專利名稱：一種基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插adc 方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于軟件無線電(SDR)接收系統(tǒng)的高速高精度ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)，具體涉及一種基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法。
背景技術(shù)：
SDR的發(fā)展限制是硬件性能不能滿足要求，寬帶大動態(tài)范圍ADC成為SDR發(fā)展的瓶頸。已有的分辨率在20bit以上的ADC，其轉(zhuǎn)換速率均低于1MHz，而轉(zhuǎn)換速率為40MHz，其分辨率又小于16bit，難以滿足SDR接收機處理寬帶大動態(tài)范圍的多波段、多模式、多標(biāo)準(zhǔn)信號的要求。為此，文獻(xiàn)[I]J. Mitota. Technical challenges in the globalization of software radio [J]. IEEE Communications Magazine, 1999, 37 (2) :84-89 米取將天線接收的整個頻段分成許多子頻段，每一子頻段對應(yīng)一個ADC，用多個并行的ADC來轉(zhuǎn)換信號。當(dāng)信號的速率、波段、模式、標(biāo)準(zhǔn)增加時，需要大量ADC，使該法變得困難，并且，信號跨越子頻帶或接收頻段劃分時會出現(xiàn)采樣“盲區(qū)”等，影響ADC數(shù)字化后的信號恢復(fù)，增加了 ADC乃至整個系統(tǒng)的設(shè)計難度；文獻(xiàn)[2]ARobert, P Seshaiah, C Taylor, et al. Advanced Based Station Technology [J]. IEEE Communications Magazine, 1998, 36 (2) :96-102 米用模擬非線性信號壓縮技術(shù)，由于壓縮引入的非線性失真在數(shù)字域解壓縮時很難抵消，對系統(tǒng)的 SNDR影響大，使大動態(tài)范圍、高SNDR的實現(xiàn)成為難點；文獻(xiàn)[3]H Nie, PT Mathiopoulos. Adaptive prediction and cancellation digitization method for wideband multistandard software radio base-station receivers[J]. IEEE Trans. Vehicular Technology, 2006, 55 (3) :887-901.將自適應(yīng)預(yù)測理論用于SDR以提高ADC的動態(tài)范圍，基于自回歸(AR)預(yù)測和周期自回歸(PAR)預(yù)測的自適應(yīng)預(yù)測和數(shù)字消除(APCD)技術(shù)，在板級采用自適應(yīng)預(yù)測單元(SPU)、量化器Ql、Q2和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)實現(xiàn)了 SDR中大動態(tài)范圍信號的量化，但APCD技術(shù)須與具體SDR體系結(jié)構(gòu)相結(jié)合，需要考慮其中量化器和DAC組成的性能，才能真正提升現(xiàn)有ADC模塊的性能。上述各種提高ADC輸入動態(tài)范圍的技術(shù)都是依賴增多電路芯片來實現(xiàn)的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于能夠解決上述ADC的精度和速度邊界問題，結(jié)合基于功率譜估計的信號預(yù)測算法和改進(jìn)折疊內(nèi)插ADC結(jié)構(gòu)，提出一種全集成信號基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，提升ADC的輸入動態(tài)范圍，滿足SDR接收機對高性能ADC的要求。為達(dá)到以上目的，本發(fā)明是采取如下技術(shù)方案予以實現(xiàn)的本發(fā)明的基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法結(jié)構(gòu)如圖I所示，包括Nf =Ncoarse+Nfine位流水線折疊插值A(chǔ)DC (虛線框內(nèi))、基于功率譜估計的信號預(yù)測單元(SPU)、 數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和減法單元。所述流水線折疊插值A(chǔ)DC包括前端單個采樣保持電路、分布式采樣保持電路、模擬折疊預(yù)處理電路、細(xì)量化ADC和粗量化ADC。SDR接收系統(tǒng)模擬前端的ADC的輸入信號x(t)由來自不同標(biāo)準(zhǔn)、波段、模式的經(jīng)ADC模擬前端處理的調(diào)制信號組成，x(t)覆蓋不同的頻譜并且具有不同的信號功率。x(t)經(jīng)所述前端單個采樣保持電路后輸出的采樣值為χ (η)，χ (η)經(jīng)減法單元分解為強信號功率的窄帶信號Xs (η)和弱信號功率的寬帶信號xw(η),即x(n) = Xs(n) +xw(η)。且xs(n)和xw(n)滿足如下條件I)Xs(η)代表所有窄帶強功率采樣信號，其總功率Ps覆蓋總帶寬范圍為Bs ；xw(n) 代表所有寬帶低功率采樣信號，其總功率Pw覆蓋總帶寬范圍為Bw。2)若fg表示ADC的采樣頻率，fs彡2BW >> Bs, xw (η)可由Nyquist采樣得到,而 Xs(H)是過采樣，過采樣率由仁與Bs的比值決定。3)因Ps>>Pw,x(n)的統(tǒng)計特性由xs(n)決定。且xs(η)的過采樣,χ(η)或xs(n) 分別與它們的相鄰信號χ (n-1)或xs (n-1)相關(guān)。當(dāng)以寬帶信號xw (η)作為信號預(yù)測的輸入激勵時，可由強信號的前采樣值Xs (n-1)、Xs (η-2)、...估算出當(dāng)前值xs (η)。所述粗量化ADC對前端單個采樣保持電路輸出的第η個采樣點進(jìn)行量化，輸出數(shù)字信號ed(n)。所述基于功率譜估計的信號預(yù)測單元(SPU) ^ed(η)的激勵下，根據(jù)前采樣值對當(dāng)前采樣值的估計，STO估計輸出值主要是Xs (η)的數(shù)字量估計值，它由Xs前采樣值[Xs(n-l)，Xs(n-2)，...，xs(n-2P)]通過功率譜估計算法得到。所述DAC把數(shù)字量的估計值之4 )轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的模擬量么(《)。因此，前端單采樣保持電路后的流水線折疊插值A(chǔ)DC 即前端單采樣保持電路的采樣值x(n)與模擬估計值么(《)之差，即e(n) = x(n) - xs (η) = xw (η) + xs (η) - xs (η)(I)此時，所述流水線折疊插值A(chǔ)DC處理的信號是寬帶低功率信號Xw(η)和預(yù)測誤差 xs(n)-xs(n)，壓縮了輸入信號的動態(tài)范圍。本發(fā)明的結(jié)構(gòu)存在粗量化ADC、SPU和DAC組成的反饋環(huán)路，是根據(jù)前2P個值估計 Un)，粗量化ADC比細(xì)量化ADC的延時小很多，因此，可以將SPU輸出估算值經(jīng)編碼得到二進(jìn)制Np (η)、粗量化ADC輸出經(jīng)編碼得到二進(jìn)制(η)、細(xì)量化ADC輸出經(jīng)編碼得到二進(jìn)制Nfim(η)視為并行工作，保證了每個采樣周期輸出一個有效二進(jìn)制碼。本發(fā)明對采樣點x(n)數(shù)字化結(jié)果xd (η)為Xd (n) = Np (n) +Ncoarse (n) +Nfine (η)(2)所述基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法的分辨率N為N = Np+Ncoarse+Nfine(3)其中，Np和Nfine分別是SPU和細(xì)量化ADC的分辨率，而Netmse是用來分辨折疊內(nèi)插 ADC的折疊區(qū)間需要的分辨率位數(shù)。所述基于功率譜估計的信號預(yù)測算法，其特征為，xw(η)可看作均值為零的高斯白噪聲(AWGN)，Xs (η)是在AWGN環(huán)境下被觀測，采用Pisarenko諧波分解法，預(yù)測信號么⑷ 可以建模成輸入為AWGN，自回歸(AR)和滑動平均(MA)的階數(shù)和參數(shù)都相同的特殊自回歸-滑動平均(ARMA)過程，滿足
權(quán)利要求
1.一種基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，其特征在于包括Nf = N__+Nfim位流水線折疊插值A(chǔ)DC、基于功率譜估計的信號預(yù)測單元、數(shù)模轉(zhuǎn)換器和減法單元；所述流水線折疊插值A(chǔ)DC包括前端單個采樣保持電路、分布式采樣保持電路、模擬折疊預(yù)處理電路、細(xì)量化ADC和粗量化ADC ； SDR接收系統(tǒng)模擬前端的ADC的輸入信號x(t)由來自不同標(biāo)準(zhǔn)、波段、模式的經(jīng)ADC模擬前端處理的調(diào)制信號組成，x(t)覆蓋不同的頻譜并且具有不同的信號功率。
2.如權(quán)利要求I所述基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，其特征在于 所述輸入信號x(t)經(jīng)所述前端單個采樣保持電路后輸出的采樣值為χ (η)，χ (η)經(jīng)減法單元分解為強信號功率的窄帶信號xs(η)和弱信號功率的寬帶信號xw(η)，即χ(η)= Xs (n) +xw (η)。且xs (η)和xw(n)滿足如下條件1)Xs (η)代表所有窄帶強功率采樣信號，其總功率Ps覆蓋總帶寬范圍為Bs ;xw(η)代表所有寬帶低功率采樣信號，其總功率Pw覆蓋總帶寬范圍為Bw ；2)若fs表示ADC的采樣頻率，fs彡2BW>> Bs, xw (η)可由Nyquist采樣得到，而xs (η) 是過采樣，過采樣率由fs與Bs的比值決定；3)因ps>>pw，x(n)的統(tǒng)計特性由xs(η)決定,且xs(n)的過采樣,χ(η)或xs(n)分別與它們的相鄰信號x(n-l)或xs(n-l)相關(guān)。當(dāng)以寬帶信號xw(η)作為信號預(yù)測的輸入激勵時，可由強信號的前采樣值Xs (n-1)、Xs (η-2)、...估算出當(dāng)前值xs (η)。
3.如權(quán)利要求I所述基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，其特征在于 所述粗量化ADC對前端單個采樣保持電路輸出的第η個采樣點進(jìn)行量化，輸出數(shù)字信號6(1(11)。所述基于功率譜估計的信號預(yù)測單元(SPU)在^(11)的激勵下，根據(jù)前采樣值對當(dāng)前采樣值的估計，SPU估計輸出值包括Xs (η)的數(shù)字量估計值之4 )，它由xs前采樣值 [xs (n-1)，Xs (η-2)，. . .，xs(n_2P)]通過功率譜估計算法得到。
4.如權(quán)利要求I所述基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，其特征在于 所述DAC把數(shù)字量的估計值之4 )轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的模擬量么(《);因此，前端單采樣保持電路后的流水線折疊插值A(chǔ)DC即前端單采樣保持電路的采樣值x(n)與模擬估計值么(《)之差， 即e{n) = x(n) - xs (η) = Xw (η) + xs (η) -xs(n)( I )此時，所述流水線折疊插值A(chǔ)DC處理的信號是寬帶低功率信號xw(η)和預(yù)測誤差 xs(n)-xs(n)，壓縮了輸入信號的動態(tài)范圍。
5.如權(quán)利要求I所述基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，其特征在于 所述基于功率譜估計的信號預(yù)測單元采用的信號預(yù)測算法是，將Xw(η)看作均值為零的高斯白噪聲，Xs(H)是在高斯白噪聲環(huán)境下被觀測，采用Pisarenko諧波分解法，預(yù)測信號元(《)可以建模成輸入為高斯白噪聲，自回歸和滑動平均的階數(shù)和參數(shù)都相同的特殊自回歸-滑動平均過程，滿足2P2Pxs (n) + [ aSs {η — /) = e(n) + [ α#{η - )(17)i=\ i=\其中，咖) Ν(0，σ|)為高斯白噪聲，為噪聲方差，a,為預(yù)測系數(shù)；由(3)，自回歸-滑動平均過程服從的法方程為
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于功率譜估計的信號預(yù)測折疊內(nèi)插ADC方法，包括NF＝Ncoarse+Nfine位流水線折疊插值A(chǔ)DC、基于功率譜估計的信號預(yù)測單元、數(shù)模轉(zhuǎn)換器和減法單元；所述流水線折疊插值A(chǔ)DC包括前端單個采樣保持電路、分布式采樣保持電路、模擬折疊預(yù)處理電路、細(xì)量化ADC和粗量化ADC；SDR接收系統(tǒng)模擬前端的ADC的輸入信號x(t)由來自不同標(biāo)準(zhǔn)、波段、模式的經(jīng)ADC模擬前端處理的調(diào)制信號組成，x(t)覆蓋不同的頻譜并且具有不同的信號功率。本發(fā)明解決了ADC的精度和速度邊界問題，提升ADC的輸入動態(tài)范圍，滿足SDR接收機對高性能ADC的要求。
文檔編號H03M1/12GK102611450SQ20121006868
公開日2012年7月25日 申請日期2012年3月15日 優(yōu)先權(quán)日2012年3月15日
發(fā)明者張春茗, 邵志標(biāo) 申請人:西安交通大學(xué)