專利名稱：高頻模塊的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及共用單一天線并收發(fā)多種頻率的高頻信號的高頻模塊。
背景技術：
現(xiàn)在，隨著便攜式電話等無線通信設備的高性能化和小型化，需要共用單一天線并收發(fā)頻帶各不相同的高頻通信信號的電路。作為這種電路，已設計出各種用于收發(fā)不同的三種通信信號的三工器件。例如，在專利文獻1的三工器件中，對于公共端子，將低通濾波器、帶通濾波器、以及高通濾波器并聯(lián)連接，并使各濾波器的通頻帶不同。低通濾波器使三種通信信號內(nèi)的最低頻帶的通信信號通過，高通濾波器使三種通信信號內(nèi)的最高頻帶的通信信號通過，帶通濾波器使中間頻帶的通信信號通過。而且，各濾波器使本身的通頻帶外的通信信號衰減。在收發(fā)這樣的多個頻帶的通信信號的情況下，特別是在各通信信號的頻帶接近的情況下，各濾波器為了僅使目標通信信號通過，不僅要提高通頻帶的通過特性，還要提高通頻帶外的衰減特性。作為提高該通頻帶外的衰減特性的一種方法，存在將利用了電感和電容器的諧振的衰減極點設定在通頻帶附近的方法。若利用該方法，則如專利文獻1的圖3 所示，提高了通頻帶附近的衰減特性。專利文獻1 日本專利特開2006-332980號公報

發(fā)明內(nèi)容
然而，在形成衰減極點的方法中，如專利文獻1的圖3所示，以通頻帶為基準，在進一步遠離該衰減極點的頻率區(qū)域內(nèi)，產(chǎn)生了衰減量較低的頻帶(衰減極點所引起的彈回頻帶)。而且，若這樣的通頻帶外的衰減量較低的頻帶與該高頻模塊中利用的其他通信信號的頻帶重疊，則會使得連該本來要衰減的其他通信信號都得以通過。因而，本發(fā)明的目的在于實現(xiàn)一種能在通頻帶外的寬頻帶內(nèi)得到足夠的衰減量的高頻模塊。本發(fā)明涉及一種高頻模塊，包括不平衡側(cè)的頻率選擇部，該頻率選擇部具有至少一個濾波電路，使通信信號的規(guī)定頻帶通過；以及平衡-不平衡變換部，該平衡-不平衡變換部與該不平衡側(cè)的頻率選擇部的一方輸入輸出端子連接，進行不平衡-平衡變換。在該高頻模塊中，頻率選擇部的濾波電路在通信信號的規(guī)定頻帶附近具有衰減極點。平衡-不平衡變換部本身的通頻帶包含通信信號的規(guī)定頻帶以獲得一致。并且，平衡-不平衡變換部以衰減極點為基準，在通信信號的規(guī)定頻帶的相反側(cè)的頻帶內(nèi)，通信信號的衰減量隨著遠離衰減極點而變大。在該結(jié)構(gòu)中，以濾波電路的通頻帶附近的衰減極點為基準，在該通頻帶的相反側(cè)產(chǎn)生的衰減量較小的頻帶、即上述衰減極點所引起的彈回頻帶內(nèi)，平衡-不平衡變換器的衰減量變大。因而，作為高頻模塊，衰減極點所引起的彈回頻帶內(nèi)的衰減量變大。由此，能確保通頻帶外的得到較大衰減量的頻帶較寬。而且，通過利用這種平衡-不平衡變換部的特性，無需利用其他濾波器來使彈回頻帶衰減。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，平衡-不平衡變換部具有如下特性衰減極點的衰減量與通信信號的頻帶內(nèi)的衰減量相比，增加約-3dB。在該結(jié)構(gòu)中，示出了具體的平衡-不平衡變換部的通頻帶外的衰減特性的示例。 這樣，若使平衡-不平衡變換部的通頻帶與濾波電路的通頻帶一致，在衰減極點的頻率下平衡-不平衡變換器的衰減量為通頻帶的約-3dB，則具有如下特性以衰減極點為基準，朝著通頻帶的相反側(cè)，衰減量大體從約_3dB起緩緩增加。因而，能可靠地將上述那樣的衰減極點所引起的彈回頻帶的衰減量取得較大。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，頻率選擇部包括多個濾波電路，并且，包括多個一方輸入輸出端子。頻率選擇部的各一方輸入輸出端子是頻帶各不相同的通信信號的獨立輸入輸出端子。頻率選擇部的另一方輸入輸出端子是公共端子。平衡-不平衡變換部包括對每一獨立輸入輸出端子配置多個的平衡-不平衡變換器。各平衡-不平衡變換器分別具有與所連接的輸入輸出端子相對應的通頻帶及衰減量的特性。在該結(jié)構(gòu)中，作為頻率選擇部的具體結(jié)構(gòu)例，示出對于一個公共端子、設置有多個獨立輸入輸出端子的情況。在這樣的利用了多個頻帶的通信信號的情況下，雖然各個通信信號的干擾成為問題，但是，如上所述，由于在與各獨立輸入輸出端子對應的各自的通頻帶外，遍及較寬的頻帶內(nèi)取得較大的衰減量，因此，能有效地抑制這種干擾。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，頻率選擇部是對從公共端子輸入的、頻帶不同的三種通信信號進行分波的三工器件。在該結(jié)構(gòu)中，作為頻率選擇部的具體示例，示出三工器件的情況。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，構(gòu)成三工器件的電路要素由將多個電介質(zhì)層層疊而成的層疊體內(nèi)的內(nèi)層電極圖案或/及安裝于層疊體的頂面的電路元器件形成。與由該三工器件進行傳送和分波的三種通信信號中的最高頻帶的第一通信信號對應的第一平衡-不平衡變換器、與三種通信信號中的最低頻帶的第二通信信號對應的第二平衡-不平衡變換器、與頻帶在第一通信信號的頻帶和第二通信信號的頻帶的中間的第三通信信號對應的第三平衡-不平衡變換器由內(nèi)層電極圖案形成。對于第一平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案和第二平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案，至少一部分在層疊體的不同層上形成。在該結(jié)構(gòu)中，作為包含上述三工器件的高頻模塊的具體形成例，示出由層疊體形成的情況。而且，通過不將與特定的通信信號對應的平衡-不平衡變換器彼此在完全相同的層上形成，能抑制這些與特定的通信信號對應的平衡-不平衡變換器之間的耦合。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，在層疊體的同一層中的第一平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案與第二平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案之間，配置有第三平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案。在該結(jié)構(gòu)中，通過使第三平衡-不平衡變換器介于第一平衡-不平衡變換器與第二平衡-不平衡變換器之間，能抑制第一平衡-不平衡變換器與第二平衡-不平衡變換器之間的耦合。由此，即使第一平衡-不平衡變換器的通信信號的頻率與第二平衡-不平衡變換器的通信信號的頻率處于特定倍數(shù)的關系，即兩個通信信號的頻率處于相互成為高次諧波的頻率的關系，也能可靠地被分波，因此，能抑制干擾等的不良影響。
此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，第一平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案和第二平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案形成為螺旋形狀，并且，所述螺旋形狀的電極圖案的卷繞方向相反。在該結(jié)構(gòu)中，能可靠地抑制第一平衡-不平衡變換器與第二平衡-不平衡變換器之間的耦合。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，第一、第二、第三平衡-不平衡變換器由線路長度為各自的通信信號的大體1/2波長的不平衡側(cè)線路和線路長度為大體1/4波長的兩個平衡側(cè)線路形成。在該高頻模塊中，對于出現(xiàn)在通頻帶低頻側(cè)的衰減極點，設定第一、第二、第三平衡-不平衡變換器的特性。在該結(jié)構(gòu)中，第一、第二、第三平衡-不平衡變換器由所謂的分布常數(shù)型平衡-不平衡變換器形成。通過利用這種分布常數(shù)型的平衡-不平衡變換器，能實現(xiàn)集中常數(shù)型無法得到的通頻帶外的衰減量的急劇增加。由此，能可靠地使接近衰減極點的彈回頻帶內(nèi)的衰減量增加，并使衰減量增加得較多。而且，對于這樣的分布常數(shù)型的平衡-不平衡變換器的情況，雖然在所設定的通頻帶的高頻側(cè)的奇數(shù)倍頻帶中，也會再次出現(xiàn)通頻帶，但像本結(jié)構(gòu)那樣，通過僅在通頻帶外的低頻側(cè)利用該平衡-不平衡變換器的特性，能在較寬的范圍內(nèi)有效地將通頻帶外的衰減量設定得較大。此外，在本發(fā)明的高頻模塊中，第一通信信號的頻帶為2GHz頻帶，第二通信信號的頻帶為5GHz帶。在該結(jié)構(gòu)中，示出由高頻模塊傳送的具體的第一通信信號和第二通信信號的頻帶。在該情況下，第二通信信號的頻帶成為第一通信信號的兩倍高次諧波的頻帶，第一通信信號的頻帶成為第二通信信號的1/2倍高次諧波的頻帶。然而，通過利用上述結(jié)構(gòu)，能可靠地對這些第一通信信號和第二通信信號進行分波，可靠地抑制干擾。根據(jù)本發(fā)明，即使在濾波電路的通頻帶外的衰減極點所引起的彈回頻帶內(nèi)，也能得到足夠的衰減量。由此，能實現(xiàn)基于通過特性和衰減特性等的分波性能優(yōu)良的高頻模塊。


圖1是包含本發(fā)明的實施方式所涉及的高頻模塊的通信用模塊的電路框圖。圖2是本發(fā)明的實施方式所涉及的高頻模塊的等效電路圖。圖3是將2. 5GHz設定為通信頻帶的中心的分布常數(shù)型平衡_不平衡變換器的通過特性圖。圖4是本實施方式的三工器件(triplexer) 13、平衡-不平衡變換器321、以及高頻模塊的第一通信信號OGHz頻帶)的通過特性圖。圖5是本實施方式的三工器件13、平衡-不平衡變換器321、以及高頻模塊的第三通信信號(3GHz頻帶)的通過特性圖。圖6是本實施方式的三工器件13、平衡-不平衡變換器321、以及高頻模塊的第二通信信號(5GHz頻帶)的通過特性圖。圖7是表示本實施方式的通信用模塊的各層結(jié)構(gòu)的疊加圖。圖8是表示本實施方式的通信用模塊的各層結(jié)構(gòu)的疊加圖。
標號說明10-高頻模塊，Il-ESD保護電路，12-開關IC，13-三工器件，31-濾波部，141、144、 151、161、164、313、314_高通濾波器(HPF)，142,311-低通濾波器(LPF)，312-帶通濾波器 (BPF)，143、153、163-發(fā)送放大器，145、155、165、321、322、323_ 平衡-不平衡變換器，145u、 155u、165u、321u、322u、32;3u-不平衡側(cè)線路，145ρ、155ρ、165ρ、145η、155η、165n、321p、 322ρ、323ρ、321η、322η、323η-平衡側(cè)線路
具體實施例方式參照附圖，對本發(fā)明的實施方式所涉及的高頻模塊進行說明。圖1是表示包含本實施方式的高頻模塊的通信用模塊的主要結(jié)構(gòu)的框圖。圖2是本實施方式的高頻模塊的等效電路圖。本實施方式的高頻模塊包括相當于本發(fā)明的“頻率選擇部”的三工器件13、和平衡-不平衡變換器321、322、323。該高頻模塊用于圖1所示的通信用模塊10的接收部，作為該通信模塊10的一部分，通過后述的層疊體以及安裝于該層疊體的電路元件來形成為一體。對于包含高頻模塊的通信模塊10的結(jié)構(gòu)進行說明。通信模塊10具有與天線連接的天線用共用端子Pan。天線用共用端子Pan與ESD電路(靜電保護電路)11的一端相連接。ESD電路11的另一端與開關IC12的公共端子連接。開關IC12具有通過未圖示的控制電壓、將公共端子與四個RF端子切換連接的功能。開關IC12的第一 RF端子與接收電路即三工器件13的公共端子(圖2的Per)連接。開關IC12的第二、第三、第四RF端子分別與用于發(fā)送不同頻帶的通信信號的發(fā)送電路連接。〈發(fā)送電路〉第二 RF端子通過HPF (高通濾波器)141、LPF (低通濾波器)142與發(fā)送放大器143 的輸出端連接。發(fā)送放大器143的輸入端通過HPF144及平衡-不平衡變換器145，與平衡輸入端子Ptlp、Ptln連接。另外，在包含該平衡-不平衡變換器145的發(fā)送側(cè)的平衡-不平衡變換器145、155、165的結(jié)構(gòu)中，僅線路長度不同，與后述的接收側(cè)的平衡-不平衡變換器相同，因此，省略詳細的結(jié)構(gòu)說明。而且，形成這些與第二 RF端子連接的各電路結(jié)構(gòu)要素，使其具有將由2GHz頻帶構(gòu)成的第一通信信號的發(fā)送頻帶包含在內(nèi)的通頻帶，并將其他第二、第三通信信號的發(fā)送頻帶包含在衰減頻帶內(nèi)。第三RF端子通過HPF151與發(fā)送放大器153的輸出端連接。發(fā)送放大器153的輸入端通過平衡-不平衡變換器155，與平衡輸入端子Pt2p、Pt2n連接。形成這些與第三RF 端子連接的各電路結(jié)構(gòu)要素，使其具有將由3GHz頻帶構(gòu)成的第三通信信號的發(fā)送頻帶包含在內(nèi)的通頻帶，并將其他第一、第二通信信號的發(fā)送頻帶包含在衰減頻帶內(nèi)。第四RF端子通過HPF161與發(fā)送放大器163的輸出端連接。發(fā)送放大器163的輸入端通過HPF164及平衡-不平衡變換器165，與平衡輸入端子Pt3p、Pt3n連接。形成這些與第四RF端子連接的各電路結(jié)構(gòu)要素，使其具有將由5GHz頻帶構(gòu)成的第二通信信號的發(fā)送頻帶包含在內(nèi)的通頻帶，并將其他第一、第三通信信號的發(fā)送頻帶包含在衰減頻帶內(nèi)。根據(jù)這種結(jié)構(gòu)，構(gòu)成通信模塊10的發(fā)送電路。該發(fā)送電路由不平衡型電路實現(xiàn)， 通過平衡-不平衡變換器145、155、165，分別與各平衡輸入端子Ptlp、Ptln、平衡輸入端子Pt2p、Pt2n、平衡輸入端子Pt3p、Pt3n連接。由此，能在該通信模塊的前級連接現(xiàn)在利用得較多的平衡輸入輸出型IC，對由該IC生成的第一、第二、第三通信信號進行放大、濾波處理，并從天線發(fā)送。〈接收電路〉與開關IC12的第一 RF端子連接的三工器件13采用圖2所示的結(jié)構(gòu)。在三工器件13的共用端子Pcr連接有LPF311的一端和HPF314的一端。LPF311的另一端與BPF (帶通濾波器)312的一端及HPF313的一端連接。BPF31 的另一端與平衡-不平衡變換器321連接，平衡-不平衡變換器321與平衡輸出端子ft~lp、 Prln連接。HPF313的另一端與平衡-不平衡變換器322連接，平衡-不平衡變換器322與平衡輸出端子、Pr2n連接。HPF314的另一端與平衡-不平衡變換器323連接，平衡-不平衡變換器323與平衡輸出端子ft~3p、Pr3n連接。接下來，參照圖2，說明三工器件13的具體電路結(jié)構(gòu)。LPF311包括一端與共用端子Pcr連接的電感Li。電感Ll的另一端與BPF312的一端連接，并且，通過電感L8和電容器C2的串聯(lián)電路接地。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，LPF311具有低通型的通過特性(衰減特性)，以將第一通信信號和第三通信信號的接收頻帶OGHz頻帶和 3GHz頻帶)包含在通頻帶內(nèi)，將第二通信信號(5GHz頻帶)的接收頻帶包含在衰減頻帶內(nèi)。BPF312具有如下結(jié)構(gòu)在LPF311和平衡-不平衡變換器321之間，從LFP311側(cè)起串聯(lián)連接有電感L2、電容器C4、電容器C6、以及電容器Cl。電感L2的一端與LPF311的另一端(電感Ll的另一端)連接，另一端與電容器C4的一端連接。電感L2和電容器C4的連接點通過電感L3和電容器C3的串聯(lián)電路接地。電容器C4的另一端與電容器C6的一端連接。電容器C4和電容器C6的連接點通過電感L4和電容器C5的串聯(lián)電路接地。電容器 C6的另一端與電容器Cl的一端連接。電容器C6和電容器Cl的連接點通過電感L5和電容器C7的串聯(lián)電路接地。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，BPF312具有帶通型的通過特性(衰減特性)，以將第一通信信號的接收頻帶OGHz頻帶)包含在通頻帶內(nèi)，將第三通信信號的接收頻帶(3GHz 頻帶)包含在衰減頻帶內(nèi)。HPF313具有如下結(jié)構(gòu)在LPF311與平衡-不平衡變換器322之間串聯(lián)連接有電容器C8、C10。電容器C8、C10的連接點通過電感L6和電容器C9的串聯(lián)電路接地。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，HPF313具有高通型的通過特性(衰減特性)，以將第三通信信號的接收頻帶(3GHz頻帶)包含在通頻帶內(nèi)，將第一通信信號的接收頻帶OGHz頻帶)包含在衰減頻帶內(nèi)。HPF314具有如下結(jié)構(gòu)在共用端子Pcr與平衡-不平衡變換器323之間串聯(lián)連接有電容器C11、C13。電容器C11、C13的連接點通過電感L7和電容器C12的串聯(lián)電路接地。 根據(jù)該結(jié)構(gòu)，HPF314具有高通型的通過特性(衰減特性)，以將第二通信信號的接收頻帶 (5GHz頻帶)包含在通頻帶內(nèi)，將第一、第三通信信號的接收頻帶OGHz頻帶及3GHz頻帶) 包含在衰減頻帶內(nèi)。根據(jù)這種結(jié)構(gòu)，從共用端子Pcr輸入的第一通信信號QGHz頻帶)輸出到平衡-不平衡變換器321，第二通信信號(5GHz頻帶)輸出到平衡-不平衡變換器323，第三通信信號(3GHz頻帶)輸出到平衡-不平衡變換器322。平衡-不平衡變換器321、322、323是所謂的分布常數(shù)型平衡-不平衡變換器，由層疊體內(nèi)的內(nèi)層電極圖案形成。平衡-不平衡變換器321包括不平衡側(cè)線路32lu、和平衡側(cè)線路32Ip、32In。不平衡側(cè)線路321u形成為線路長度是第一通信信號的接收頻率的波長的大體1/2的長度。平衡側(cè)線路321p、321n與不平衡側(cè)線路321u的位置關系形成為以規(guī)定的耦合度進行耦合。平衡側(cè)線路321p、321n形成為線路長度是第一通信信號的接收頻率的波長的大體1/4的長度。 平衡側(cè)線路321p、321n的一端接地，另一端分別與平衡輸出端子I^rlp、Prln連接。此時， 平衡輸出端子ft~lp、Prln以相互輸出的信號的相位反轉(zhuǎn)的方式連接到平衡側(cè)線路321p、 321η。平衡-不平衡變換器322、323分別以第三通信信號的接收頻率及第二通信信號的接收頻率為基準來設定線路長度，其基本結(jié)構(gòu)與平衡-不平衡變換器321相同。根據(jù)這種結(jié)構(gòu)，構(gòu)成通信模塊10的接收電路。該接收電路由不平衡型電路實現(xiàn)， 通過平衡-不平衡變換器321、322、323，分別與各平衡輸出端子I^rlp、Prln、平衡輸出端子 Pr2p、ft~2n、平衡輸出端子Pr3p、Pr3n連接。由此，能在該通信模塊的后級連接現(xiàn)在利用得較多的平衡輸入輸出型IC，由該平衡輸入輸出型IC對通信信號進行解調(diào)處理。而且，如下面所述，與以往相比，本申請的通信模塊10的接收電路僅利用上述那樣的三工器件13、和平衡-不平衡變換器321、322、323，就能改善通頻帶外的衰減特性，該三工器件13僅在各通信信號的通頻帶的設定上進行了特殊處理且結(jié)構(gòu)簡單。首先，形成上述平衡-不平衡變換器321、322、323的分布常數(shù)型平衡-不平衡變換器具有如圖3所示的通過特性。圖3是將2. 5GHz設定為中心頻率的分布常數(shù)型的平衡-不平衡變換器的通過特性圖。如圖3所示，在分布常數(shù)型平衡-不平衡變換器中，以設定的中心頻率為基準，在低頻側(cè)朝著中心頻率的1/2倍的頻率，衰減量呈指數(shù)級增加。此外，以設定的中心頻率為基準，在高頻側(cè)朝著中心頻率的2倍的頻率，衰減量呈指數(shù)級增加。此外，在所設定的中心頻率的奇數(shù)倍頻率下，再次出現(xiàn)通頻帶。在本實施方式中，利用這種平衡-不平衡變換器的通過特性，改善第一、第二、第三通信信號在上述三工器件13的通頻帶外的衰減量。圖4是三工器件13、平衡-不平衡變換器321、以及高頻模塊的第一通信信號 OGHz頻帶)的通過特性圖。圖5是三工器件13、平衡-不平衡變換器322、以及高頻模塊的第三通信信號(3GHz頻帶)的通過特性圖。圖6是三工器件13、平衡-不平衡變換器323、 以及高頻模塊的第二通信信號(5GHz頻帶)的通過特性圖。以往，平衡-不平衡變換器的通頻帶如圖4、圖5、圖6的“平衡-不平衡變換器單體(頻帶偏移前)”細虛線所示，設定為如下特性在頻率比三工器件13的通頻帶的低頻側(cè)還要低的頻帶、以及頻率比高頻側(cè)還要高的頻帶，也具有較寬的通頻帶寬度。另一方面，在本申請的實施方式的結(jié)構(gòu)中，如圖4、圖5、圖6的粗虛線所示，使平衡-不平衡變換器的特性比上述“平衡-不平衡變換器單體(頻帶偏移前)”的特性要向高頻側(cè)偏移。此時，平衡-不平衡變換器的通頻帶內(nèi)的低頻側(cè)的下限附近的頻帶、和三工器件 13的通頻帶設定為重合，該重合的頻帶設定為與通信信號的頻帶一致。此外，設定平衡-不平衡變換器的特性偏移量，使得在離三工器件13的通頻帶最近的衰減極點的頻率下，平衡-不平衡變換器的衰減量相對于通頻帶的插入損耗(相當于最低的衰減量)成為_3dB以上。這樣，通過使平衡-不平衡變換器的特性向高頻側(cè)偏移，能增大三工器件13的通頻帶的低頻側(cè)的衰減量。此外，在該情況下，若平衡-不平衡變換器的特性偏移量在_3dB以下，則利用平衡-不平衡變換器的特性偏移可得到足夠的衰減特性的改善效果。此外，平衡-不平衡變換器的特性偏移量例如能通過使構(gòu)成平衡-不平衡變換器的不平衡側(cè)線路及平衡側(cè)線路的線路長度變短等來實現(xiàn)。通過采用這種結(jié)構(gòu)，如圖4、圖5、圖6所示，在低頻側(cè)所產(chǎn)生的衰減量比衰減極點還要小的頻帶內(nèi)，平衡-不平衡變換器所產(chǎn)生的通信信號的衰減量遠大于3dB。因而，作為高頻模塊，如圖4、圖5、圖6的粗實線所示，在通頻帶的低頻側(cè)的衰減區(qū)域中，能夠抑制因衰減極點彈回而導致衰減量下降(傳送信號的通過量增加)，在較寬的頻帶范圍內(nèi)，都能得到大衰減量。另外，此時，由于各平衡-不平衡變換器的形狀因各平衡-不平衡變換器的特性偏移而變形，因此，平衡-不平衡變換器的阻抗發(fā)生變化，與三工器件13的匹配發(fā)生偏差，平衡-不平衡變換器的插入損耗惡化。但是，通過適當調(diào)整與三工器件13中的各平衡-不平衡變換器321、322、323連接的電容器C1、C10、C13的電容，能取得平衡-不平衡變換器與三工器件之間的匹配。由此，既能改善作為高頻模塊的通頻帶的衰減特性，而又不使平衡-不平衡變換器的插入損耗惡化。具體而言，對于通頻帶BT2G的第一通信信號OGHz頻帶)，如圖4所示，在三工器件13單體中，對于約1. 9GHz的衰減極點，將從約0. 5GHz到約1. 5GHz的頻帶作為中心，存在衰減量減少至_15dB左右的彈回頻帶，但通過將平衡-不平衡變換器321的通過特性偏移以進行組合，能將衰減量改善到_30dB以上。此外，對于通頻帶BT3G的第三通信信號(3GHz頻帶)，如圖5所示，在三工器件13 單體中，對于約2. 7GHz的衰減極點，將從約0. 5GHz到約2. 2GHz的頻帶作為中心，存在衰減量減少至-15dB左右的彈回頻帶，但通過將平衡-不平衡變換器322的通過特性偏移以進行組合，能將衰減量改善到_30dB以上。此外，對于通頻帶BT5G的第二通信信號(5GHz頻帶)，如圖6所示，在三工器件13 單體中，對于約3. 8GHz的衰減極點，將從約2. OGHz到約3. 6GHz的頻帶作為中心，存在衰減量減少至-IOdB左右的彈回頻帶，但通過將平衡-不平衡變換器323的通過特性偏移以進行組合，能將衰減量改善到_20dB以上。通過利用以上那樣的本實施方式的電路結(jié)構(gòu)，能實現(xiàn)既在較寬的頻帶內(nèi)取得較大的通頻帶外的衰減量、而又不使通頻帶的通過量惡化的高頻模塊。此時，由于無需為了得到彈回頻帶的衰減量而附加插入獨立的濾波器，因此，能以簡單的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)小型的且具有上述優(yōu)良特性的高頻模塊。接下來，利用圖7、圖8，說明實現(xiàn)上述高頻模塊的層疊體及電路元件安裝于該層疊體的安裝結(jié)構(gòu)。圖7、圖8是表示包含高頻模塊的通信用模塊10的各層結(jié)構(gòu)的疊加圖。 另外，圖7表示成為層疊體的最上層的電介質(zhì)層901到成為第15層的電介質(zhì)層915，圖8表示成為第16層的電介質(zhì)層916到成為層疊體的最下層的電介質(zhì)層928。在圖7、圖8中，成為最上層的電介質(zhì)層901到成為第18層的電介質(zhì)層918是從頂面?zhèn)?最上層側(cè))觀察各電介質(zhì)層的平面圖，在圖8中，成為第19層的電介質(zhì)層919到成為最下層的電介質(zhì)層9 是從底面?zhèn)?最下層側(cè))觀察各電介質(zhì)層的平面圖。此外，在圖7、圖8中，僅對高頻模塊即三工器件13及平衡-不平衡變換器321、322、323有關的部位附加記號以進行說明。此外，在圖7、圖8的各電介質(zhì)層中所示的小圓圈表示在層疊方向上將各層的內(nèi)層電極圖案導通的導電性過孔。在實現(xiàn)通信用模塊10的層疊體的最上層即電介質(zhì)層901的表面上，即在層疊體的頂面上，以規(guī)定圖案形成安裝用連接盤，來對安裝型電路元器件進行安裝。構(gòu)成BPF312的電感L2、L3、L4、L5及電容器Cl、構(gòu)成HPF313的電感L6、構(gòu)成HPF314的電感L7與為它們分別設定的安裝用連接盤相對應地進行安裝。在電介質(zhì)層902、903、905上，構(gòu)成LPF311的電感L8由線狀電極圖案形成。在電介質(zhì)層904上，形成有分別構(gòu)成BPF312的電容器C4、HPF313的電容器C8、以及HPF314的電容器Cll的平板狀的相對電極。在電介質(zhì)層905上，分別形成有電容器C4、C8、Cll的相對電極。電介質(zhì)層905的電容器C4的相對電極兼作BPF312的電容器C6的相對電極。電介質(zhì)層905的電容器C8的相對電極兼作HPF313的電容器ClO的相對電極。電介質(zhì)層905的電容器Cll的相對電極兼作HPF314的電容器C13的相對電極。在電介質(zhì)層906上，分別形成有電容器C6、C10、C13的相對電極。在電介質(zhì)層908上，形成有BPF312的電容器C3、C7的相對電極、以及接地電極 GND。在電介質(zhì)層910上，形成有電容器C3、C7公共的相對電極、以及接地電極GND。此外，在電介質(zhì)層910上，形成有LPF311的電容器C2、HPF314的電容器C12的相對電極。在電介質(zhì)層911上，形成有BPF312的電容器C5、HPF313的電容器C9的相對電極。在電介質(zhì)層912上，在大體整個表面形成有接地電極GND。該接地電極GND兼作電容器C2、C5、C9、C12的相對電極。在電介質(zhì)層914上，形成有接地電極GND。在電介質(zhì)層916上，形成有構(gòu)成平衡-不平衡變換器321、322、323的線狀電極。 在電介質(zhì)層917上，形成有構(gòu)成平衡-不平衡變換器323的線狀電極。在電介質(zhì)層918上， 形成有構(gòu)成平衡-不平衡變換器321、322的線狀電極。由電介質(zhì)層916、917、918的線狀電極實現(xiàn)的平衡-不平衡變換器321、322、323分別由沿規(guī)定方向卷繞的螺旋形狀構(gòu)成。由這些電介質(zhì)層916、917、918實現(xiàn)的平衡-不平衡變換器321、322、323是不平衡側(cè)線路321u、 322u>323u0在此，平衡-不平衡變換器321、322與平衡-不平衡變換器323形成為卷繞方向相反。由此，能抑制平衡-不平衡變換器321、322與平衡-不平衡變換器323之間的耦合。此外，對于平衡-不平衡變換器321、322和平衡-不平衡變換器323，部分在不同層上形成。具體而言，平衡-不平衡變換器321、322形成在電介質(zhì)層916、918上，平衡-不平衡變換器323形成在電介質(zhì)層916、917上。這樣，通過使形成的層至少部分不同，能抑制平衡-不平衡變換器321、322與平衡-不平衡變換器323之間的耦合。此外，當俯視時，在平衡-不平衡變換器321與平衡-不平衡變換器323之間配置有平衡-不平衡變換器322。由此，能抑制平衡-不平衡變換器321與平衡-不平衡變換器 323之間的耦合。通過對平衡-不平衡變換器321、322、323進行這樣的配置，能抑制平衡-不平衡變換器之間的耦合。特別是，根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，能更有效地抑制平衡-不平衡變換器321與平衡-不平衡變換器323之間的耦合。在此，平衡-不平衡變換器321用于由2GHz頻帶構(gòu)成的第一通信信號，平衡-不平衡變換器323用于由56Hz頻帶構(gòu)成的第二通信信號。因而， 該第一通信信號與第二通信信號成為高次諧波的頻率相互重合的關系。因此，雖然該第一通信信號與第二通信信號之間的相互干擾成為大問題，但通過采用上述結(jié)構(gòu)，能抑制這種相互干擾。由此，能實現(xiàn)通過特性和衰減特性更優(yōu)良的高頻模塊。在電介質(zhì)層919上，在大體整個表面形成有接地電極6ND。在電介質(zhì)層920上，形成有接地電極GND。在電介質(zhì)層922上，形成有構(gòu)成平衡-不平衡變換器321、322、323的線狀電極。 在電介質(zhì)層923上，形成有構(gòu)成平衡-不平衡變換器323的線狀電極。在電介質(zhì)層擬4上， 形成有構(gòu)成平衡-不平衡變換器321、322的線狀電極。由電介質(zhì)層922、923、924的線狀電極實現(xiàn)的平衡-不平衡變換器321、322、323與電介質(zhì)層916、917、918相同，平衡-不平衡變換器321、322與平衡-不平衡變換器323由沿不同方向卷繞的形狀構(gòu)成。由這些電介質(zhì)層922、923、924實現(xiàn)的平衡-不平衡變換器321、322、323是平衡側(cè)線路321p、321n、322p、 322n、323p、323n。在電介質(zhì)層922、923、924中，也能得到與上述電介質(zhì)層916、917、918的結(jié)構(gòu)相同的作用效果。在電介質(zhì)層擬6上，在大體整個表面形成有接地電極GND。在層疊體的最下層即電介質(zhì)層擬8上，以規(guī)定圖案形成有各種外部連接用電極和接地電極GND。這樣，通過采用本實施方式的結(jié)構(gòu)，能實現(xiàn)這樣一種高頻模塊及通信用模塊，該高頻模塊及通信用模塊是小型化的層疊體，抑制通過特性的惡化，改善通頻帶外的衰減特性， 并抑制因平衡-不平衡變換器之間的耦合而導致的特性劣化。另外，在上述實施方式中，雖然以三工器件為例進行了說明，但只要是利用濾波器、使所希望的頻帶的通信信號通過的高頻模塊，就能適用上述結(jié)構(gòu)。此外，在上述實施方式中，雖然以改善三工器件的通頻帶的低頻側(cè)的衰減量的情況為例進行了說明，但對高頻側(cè)也同樣適用。但是，如圖3所示，對于高頻側(cè)，在設定為平衡-不平衡變換器的通頻帶的中心頻率的頻率的奇數(shù)倍頻率下，會再次產(chǎn)生通頻帶。因而， 在改善高頻側(cè)的衰減量的情況下，根據(jù)需要，有必要設法改變平衡-不平衡變換器的通頻帶的中心頻率等。此外，如上所述，在衰減極點的頻率下為_3dB以上是表示用于設定平衡-不平衡變換器的通過特性的具體設定例的-個示例。因而，為了得到本實施方式的作用效果，可以如下設定平衡-不平衡變換器的通過特性使三工器件和平衡-不平衡變換器的通頻帶與所傳送的通信信號的頻帶重疊，將通頻帶附近的三工器件的衰減極點作為基準，使得在通頻帶的相反側(cè)的頻帶內(nèi)，平衡-不平衡變換器的衰減量變大。
權利要求
1.一種高頻模塊，其特征在于，包括不平衡側(cè)的頻率選擇部，該頻率選擇部具有至少一個濾波電路，使通信信號的規(guī)定頻帶通過；以及平衡-不平衡變換部，該平衡-不平衡變換部與該不平衡側(cè)的頻率選擇部的一方輸入輸出端子連接，進行不平衡-平衡變換，所述頻率選擇部的所述濾波電路在所述通信信號的規(guī)定頻帶附近具有衰減極點，所述平衡-不平衡變換部本身的通頻帶包含所述通信信號的規(guī)定頻帶，并且，以所述衰減極點為基準，在所述通信信號的規(guī)定頻帶的相反側(cè)的頻帶內(nèi)，所述通信信號的衰減量隨著遠離所述衰減極點而變大。
2.如權利要求1所述高頻模塊，其特征在于，對于所述平衡-不平衡變換部，所述衰減極點的衰減量與所述通信信號的頻帶內(nèi)的衰減量相比，增加約_3dB。
3.如權利要求1或2所述的高頻模塊，其特征在于，所述頻率選擇部包括多個濾波電路，并且，包括多個所述一方輸入輸出端子，各一方輸入輸出端子是頻帶各不相同的通信信號的獨立輸入輸出端子，另一方輸入輸出端子是公共端子，所述平衡-不平衡變換部包括對每一所述獨立輸入輸出端子配置多個的平衡-不平衡變換器，各平衡-不平衡變換器具有與所連接的輸入輸出端子相對應的通頻帶及所述衰減量的特性。
4.如權利要求3所述的高頻模塊，其特征在于，所述頻率選擇部是對從所述公共端子輸入的、頻帶不同的三種通信信號進行分波的三工器件。
5.如權利要求4所述的高頻模塊，其特征在于，構(gòu)成所述三工器件的電路要素由將多個電介質(zhì)層層疊而成的層疊體內(nèi)的內(nèi)層電極圖案或/及安裝于所述層疊體的頂面的電路元器件形成，與所述三種通信信號中的最高頻帶的第-通信信號對應的第-平衡-不平衡變換器、 與所述三種通信信號中的最低頻帶的第二通信信號對應的第二平衡-不平衡變換器、與頻帶在所述第一通信信號的頻帶和所述第二通信信號的頻帶的中間的第三通信信號對應的第三平衡-不平衡變換器由所述內(nèi)層電極圖案形成，對于所述第一平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案和所述第二平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案，至少一部分在所述層疊體的不同層上形成。
6.如權利要求5所述的高頻模塊，其特征在于，在所述層疊體的同一層中的所述第一平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案與所述第二平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案之間，配置有所述第三平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案。
7.如權利要求5或6所述的高頻模塊，其特征在于，所述第-平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案和所述第二平衡-不平衡變換器的內(nèi)層電極圖案形成為螺旋形狀，并且，所述螺旋形狀的電極圖案的卷繞方向相反。
8.如權利要求4至7的任一項所述的高頻模塊，其特征在于，第一、第二、第三平衡-不平衡變換器由線路長度為各自的通信信號的大體1/2波長的不平衡側(cè)線路和線路長度為大體1/4波長的兩個平衡側(cè)線路形成，對于出現(xiàn)在所述頻率選擇電路的通頻帶低頻側(cè)的衰減極點，設定所述第一、第二、第三平衡-不平衡變換器的特性。
9.如權利要求4至8的任一項所述的高頻模塊，其特征在于，所述第一通信信號的頻帶為2GHz頻帶，所述第二通信信號的頻帶為5GHz帶。
全文摘要
本發(fā)明實現(xiàn)能在通頻帶外的寬頻帶內(nèi)得到足夠的衰減量的高頻模塊。三工器件(13)將LPF(311)、BPF(312)、HPF(313、314)進行組合，對從公共端子Pcr輸入的不同頻帶的第一通信信號、第二通信信號、第三通信信號進行分波，從各獨立端子輸出。三工器件(13)的各獨立端子(2)分別與平衡-不平衡變換器(321、322、323)連接。形成各平衡-不平衡變換器(321、322、323)，使其通頻帶與通信信號的頻帶及三工器件(13)的通頻帶重疊，并且，在三工器件(13)的衰減極點的頻率下的衰減量成為-3dB以上。由此，能在衰減極點的彈回頻帶內(nèi)取得較大的衰減量。
文檔編號H03H9/72GK102270976SQ20111013394
公開日2011年12月7日 申請日期2011年5月13日 優(yōu)先權日2010年6月7日
發(fā)明者坂東知哉, 山口清, 鍋谷定孝 申請人:株式會社村田制作所