，要求信號源阻抗與負載阻抗達到 共軛匹配，轉化到輸入和輸出端口，即只需要將輸入阻抗和輸出阻抗分別與信號源和負載 阻抗相匹配。一般來說，現在絕大多數的電路結構均采用后一種匹配方法，這樣可以避免不 匹配而引起電路向天線的能量反射，同時，力求兩種匹配接近。而在以往的研究中，匹配網 絡的設計僅僅是局限于某一個頻率點附近的窄帶匹配網絡設計。如文獻[1]介紹了利用史 密斯圓圖來進行阻抗匹配的設計方法，該方法只能用于簡單的窄帶匹配網絡設計，并沒有 提及可工作在寬頻帶范圍內的匹配網絡設計。由于超寬帶射頻電路的工作帶寬很寬，且匹配電路中所連接的電感和電容等元件 隨頻率變化大，因而單純依據電路設計人員自身的經驗來進行電路設計的難度大、耗時長， 無規(guī)律可循。文獻[2]介紹了一種利用數值優(yōu)化技術來進行寬帶網絡匹配的設計方法，首 先采用實頻技術對寬帶阻抗匹配電路的頻率響應進行研究，并確定匹配電路的結構及其初 始參數，然后再利用數值優(yōu)化技術對各電路參數進行優(yōu)化，最終實現寬帶范圍內的阻抗匹 配。該設計方法雖然能夠較好地完成阻抗匹配但運算過程較復雜，不便于操作。本發(fā)明給 出了一種設計超寬帶匹配網絡電路的系統(tǒng)性設計方法，利用史密斯圓圖來進行超寬帶阻抗匹配的設計，可以方便快捷的設計出所需的超寬帶匹配網絡。[1]. R. Ludwig,P. bretchko, RF Circuit Design :Theory and Applications[Μ]. 王子宇，張肇儀，徐承和等譯，電子工業(yè)出版社，2002 270-287.[2], S. N. Yang, H. Y. Li, Μ. Goldberg, X. Carcelle, F. Onado and S. Μ. Rowland, Broadband Impedance Matching Circuit Design Using Numerical Optimization Techniques and Field Measurements, IEEE International Symposium on Power Line Communications and Its Applications,2007 :425_430.

發(fā)明內容
現有傳統(tǒng)的阻抗匹配方法一般只考慮中心頻率點阻抗的變化，它將整個頻段范圍 內的阻抗曲線用它的中心頻率點來代替，通常只適用于窄帶或者單頻點的阻抗匹配。與傳 統(tǒng)方法不同的是，本發(fā)明將史密斯圓圖應用到超寬帶電路的輸入輸出匹配當中，提出了一 種利用史密斯圓圖在超寬帶范圍內進行匹配網絡優(yōu)化設計的方法，保證電路在較寬頻率范 圍內保持良好的輸入輸出匹配特性，使得匹配網絡設計相對較簡單直觀，易操作，且效果較 好。本發(fā)明解決上述技術問題的技術方案如下。首先，對已經完成核心結構設計的電 路，利用射頻電路設計的相關軟件對其進行S參數(散射參量矩陣)的仿真，得到輸入反射 系數S11和輸出反射系數S22的史密斯圓圖。圖中曲線上的任意一點同時對應著帶寬范圍內 電路在某一頻率所對應的輸入或輸出阻抗值，其對應關系為 S
11
_ Zin — Zs ο _ Zout - Zl
Zia+Zs
Zoat+Zl 或以dB形式表示為 S11CdB) = 20 Ig
Zin
S22(dB) = 201g
Zout ~ Zl
Zoat+Zl 可以看出，當輸入阻抗Zin和輸出阻抗Z。ut分別與信號源阻抗Zs和負載阻抗\達 到匹配即Zin = Zs和Z。ut = Zl時，輸入和輸出反射系數為零，此時電路達到完全匹配狀態(tài)。 由于在射頻電路設計中，信號源阻抗Zs和負載阻抗&通常為50Ω (即Zs = Rs = & = & = 50 Ω)，因此，完全匹配時，輸入輸出阻抗?jié)M足關系式Zin = Z。ut = 50Ω。輸入和輸出匹配網 絡與核心電路結構的連接關系如圖1所示。一般情況下，完全匹配不容易達到，通常意義上 所講的阻抗匹配只需將反射系數控制在-IOdB以下即可，即只需滿足 Sn(dB) = 201g
Ζ η-50Ω
Zin+50Ω
<-IOdB, S22 (dB) = 20 Ig
Zout—50Ω
Zout+50Ω
<10dB接下來，觀察S11和S22曲線在圓圖中的位置，看它們是否落在-IOdB等反射系數 圓內，若曲線全部落在圓內則完成匹配。一般情況下，在進行輸入輸出阻抗匹配網絡設計之 前，S11和S22曲線是不會完全落在-IOdB等反射系數圓內的，此時需要進行匹配網絡設計。 根據構成的元件數目及其連接方式不一樣，匹配網絡常見的結構分為Γ型、Π型、T型和混 合型等，如圖2所示。最后，在輸入或輸出匹配阻抗網絡中并聯或串聯一個或若干電感或電容，通過調 整電感或電容的連接方式和大小，就能使S11或S22曲線在史密斯圓圖上移動，當它們在整個
4設計頻段范圍內移動到-IOdB反射系數圓內時，電路達到匹配狀態(tài)，從而完成了超寬帶阻 抗匹配網絡的設計。在匹配的過程中，一般不加入電阻，電阻屬于有耗元件，會額外增加功 耗，并惡化噪聲系數。另外，為了操作的方便，一般先對輸入網絡進行匹配，待匹配完成后再 進行輸出阻抗網絡的匹配。本發(fā)明所述的超寬帶網絡匹配方法不需要進行人工計算，不需要計算輸入阻抗Zin 和輸出阻抗Z。ut的大小，只需要將史密斯圓圖的對應的曲線通過軟件插入若干元件后進行 調整就能完成匹配，且匹配過程相對簡單，并能較好實現匹配功能。


圖1輸入和輸出匹配網絡圖2匹配網絡的電路結構圖3阻抗不匹配圖4阻抗部分匹配圖5阻抗匹配圖6阻抗部分匹配時的S11 (或S22)曲線圖7插入電感、電容或電阻后阻抗的移動方向圖8串聯一個電感后阻抗曲線的變化圖9共源低噪聲放大器的電路結構及匹配網絡圖10完成輸入輸出阻抗匹配網絡設計的一共源LNA的可能結構圖11阻抗匹配網絡設計流程
具體實施例方式對于給定的射頻電路，通過在射頻輸入端或輸出端插入一個或若干個電路元件 (如電感或電容)，即可得到相應的輸入或輸出匹配網絡，經過優(yōu)化設計即可得到優(yōu)化的匹 配網絡。在匹配網絡設計過程中，通過調整電感或電容的連接方式和大小來調整反射系數 曲線在史密斯圓圖的位置，使其能夠在整個設計頻段范圍內移動到-IOdB等反射系數圓 內，達到在較寬頻帶范圍內完成良好阻抗匹配的目的。在開始進行匹配網絡電路設計前，初 始電路的反射系數曲線在史密斯圓圖中的位置可以是任意的，通過在匹配電路中并聯或串 聯一個或若干個電感、電容來調整，構成T型匹配網絡或是π型匹配網絡，通過對匹配網絡 電路中的電容或是電感值進行調節(jié)，便可實現超寬帶匹配的目的。以下結合附圖和具體實例對本發(fā)明作詳細描述。圖3表示的是阻抗不匹配時反射系數在史密斯圓圖中的分布情況，曲線代表輸入 或輸出反射系數，圓心處的虛線圓代表-IOdB等反射系數圓，圓心代表的是完全匹配點，即 輸入阻抗Zin或是輸出阻抗Z。ut匹配到50 Ω的點。但實際上在設計超寬帶電路時，不可能 實現在所有頻率條件下反射系數點都剛好匹配到史密斯園圖的圓點，因而在工程上定義當 反射系數點落在-IOdB虛線圓之內，就認為反射系數足夠小，已經達到了完全匹配。匹配的 目的就是在電路的輸入或是輸出端口加入匹配網絡，使反射系數曲線盡可能移動到虛線圓 內，盡量接近圓心。反射系數越接近阻抗匹配的程度直接反映了所設計電路的帶寬大小，匹 配得越完全，曲線落在-IOdB等反射系數圓的部分越多，其對應的帶寬(BW = fH-fL)就越寬。圖4表示的是阻抗部分匹配的情況，它只有小部分曲線落入虛線圓(-IOdB等反射系數 圓)內，其對應的S11或S22曲線的頻率特性如圖6所示。圖中，fmax、fmin對應的是反射系數 曲線的兩個端點，4、fH對應的是反射系數(S11或S22)曲線與虛線圓的兩個交點，落入虛線 圓內的曲線在圖6中對應的位置便在-IOdB以下。若反射系數曲線全部落入圓內，電路完 成匹配，如圖5所示，其工作帶寬就擴展到fmax_fmin。若向阻抗匹配網絡插入一個元件——電容或電感，反射系數(S11或S22)曲線就會 發(fā)生移動，其長短、形狀、方向都會發(fā)生變化，變化程度取決于元件值的大小和連接方式。以曲線上的任意一點Q為例，其初始位置對應的阻抗Z和導納Y分別為Z0 = R0+JX0, Y0 = GJjB0其中禮、X0, G0和Btl分別表示Q點初始位置的電阻、電抗、電導和電納，Zq與Yq互 為倒數關系。在阻抗匹配網絡串聯一個電感Ls (或電容Cs)，Q點對應的阻抗Z就會發(fā)生變化， 其變化量為 ΔΖ = AZl = JAHl = j2 JifLs(或 ΔΖ = AZc = j Δ Zc = (j2 JifCs) = -j/ (2JifCs))?？梢钥闯觯うS著Ls(或Cs)的增大而增大(或減小)，且串入電感或電容 后只能改變電抗值，不能改變電阻，所以Q點會沿著等電阻圓方向移動。另外，由于沿著等 電阻圓順時針方向移動電抗X會逐漸增大，因此串入電感Ls(或電容(；)后，Q點會沿著等 電阻圓順時針(或逆時針)方向移動。同理，若并聯一個電感LP(或電容Cp)，曲線便會沿 著等電導圓逆時針(或順時針)方向移動，如圖7的箭頭所示。由于阻抗Z(或導納Y)的變化與頻率f有關，所以在匹配網絡中插入元件后，不同 頻率點的阻抗或導納變化就會不一樣。根據上文所述可知，串聯電感(或并聯電容)后，高 頻率點阻抗(或導納)變化大；并聯電感(或串聯電容)后，低頻率點導納(或阻抗)變化 大。在匹配網絡插入一個電感或電容后，反射系數曲線就會在相應頻率對應的等電阻 圓或等電導圓上移動。根據高低頻率兩端對應電阻、電抗(或電導、電納)的大小不同可以 將串聯電感、串聯電容、并聯電感、并聯電容這四種連接方式各分為四種情況。以串聯電感
為例，其四種情況 Rahi < Rbli、xahi > xbli‘ rahi < rbli>xahi < xbli‘ rahi > rbli>xahi > xbli 禾口 rahi > RBU、XAH1 < Xbli如圖8所示，曲線Ah1Bu、AjA2分別表示阻抗匹配前后的位置，其中下標H、 L分別代表高頻端和低頻端，R和X分別代表電阻和電抗。分析(a) (b) (c) (d)四個圖可以 發(fā)現，當匹配前高頻端對應的電抗比低頻端的電抗小(即Xahi < Xbu，如圖(b) (d))的時候， 阻抗匹配容易實現。其原因是串入電感后，反射系數曲線沿著等電阻圓順時針方向移動，而 電抗剛好逐漸增大，由于高頻端匹配后阻抗變化大，所以要想較好地實現阻抗匹配，高頻端 對應的電抗應該要小一些。同樣，串入電容后，反射系數曲線會沿著等電阻圓逆時針方向移 動，而電抗剛好逐漸減小，由于高頻端匹配后阻抗變化小，所以要想較好地實現阻抗匹配， 高頻端應該在低頻端前面，也就是說其對應的電抗應該要小一些。同理，在匹配網絡并入電 感(或電容)后，反射系數曲線將沿著等電導圓逆(或順)時針方向移動，而電納剛好逐漸 減小(或增大)，由于高頻端阻抗變化小(或大)，所以要想較好地實現阻抗匹配，高頻端對 應的電納應該要小一些。當初始反射系數曲線分別位于-IOdB等反射系數圓的右下、右上、左下或左上區(qū) 域時可通過在匹配網絡中分別插入一個串聯電感、串聯電容、并聯電感或并聯電容來實現阻抗匹配，且串聯電感或電容適用于高頻端對應的電抗小于低頻端的情況，并聯電感或電 容則適用于高頻端對應的電納低于低頻端的情況。因此，要使電路能夠較好地完成阻抗匹 配，需要通過調整電路結構或者在匹配網絡中插入若干元件將反射系數曲線調整到滿足高 頻端對應的電抗(或電納)小于低頻端的位置，再加入一個適當大小的元件就可完成匹配。
現以低噪聲放大器(LNA)為例來闡述本發(fā)明的
具體實施例方式
步驟一進行LNA的S11和S22參數仿真對已經完成偏置電路設計的LNA結構進行輸入反射系數S11和輸出反射系數S22的 模擬仿真，得到其對應的史密斯圓圖。圖9所示為一基本的共源低噪聲放大器的電路結構， 偏置電路為放大器提供合適的靜態(tài)工作點。步驟二 進行LNA的輸入輸出匹配網絡設計根據史密斯圓圖中S11和S22曲線的位置、形狀以及對應的高低頻端電阻R、電抗X 和電導G、電納B的大小，看是否符合前面所描述的現象，即高頻端對應的電抗(或電納)要 小于低頻端。若某一條曲線(、或^^)符合二者之一的情況，則按照前面以串聯電感為例所 示的方法——串聯電感或電容適用于高頻端對應的電抗小于低頻端即)(AH1 <)(BU的情況，并 聯電感或電容則適用于高頻端對應的電納低于低頻端即Bahi < Bbli的情況——在相應的匹 配網絡中插入相應元件來進行調整優(yōu)化；若不滿足高頻端對應的電抗(或電納)小于低頻 端的情況，則需要通過調整匹配網絡或電路拓撲結構來使反射系數曲線移動到滿足上述條 件的位置，再進行匹配。一般采取的辦法是在匹配網絡中插入若干個電路元件，使反射系數 曲線發(fā)生移動，最后通過多次調整使其移動到-IOdB的等反射系數圓內，若不能實現匹配， 調整電路的拓撲結構，重新進行匹配。輸入和輸出匹配網絡的設計一般是相互獨立的，但也 會相互影響，所以在進行調整的時候，一般先進行輸入網絡匹配，再進行輸出網絡匹配，同 時需要兼顧兩者的變化。另外，需要注意的一點是，在設計匹配網絡的時候要盡可能減少使 用電感的數目，因為電感占用的面積大，容易增加生產成本。步驟三進行其他參數的仿真。完成輸入輸出匹配后，進行其他參數的仿真。若仿真結果較差，則需要重復步驟 一、二，直到得到滿意的結果為止。對于LNA來說，需要進行噪聲系數NF、ldB壓縮點(P_ldB)、 三階交調點(IIP； )等參數的仿真，看是否滿足預定的設計指標要求。圖10所示是一種完 成輸入輸出阻抗匹配的共源低噪聲放大器的可能結構。本發(fā)明適用于任意射頻電路結構的匹配網絡設計，包括低噪聲放大器、混頻器、功 率放大器及濾波器等電路的設計。適用于射頻及微波集成電路設計。
權利要求
1.一種超寬帶阻抗匹配網絡設計方法，其特征在于，對于已經完成偏置電路設計的電 路結構，對其進行散射參量矩陣S參數的仿真，得到輸入反射系數S11和輸出反射系數S22的 史密斯圓圖；在匹配阻抗網絡中并聯或串聯一個或若干電感或電容，形成T型匹配電路或 是JI型匹配電路，通過調整電感或電容的連接方式和大小，使反射系數(S11或&2)曲線發(fā) 生移動，選擇史密斯圓圖曲線上的任意一點代表帶寬范圍內網絡在某一頻率所對應的輸入 或輸出阻抗值，在史密斯圓圖的尋找一點使得輸入輸出反射系數為零，電路達到完全匹配 狀態(tài)，完成超寬帶匹配阻抗網絡設計。
2.根據權利要求1所述的超寬帶阻抗匹配網絡設計方法，其特征在于，通過調節(jié)其大 小使輸入輸出反射系數(S11和&2)曲線在史密斯圓圖上移動，并保證它們能夠在整個設計 頻段范圍內移動到-IOdB反射系數圓內。
3.根據權利要求1所述的超寬帶阻抗匹配網絡設計方法，其特征在于，在阻抗匹配網 絡中串入電感或電容后，輸入輸出反射系數(S11和&2)曲線上的任意一點會沿著其對應 的等電阻圓順時針或逆時針方向移動；并聯一個電感或電容曲線上的任意一點會沿著其對 應的等電導圓逆時針或順時針方向移動，在匹配過程中，串聯電感或電容適用于高頻端對 應的電抗小于低頻端的情況，并聯電感或電容則適用于高頻端對應的電納低于低頻端的情 況。
4.根據權利1所述的超寬帶阻抗匹配網絡設計方法，其特征在于，它匹配前初始的反 射系數曲線在史密斯圓圖中的位置可以是任意的，而不是某一特定的位置。
5.根據權利1所述的超寬帶阻抗匹配網絡設計方法，其特征在于，匹配電路結構可以 是T型匹配電路、π型匹配電路、Γ型匹配電路、或是一般的混合匹配電路。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種通用的超寬帶射頻電路阻抗匹配網絡的設計方法，在射頻電路的射頻輸入端或是射頻輸出端外加一個寬帶匹配網絡，該寬帶匹配網絡可采用T型匹配網絡、π型匹配網絡或是混合型匹配網絡中的一種，匹配網絡中的元件可以是電感或是電容，將所設計的射頻電路的輸入反射系數S11或是輸出反射系數S22在史密斯圓圖中表示出來，通過匹配網絡中串聯或是并聯電感或是電容，使得S11或是S22曲線在史密斯圓圖內改變，最終使得這兩段曲線全部落在-10dB阻抗匹配圓內，從而使得該射頻電路在超寬帶頻帶內實現阻抗匹配。采用該方法可以方便設計出最優(yōu)的超寬帶匹配網絡，以低噪聲放大器(LNA)為例，針對任意給定的LNA結構，通過在輸入輸出匹配網絡中插入一個或若干個電感或電容，即可得到優(yōu)化的匹配網絡。在匹配網絡設計過程中，通過調整元件連接方式和大小來調整反射系數曲線在史密斯圓圖的位置使其能夠在整個設計頻段范圍內移動到-10dB等反射系數圓內，達到在較寬頻帶范圍內完成良好阻抗匹配的目的。
文檔編號H03H7/12GK102075158SQ20101061652
公開日2011年5月25日 申請日期2010年12月29日 優(yōu)先權日2010年12月29日
發(fā)明者馮世娟, 彭能, 熊媛, 王岳生, 王巍, 王穎, 羅元, 韓冰 申請人:重慶郵電大學