專利名稱：寬帶射頻合成式功率放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本實(shí)用新型屬于射頻電路技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及對(duì)分配合成技術(shù)的改進(jìn)。
背景技術(shù)：
在通信、廣播、雷達(dá)、工業(yè)加工、醫(yī)療儀器和科學(xué)研究領(lǐng)域通常需要用到高功率的 射頻功率放大器。由于其功率等級(jí)高，單只功率放大器件難以滿足輸出能力的要求，一般采 用合成式功率放大器(以下簡稱合成式功放)；合成式功放包括三個(gè)部分功率分配器，放 大器，功率合成器，如圖1所示；其中功率分配器將輸入的射頻功率分配到N個(gè)支路上；分 配器每個(gè)支路的輸出與一個(gè)放大器單元的輸入連接，N個(gè)放大器單元的輸出均與功率合成 器的輸入連接，每個(gè)放大器單元的輸出功率等級(jí)相對(duì)不高，設(shè)為P，合成器最終將N路放大 后的功率相加，得到N*P的總功率輸出功率，N為正整數(shù)。隨著應(yīng)用頻率范圍的擴(kuò)寬和新業(yè)務(wù)的增長(如數(shù)字電視，3G移動(dòng)通信)，對(duì)功放的 帶寬需求越來越高。合成式功放最終的帶寬取決于上述三個(gè)部件的帶寬。目前，對(duì)于功率等級(jí)相對(duì)不高的放大器單元(如單管放大器)，通過負(fù)載牽引 (Load Pull)技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)綜合、計(jì)算機(jī)仿真優(yōu)化手段，可以獲得一個(gè)到幾個(gè)倍頻程的可用帶 寬。因此在合成式功率放大器中，分配器與合成器的寬帶化設(shè)計(jì)成為關(guān)鍵。常規(guī)設(shè)計(jì)中，分 配器與合成器為相同器件，結(jié)構(gòu)完全對(duì)稱，即分配器作為輸出的端口，合成器作為輸入的端 口，反之亦然。常用的分配合成方案一般有兩種第一種為正交方案，如圖2所示，其中，圖2(a) 是兩路正交合成式功率放大器的結(jié)構(gòu)，其分配器與合成器都是采用四分之一波長的3dB正 交電橋，射頻功率由分配器的輸入端21輸入，經(jīng)正交電橋分割為功率相等的兩路，分別送 至分配器的輸出端口 22和23。其中端口 22的輸出信號(hào)與輸入信號(hào)相位相等，稱為同相輸 出；端口 23的輸出信號(hào)比端口 21落后90度，稱為正交輸出。分配器的兩路輸出信號(hào)經(jīng)過 兩個(gè)相同的放大器單元放大后，輸入到合成器的輸入口 25和26，最終在合成器的輸出口 27 實(shí)現(xiàn)兩路功率之和。端口 27比25相位落后90度，與26同相。分配器與合成器各有一個(gè) 吸收負(fù)載24和28。圖2 (b)是基于兩路合成放大器實(shí)現(xiàn)的N (N = 2m)路合成放大器結(jié)構(gòu)。分配器(合 成器)由M級(jí)共2m-1個(gè)3dB正交電橋構(gòu)成，最終形成N個(gè)支路，M為正整數(shù)。第二種為同相方案，采用WiIkinson型兩路分配器與合成器，如圖3所示，圖中，分 配器包括兩段70. 7歐姆的四分之一波長傳輸線，它們一端匯接于輸入口 31，另一端321和 331分別作為分配器的輸出端。100歐姆平衡電阻34跨接于兩個(gè)輸出端口之間。輸入功率 進(jìn)入分配器端口 31，被分配到端口 321和331，兩個(gè)端口的輸出功率相等，相位相同。分配 器的輸出功率經(jīng)過兩路相同的放大器單元放大后，再由合成器將兩路功率相加后由端口 35 輸出。合成器原理與分配器相同。同樣，通過M級(jí)級(jí)聯(lián)，可將2路合成式功放擴(kuò)展為N(N = 2M)路。上述正交方案和同相方案均不能滿足寬帶功放的要求，主要表現(xiàn)在[0009]正交分配合成器各個(gè)支路的幅度平衡度隨頻帶和級(jí)聯(lián)級(jí)數(shù)M的增加迅速惡化，導(dǎo) 致放大器單元的功率負(fù)荷有較大差別，降低放大器單元的利用效率，并增加功率合成過程 的損耗。例如，四分之一波長3dB正交電橋的功率分配特性如圖4，圖中，曲線41為0度輸 出信號(hào)，曲線42為90度輸出信號(hào)；在一個(gè)倍頻程內(nèi)，兩路輸出信號(hào)幅度相差0. 6dB。如果 兩級(jí)電橋級(jí)聯(lián)為四路分配器(即M = 2)，則四路分配輸出之間的功率差最大為1. 2dB ；當(dāng)M =3時(shí)，這種不平衡可達(dá)1.8dB。正交合成器有同樣的問題。所以，幅度平衡度是限制正交 型合成式放大器帶寬的主要問題。上述同相分配器和合成器結(jié)構(gòu)由于完全對(duì)稱，理想情況在很寬的帶寬內(nèi)(至少一 個(gè)倍頻程)各支路端口之間的幅度完全一致，幅度平衡度不存在帶寬限制。但各端口反射 損耗以及兩個(gè)支路端口之間的隔離度帶寬很窄，一般地，四分之一波長Wilkinson型網(wǎng)絡(luò)， 其端口反射損耗小于_20dB的相對(duì)帶寬不大于37%，隔離度大于20dB的相對(duì)帶寬不大于 37%，如圖5所示，其中，(a)為端口反射損耗曲線，(b)為隔離度曲線。可見反射損耗與隔 離度的窄帶特性限制了同相合成式功放的帶寬?，F(xiàn)有擴(kuò)展帶寬的方案是合成器與分配器均采用相同的多節(jié)四分之一波長的結(jié)構(gòu)， 如圖6所示；其中圖6(a)是三段四分之一波長耦合線組成的寬帶3dB正交電橋結(jié)構(gòu)，它包 括一段強(qiáng)耦合線61和分別與61相連的兩段弱耦合線62和63。在一個(gè)倍頻程內(nèi)幅度平衡 度小于0. ldB。該模型中的弱耦合傳輸線的特性對(duì)結(jié)構(gòu)參數(shù)(如傳輸線寬度和傳輸線間的 間距)非常敏感，進(jìn)而影響整個(gè)電橋的最終特性，因此在實(shí)際應(yīng)用中此方案的可實(shí)現(xiàn)性和 成品率均不理想。圖6(b)為兩節(jié)四分之一波長的威爾金森(Wilkinson)器件作為二分配器和二合 成結(jié)構(gòu)，它包括兩對(duì)四分之一波長的阻抗變化線64和65，它們級(jí)聯(lián)在一起。每一對(duì)阻抗 變換線跨接一個(gè)平衡電阻66和67。其-20dB反射損耗帶寬達(dá)94%，該帶寬內(nèi)隔離度大于 20dB。如需要更寬的帶寬，可以增加四分之一波長線的節(jié)數(shù)至3，4，5等等。上述寬帶化措施雖然解決了幅度平衡度、反射損耗和隔離度的帶寬問題，但由于 采用多節(jié)四分之一波長結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致其損耗增大，用作功率合成器時(shí)會(huì)降低功放的總體效率。 另外，合成器的功率負(fù)荷較大，高損耗會(huì)導(dǎo)致發(fā)熱，增加熱設(shè)計(jì)的難度。大功率合成器所選 用的傳輸線體積一般較大，多節(jié)結(jié)構(gòu)會(huì)進(jìn)一步加大其空間占用，實(shí)現(xiàn)難度更大。所以該寬帶 化方案不適合用于大功率寬帶合成器。
發(fā)明內(nèi)容本實(shí)用新型的目的是為克服現(xiàn)有合成式功率放大器中分配器與合成器的不足，提 出一種寬帶射頻合成式功率放大器，通過建立幅度平衡度與最終合成損耗的理論模型，找 到一種優(yōu)化的分配合成方案，即分配器與合成器采用不同的結(jié)構(gòu)，使整個(gè)放大器工作帶寬 寬，并具有體積小，效率高，且容易實(shí)現(xiàn)，復(fù)制性好的特點(diǎn)。本實(shí)用新型提出的寬帶射頻合成式功率放大器，包括N個(gè)放大器單元構(gòu)成的放大 器，其特征在于，還包括由K個(gè)四分之一波長的3dB正交電橋及K個(gè)負(fù)載通過M級(jí)級(jí)聯(lián)而成 的功率合成器和K個(gè)威爾金森同相寬帶二分配器和K個(gè)90°移相器通過M級(jí)級(jí)聯(lián)構(gòu)成的功 率分配器；M為正整數(shù)，N = 2M, K = 2m-1 ；其連接關(guān)系為第一級(jí)二分配器的兩個(gè)等幅等相 輸出端口中的一個(gè)直接與第二級(jí)的一個(gè)二分配器的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口通過90°移相器與第二級(jí)的另一個(gè)二分配器的輸入端相連，依次類推；第M級(jí)的二分配器的兩個(gè)等 幅等相輸出端口中的一個(gè)直接與放大器單元的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口通過90°移相 器與放大器單元的輸入端相連，N個(gè)放大器單元的輸出端分別與N/2個(gè)第M級(jí)的四分之一 波長3dB電橋的兩個(gè)輸入端相連，第M級(jí)的每個(gè)四分之一波長3dB電橋的一個(gè)輸出端與負(fù) 載相連，相鄰的兩個(gè)四分之一波長3dB電橋的另一個(gè)輸出端同時(shí)與第M-I級(jí)的一個(gè)四分之 一波長3dB電橋的兩個(gè)輸入端相連，依此類推；第一級(jí)二分配器的輸入端口為功率分配器 總的輸入端，第一級(jí)正交電橋的一個(gè)輸出口為合成式功放的最終射頻輸出，另一個(gè)輸出口 與負(fù)載相連。本實(shí)用新型的有益效果本實(shí)用新型提出了寬帶合成式功率放大器合成損耗與分配、合成網(wǎng)絡(luò)平衡度的關(guān) 系，根據(jù)這一理論指導(dǎo)，進(jìn)而提出了一種合成分配方案，即分配器與合成器采用不同的結(jié) 構(gòu)，且采用威爾金森型寬帶平衡的分配器與移相器結(jié)合，再與不平衡的合成網(wǎng)絡(luò)結(jié)合，可以 實(shí)現(xiàn)一個(gè)倍頻程以上的帶寬。由于威爾金森型寬帶分配器對(duì)結(jié)構(gòu)參數(shù)敏感度不高，該方案 容易實(shí)現(xiàn)，成品率高。

圖1為一般合成式功放原理框圖。圖2為已有采用正交分配合成方案的合成式功放框圖；其中(a)為兩路正交合成式功放結(jié)構(gòu)示意圖；(b)為N(N= 2M，M為整數(shù))路正交合成式功放結(jié)構(gòu)示意圖。圖3為已有的同相分配合成方案的兩路合成式功放框圖。圖4為單節(jié)四分之一波長3dB正交電橋的幅度分配特性曲線。圖5為單節(jié)四分之一波長威爾金森分配器的端口反射損耗與隔離度曲線；(a)為端口反射損耗曲線；(b)為隔離度曲線。圖6為傳統(tǒng)的展寬帶寬的方案結(jié)構(gòu)示意圖；其中(a)為采用三節(jié)四分之一波長正交電橋結(jié)構(gòu)示意圖；(b)為兩節(jié)四分之一波長威爾金森分配合成方案結(jié)構(gòu)示意圖。圖7為本實(shí)用新型的N路寬帶合成式功放結(jié)構(gòu)示意圖。圖8為本實(shí)用新型的二路寬帶合成式功放結(jié)構(gòu)示意圖。圖9為理想分配合成網(wǎng)絡(luò)的合成損耗分析示意圖；其中(a)為理想分配器端口定義示意圖；(b)為理想合成器端口定義示意圖；(c)為分配器與合成器直連示意圖；(d)為合成損耗與幅度平衡度之間的關(guān)系曲線圖圖10為本實(shí)用新型的實(shí)施例結(jié)構(gòu)示意圖。圖11為本實(shí)施例的合成損耗曲線圖。
具體實(shí)施方式
本實(shí)用新型提出的寬帶射頻合成式功率放大器結(jié)合附圖及實(shí)施例詳細(xì)說明如下本實(shí)用新型提出的N路寬帶射頻合成式功率放大器，如圖7所示，包括N(N = 2m) 個(gè)放大器單元721-72N構(gòu)成的放大器72和由K個(gè)四分之一波長的3dB正交電橋731-73K及 K個(gè)負(fù)載741-74K通過M級(jí)級(jí)聯(lián)而成的功率合成器73 (第一級(jí)有1個(gè)正交電橋和一個(gè)負(fù)載， 第二級(jí)有2個(gè)，第三級(jí)有4個(gè)，依次類推)；其特征在于，還包括K個(gè)威爾金森(Wilkinson) 同相寬帶二分配器7111-711K和K個(gè)90°移相器7121-712K通過M級(jí)級(jí)聯(lián)構(gòu)成的功率分 配器71 (第一級(jí)有一個(gè)二分配器和一個(gè)90°移相器，第二級(jí)有2個(gè)，第三級(jí)有4個(gè)，依次類 推，移相器的連接位置根據(jù)同一級(jí)3dB合成電橋的合成輸出口位置確定)；M為正整數(shù)，N =
2M，K= 2M-1 ；其連接關(guān)系為第一級(jí)二分配器的兩個(gè)等幅等相輸出端口中的一個(gè)直接與第二級(jí) 的一個(gè)二分配器的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口通過90°移相器與第二級(jí)的另一個(gè)二分配 器的輸入端相連，依次類推；第M級(jí)的二分配器的兩個(gè)等幅等相輸出端口中的一個(gè)直接與 放大器單元的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口通過90°移相器與放大器單元的輸入端相連，N 個(gè)放大器單元的輸出端分別與N/2個(gè)第M級(jí)的四分之一波長3dB電橋的兩個(gè)輸入端相連， 第M級(jí)的每個(gè)四分之一波長3dB電橋的一個(gè)輸出端與負(fù)載相連，相鄰的兩個(gè)四分之一波長 3dB電橋的另一個(gè)輸出端同時(shí)與第M-I級(jí)的一個(gè)四分之一波長3dB電橋的兩個(gè)輸入端相連， 依此類推；第一級(jí)二分配器的輸入端口為功率分配器總的輸入端，第一級(jí)正交電橋的一個(gè) 輸出口為合成式功放的最終射頻輸出，另一個(gè)輸出口與負(fù)載相連。本實(shí)用新型的級(jí)聯(lián)系數(shù)目根據(jù)實(shí)際應(yīng)用情況而定，在相同的帶寬條件下，M越大， 幅度不平衡越大，最終合成損耗也越大；同樣的幅度不平衡要求，帶寬越小，M可以越大；一 般M的取值范圍為大于等于1，小于等于8。為說明方便起見，本實(shí)用新型給出一種兩路(M = 1)寬帶射頻合成式功率放大器 結(jié)構(gòu)，如圖8所示；它包括由一個(gè)寬帶Wilkinson型二分配器81和一個(gè)90°移相器82構(gòu) 成的功率分配器，兩個(gè)放大器單元83和由一個(gè)四分之一波長3dB正交電橋構(gòu)成的功率合成 器84及負(fù)載85 ；其中，二分配器81的兩個(gè)等幅等相輸出端口中的一個(gè)輸出端口 812與一 個(gè)放大器單元831的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口 813通過90°移相器82與另一個(gè)放大器 單元832的輸入端相連，兩個(gè)放大器單元的輸出端分別與四分之一波長3dB正交電橋的兩 個(gè)輸入端相連，四分之一波長3dB電橋84的一個(gè)輸出端與負(fù)載相連，另一個(gè)輸出端841為 最終射頻輸出端。上述寬帶Wilkinson 二分配器可根據(jù)帶寬要求包括1，2，3，....等整數(shù)倍的四分 之一波長阻抗變換段。本實(shí)用新型的工作過程以兩路(M = 1)寬帶射頻合成式功率放大器為例說明如 下射頻經(jīng)過輸入端口 811進(jìn)入功率分配器，兩路輸出812和813是等幅等相的。端口 812 的輸出送給放大器單元831 ；端口 813與90度移相器的輸入端相連，移相器的輸出端821與 放大器單元832的輸入相連。放大器單元831的輸出相位比832落后90度，則兩路輸出最 終通過3dB電橋的841端口合成一路輸出。本實(shí)用新型的原理是根據(jù)以下理論分析得出的，首先建立各支路幅度平衡度與最 終合成損耗的關(guān)系。如圖9所示的分配網(wǎng)絡(luò)與合成網(wǎng)絡(luò)，設(shè)各端口理想匹配，各支路端口之間理想隔離，則分配器的散射矩陣Sd可以表示為[0047] 其中各支路幅度A，(i—l，2…，N)為正實(shí)數(shù)，相位中，(i—l，2…N)為實(shí)數(shù)，N為正整數(shù)。根據(jù)能量守恒的要求，有[0049l 合成器的散射矩陣S。為[0051] 同理，各支路幅度B，(i—l，2…，N)為正實(shí)數(shù)，相位中，(i—l，2…N)為實(shí)數(shù)，且[0053] 當(dāng)各支路幅度完全一致時(shí)，A，一l，B，一l，i—l，2…，N?？紤]各支路幅度不平衡時(shí)，記[0055] A maX與s maX分別是分配器與合成器的最大幅度不平衡度。[0058] 將3．1式代入1．2式中，3．2式代入2．2中，得[0059] 為考察分配合成方案的合成損耗，設(shè)放大器的增益為常數(shù)，不失一般性地，設(shè)為l，等價(jià)于分配器與合成器直接連接，如圖9(C)，圖中，分配器l端口入射波a、‘，端口2一端口N+I的出射波b，‘，……，bN／1‘；合成器端IZl 2一端IZl N+I的入射波a，‘，……，a㈩‘，l端口出射波b、‘，則分配器的入射波
合成器的出射波
之間的關(guān)系為[0061] 即 根據(jù)3. 1式，3. 2式和4式，有 合成損耗 對(duì)于同相方案，有Cti = β i ；對(duì)于正交方案，有Cti = - β it)無論哪種情況，(5)式 均可以化簡為 根據(jù)(6)式，合成損耗為0有兩種情況一是Ai=Yi = O,即幅度平衡度理想時(shí)； 二是Ai = Yi^ 0，即有幅度不平衡時(shí)，分配器的不平衡特性與對(duì)應(yīng)支路上的合成器不平 衡完全一致。事實(shí)上，在寬帶應(yīng)用條件下，第一種情況是不可能實(shí)現(xiàn)的。而第二種情況因?yàn)?存在支路的不平衡問題，也不可取。本實(shí)用新型提出的合成式功放屬于寬帶分配合成方案，是上述兩種情況的折中， 即令分配器的幅度不平衡為0，而合成器具有一定的幅度不平衡度。這時(shí)，Amax = 0，(6)式 簡化為 (7)式揭示了合成器的不平衡度與最大的合成損耗之間的關(guān)系，根據(jù)式(7)繪制 曲線如圖9(d)?？梢钥闯?，在幅度不平衡達(dá)士 1.25dB(2.5dB峰-峰值)時(shí)，總合成損耗不 超過O.ldB，也就是說，如果合成器采用4級(jí)(M = 4，N= 16)單節(jié)3dB電橋，在一個(gè)倍頻程 內(nèi)，其支路的平衡度為2. 4dB，則總的合成損耗不大于0. ldB。本實(shí)用新型的一種實(shí)施例為一級(jí)兩路合成式功率放大器，其結(jié)構(gòu)如圖10所示，它 包括由一個(gè)寬帶Wilkinson型二分配器和一個(gè)90°移相器107構(gòu)成的功率分配器101，兩 個(gè)放大器單元1021、1022和由一個(gè)四分之一波長3dB正交電橋構(gòu)成的功率合成器103 ；其 中寬帶Wilkinson 二分配器由兩對(duì)四分之一波長阻抗變換線組成，其中第一級(jí)阻抗 變換線10121阻抗為85歐姆，由長IOOmm的真空傳輸線構(gòu)成一邊開口的矩形形狀，封閉的 一邊設(shè)置有功放的輸入端口 1011 ；第二級(jí)阻抗變換線10122為64歐姆，由IOOmm長的真空傳輸線構(gòu)成兩邊開口的矩形形狀，第一級(jí)開口的兩個(gè)端口分別與第二級(jí)相鄰邊的兩個(gè)端口 相連，第二級(jí)的另一邊的兩個(gè)端口作為分配器的兩個(gè)輸出端口 ；還包括連接在第一級(jí)和第 二級(jí)相連的兩個(gè)端口之間的平衡電阻Rl (阻值為87. 8歐姆)和連接在第二級(jí)的兩個(gè)輸出 端口之間的平衡電阻R2(阻值為163.4歐姆)。分配器的一個(gè)輸出端口 10124通過延時(shí)傳 輸線1013與一個(gè)放大單元PAl相連，另一個(gè)輸出端10123通過90°移相器1014與另一個(gè) 放大單元PA2相連(因?yàn)橐粋€(gè)輸出支路上有90°移相器，所以另一支路需要引入延時(shí)傳輸 線用調(diào)整線性相移)。延時(shí)傳輸線1013為50歐姆27. 9mm長的真空傳輸線。90°移相器 1014是由兩個(gè)串聯(lián)在通路中的電容C1，C2和一個(gè)并聯(lián)到地的電感Ll組成的T型網(wǎng)絡(luò)。其 中Cl = C2 = llpf, Ll = 17. 6nH。延時(shí)傳輸線1013和90°移相器1014的輸出與兩個(gè)放 大器單元PAl和ΡΑ2的輸入相連。本實(shí)施例中，放大器單元可以采用單管寬帶功放，也可以采用寬帶單片集成功放。 不失一般性地，將其增益歸一化為1 (OdB)。PAl和ΡΑ2的輸出與3dB正交電橋103連接。本實(shí)施例的正交電橋由一段長為IOOmm的耦合線構(gòu)成，耦合線的奇模阻抗為19. 7 歐姆，偶模阻抗是126. 8歐姆。PAl的輸出與正交電橋的同相輸入口 1032連接，PA2的輸出 與電橋的正交輸入口 1034連接。電橋的1033 口接吸收負(fù)載1035 ；合成后的功率由電橋的 輸出口 1031輸出。實(shí)施例最終的合成損耗如圖11所示，在500MHz 1000MHz —個(gè)倍頻程內(nèi)，合成損 耗小于0. IdB0
權(quán)利要求一種寬帶射頻合成式功率放大器，包括N個(gè)放大器單元構(gòu)成的放大器，其特征在于，還包括由K個(gè)四分之一波長的3dB正交電橋及K個(gè)負(fù)載通過M級(jí)級(jí)聯(lián)而成的功率合成器和K個(gè)威爾金森同相寬帶二分配器和K個(gè)90°移相器通過M級(jí)級(jí)聯(lián)構(gòu)成的功率分配器；M為正整數(shù)，N＝2M，K＝2M 1；其連接關(guān)系為第一級(jí)二分配器的兩個(gè)等幅等相輸出端口中的一個(gè)直接與第二級(jí)的一個(gè)二分配器的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口通過90°移相器與第二級(jí)的另一個(gè)二分配器的輸入端相連，依次類推；第M級(jí)的二分配器的兩個(gè)等幅等相輸出端口中的一個(gè)直接與放大器單元的輸入端相連，另一個(gè)輸出端口通過90°移相器與放大器單元的輸入端相連，N個(gè)放大器單元的輸出端分別與N/2個(gè)第M級(jí)的四分之一波長3dB電橋的兩個(gè)輸入端相連，第M級(jí)的每個(gè)四分之一波長3dB電橋的一個(gè)輸出端與負(fù)載相連，相鄰的兩個(gè)四分之一波長3dB電橋的另一個(gè)輸出端同時(shí)與第M 1級(jí)的一個(gè)四分之一波長3dB電橋的兩個(gè)輸入端相連，依此類推；第一級(jí)二分配器的輸入端口為功率分配器總的輸入端，第一級(jí)正交電橋的一個(gè)輸出口為合成式功放的最終射頻輸出，另一個(gè)輸出口與負(fù)載相連。
專利摘要本實(shí)用新型涉及寬帶射頻合成式功率放大器，屬于射頻電路技術(shù)領(lǐng)域，包括N個(gè)放大器單元構(gòu)成的放大器，其特征在于，還包括由K個(gè)四分之一波長的3dB正交電橋及K個(gè)負(fù)載通過M級(jí)級(jí)聯(lián)而成的功率合成器；K個(gè)威爾金森同相寬帶二分配器和K個(gè)90°移相器通過M級(jí)級(jí)聯(lián)構(gòu)成的功率分配器；M為正整數(shù)，N＝2M，K＝2M-1；本實(shí)用新型使整個(gè)放大器工作帶寬寬，并具有體積小，效率高，且容易實(shí)現(xiàn)，復(fù)制性好的特點(diǎn)。
文檔編號(hào)H03F3/20GK201674466SQ20102019592
公開日2010年12月15日 申請(qǐng)日期2010年5月14日 優(yōu)先權(quán)日2010年5月14日
發(fā)明者劉寧, 徐漢橋, 曹桂盛, 蔡曉亞, 蔡長發(fā), 黃傳斌 申請(qǐng)人:北京瑞夫艾電子有限公司