專利名稱：累加器型n分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器及其控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及ー種N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，特別涉及ー種使用累加器來控制分?jǐn)?shù)分頻數(shù)的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器及其控制方法。
背景技術(shù)：
N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器是具有如下特征的PLL (鎖相環(huán))對壓控振蕩器(以下稱為VC0)的輸出進(jìn)行分頻的反饋分頻數(shù)是小數(shù)分頻。在此，在圖23中示出一般的N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的一例。在圖23中，N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器1700由用于檢測參考信號(hào)與反饋信號(hào)的相位差的相位檢測器1711、相位檢測器1711后級(jí)的充電泵1713、更后級(jí)的低通濾波器(以下稱為LPF) 1714、低通濾波器1714后級(jí)的VCO 1715、對VCO 1715的輸出進(jìn)行分頻的分?jǐn)?shù)分 頻器1712以及！:-A調(diào)制器1720構(gòu)成，被稱為2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器。相位檢測器1711檢測參考信號(hào)與作為分?jǐn)?shù)分頻器1712的輸出的反饋信號(hào)的相位差并輸出給充電泵1713。充電泵1713將與相位差相應(yīng)的電荷量輸出給LPF 1714。VCO 1715根據(jù)LPF 1714的輸出來改變輸出頻率。分?jǐn)?shù)分頻器1712以既定的分頻比對VCO 1715的輸出信號(hào)進(jìn)行分頻并輸出給相位檢測器1711。S-A調(diào)制器1720根據(jù)反饋分頻數(shù)的分子和分母的設(shè)定值來在時(shí)間上進(jìn)行切換以將分?jǐn)?shù)分頻器1712中的分頻數(shù)設(shè)為N分頻和N+1分頻中的某ー個(gè)。例如，當(dāng)將參考信號(hào)的頻率設(shè)為Fref 、將反饋分頻數(shù)設(shè)為N+NUM/DEN(N、NUM、DEN分別為整數(shù))吋，VCO 1715的輸出信號(hào)的振蕩頻率Fvro表示為如下公式Fvco=FrefX (N+NUM/DEN)......... (I)若將式⑴變形，則獲得如下公式Fvco=FrefX {(NUM/DEN) X (N+1) + (1-NUM/DEN) XN}... (2)按照式(2)的時(shí)間比例來切換將N分頻、N+1分頻的分頻數(shù)，由此分?jǐn)?shù)分頻器1712實(shí)現(xiàn)小數(shù)分頻。另外，通過使用2-A調(diào)制來非周期性地切換反饋分頻數(shù)，因此具有如下優(yōu)點(diǎn)難以產(chǎn)生作為與進(jìn)行切換的周期相應(yīng)的固有雜散的分?jǐn)?shù)雜散。然而，在參照圖23進(jìn)行說明的上述方式中，由2-A調(diào)制器1720將分?jǐn)?shù)雜散噪聲整形至高頻側(cè)，因此需要由構(gòu)成PLL的LPF1714來去除該噪聲成分。因而，在該S-A-N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中存在需要LPF的截止頻率低頻域化的問題。在此，PLL具有作為LPF的功能，但是當(dāng)從作為PLL的結(jié)構(gòu)要素的LPF、VC0的角度看吋，PLL作為高通濾波器(以下稱為HPF)而發(fā)揮功能。因而，從作為結(jié)構(gòu)要素的LPF、VC0產(chǎn)生的低頻的噪聲成分通過該P(yáng)LL的作為LPF的功能被去除。因此，作為該P(yáng)LL的功能的LPF的截止頻率越高，越能夠有效地去除低頻的噪聲成分。根據(jù)上述的情況，在2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中存在以下問題不能充分地去除從構(gòu)成PLL的LPF、VCO產(chǎn)生的低頻的噪聲，結(jié)果是導(dǎo)致N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的輸出信號(hào)的性能(抖動(dòng))劣化。
圖24是表示作為與圖23不同的現(xiàn)有例的使用了累加器的方式的N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的圖。在圖24中，N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器1800由檢測參考信號(hào)與反饋信號(hào)的相位差的相位檢測器1811、相位檢測器1811后級(jí)的充電泵1813、再后級(jí)的低通濾波器(以下稱為LPF) 1814、低通濾波器1814后級(jí)的VCO 1815、對VCO 1815的輸出進(jìn)行分頻的分?jǐn)?shù)分頻器1812以及周期性地切換分?jǐn)?shù)分頻器1812的分頻數(shù)的累加器1820構(gòu)成，被稱為累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)。在累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)中采用如下方式根據(jù)累加器1820的輸出來周期性地切換分?jǐn)?shù)分頻器1812的分頻數(shù)，由此實(shí)現(xiàn)小數(shù)分頻數(shù)。在該方式中，不具有如圖23的方式中那樣的I-A調(diào)制器，因此不需要去除高頻域的噪聲，能夠提高LPF的截止頻率。因而，優(yōu)點(diǎn)在于能夠充分地去除從構(gòu)成PLL的LPF、VCO產(chǎn)生的低頻的噪聲，能夠提高輸出信號(hào)的性能(抖動(dòng))。非專利文獻(xiàn)I :S. E. Meninger and M. H. Perrott, u k IMHzBandwidth 3. 6-GHz·0. 18um CMOS Fractional-N SynthesizerUtilizing a Hybrid PFD/DAC structure forReduced BroadbandPhase Noise、” IEEE J. Solid-state Circuits, vol. 41、pp.966-980、April 2006.

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題然而，在參照圖24所說明的以往的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中具有如下問題由于周期性地切換分?jǐn)?shù)分頻器的分頻數(shù)，因此即使鎖定時(shí)在參考信號(hào)與反饋信號(hào)之間也產(chǎn)生周期性的相位誤差(以下稱為分?jǐn)?shù)相位誤差)，由此導(dǎo)致產(chǎn)生與進(jìn)行切換的周期相應(yīng)的分?jǐn)?shù)雜散。本申請的發(fā)明是鑒于上述那樣的情況而完成的，其目的在于提供ー種分?jǐn)?shù)雜散少的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器及其控制方法。用于解決問題的方案為了解決上述課題，在此，提出如下列舉出的技木。(I)根據(jù)本發(fā)明的某個(gè)方式，提供ー種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，具備VCO ;分?jǐn)?shù)分頻器，其安插于上述VCO的輸出信號(hào)的反饋路徑，生成小數(shù)分頻數(shù)的分頻器輸出信號(hào)；累加器，其對上述分?jǐn)?shù)分頻器提供用于周期性地切換該小數(shù)分頻數(shù)的分頻數(shù)的溢出信號(hào)；以及相位檢測器，其檢測上述分頻器輸出信號(hào)與既定的參考信號(hào)的相位差，并根據(jù)檢測出的該相位差來生成向上述VCO輸入的控制用輸入信號(hào)，該累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的特征在于，上述累加器生成具有分?jǐn)?shù)相位誤差信息的誤差信號(hào)，上述相位檢測器使用上述誤差信號(hào)來校正上述分頻器輸出信號(hào)與上述參考信號(hào)的相位差。其中，上述累加器生成具有分?jǐn)?shù)相位誤差信息的誤差信號(hào)，上述相位檢測器使用上述誤差信號(hào)來修正上述分頻器輸出信號(hào)與上述參考信號(hào)的相位差。(2)上述相位檢測器能夠?qū)⑸鲜鱿辔徊钌蔀閁P信號(hào)和DN信號(hào)，并將生成的該UP信號(hào)和DN信號(hào)提供給用于生成上述控制用輸入信號(hào)的充電泵。(3)上述相位檢測器能夠具備分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路，其根據(jù)上述分頻器輸出信號(hào)和上述誤差信號(hào)來生成具有與分?jǐn)?shù)相位誤差成比例的脈寬的相位誤差脈沖信號(hào)，并且生成反饋信號(hào)；頻率和相位檢測器，其生成具有與上述參考信號(hào)和上述反饋信號(hào)之間的頻率差和相位差成比例的脈寬的頻率和相位檢測輸出信號(hào)；以及分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路，其根據(jù)上述相位誤差脈沖信號(hào)生成降低了包含在上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)中的分?jǐn)?shù)相位誤差的上述UP信號(hào)和上述DN信號(hào)。(4)上述分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路能夠具備取上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)與上述相位誤差脈沖信號(hào)的邏輯 和的邏輯電路。(5)上述分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路能夠邏輯電路，該邏輯電路包含使用上述相位誤差脈沖信號(hào)來去除包含在上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)中的分?jǐn)?shù)相位誤差的NOT電路和NOR電路。(6)上述分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路能夠使用上述相位誤差脈沖信號(hào)即UPC信號(hào)和DNC信號(hào)實(shí)施UP信號(hào)=UPX信號(hào)+ (DNX_N信號(hào)X DNC信號(hào)) DN信號(hào)=UPC信號(hào)+ (DNC_N信號(hào)X DNX信號(hào))的邏輯運(yùn)算來去除出現(xiàn)在上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)中所包含的兩個(gè)輸出信號(hào)即UPX信號(hào)和DNX信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差，在此，DNX_N信號(hào)=DNX信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)、DNC_N信號(hào)=DNC信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)。(7)上述分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路能夠具備延遲電路，其根據(jù)上述分頻器輸出信號(hào)生成上述反饋信號(hào)和延遲信號(hào)，該延遲信號(hào)相對于上述反饋信號(hào)有既定的時(shí)間延遲；相位偏移電路，其根據(jù)上述反饋信號(hào)、上述延遲信號(hào)以及上述誤差信號(hào)來生成相位調(diào)整信號(hào)；以及相位差檢測電路，其生成具有與上述反饋信號(hào)和上述相位調(diào)整信號(hào)之間的相位差成比例的脈寬的上述相位誤差脈沖信號(hào)。(8)上述分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路能夠具備延遲電路，其根據(jù)上述分頻器輸出信號(hào)生成上述反饋信號(hào)和延遲信號(hào)，該延遲信號(hào)相對于上述反饋信號(hào)有既定的時(shí)間延遲；相位偏移電路，其根據(jù)上述反饋信號(hào)、上述延遲信號(hào)以及上述誤差信號(hào)來生成相位調(diào)整信號(hào)；以及相位差檢測電路，其生成作為上述相位誤差脈沖信號(hào)的UPC信號(hào)和DNC信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)具有與上述反饋信號(hào)和上述相位調(diào)整信號(hào)之間的相位差成比例的脈寬。(9)上述延遲電路能夠根據(jù)輸入到自己的輸入信號(hào)，生成上述反饋信號(hào)和相對于上述反饋信號(hào)延遲了上述輸出信號(hào)的周期的上述延遲信號(hào)。(10)上述相位偏移電路能夠被提供上述反饋信號(hào)和上述延遲信號(hào)，通過根據(jù)上述誤差信號(hào)對上述反饋信號(hào)實(shí)施相位偏移來生成上述相位調(diào)整信號(hào)。(11)上述分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路能夠具備延遲電路，其根據(jù)上述誤差信號(hào)生成相對于上述反饋信號(hào)延遲了上述VCO的輸出周期的1/M的整數(shù)倍的延遲信號(hào)，其中，M為自然數(shù)；以及相位差檢測電路，其生成具有與上述反饋信號(hào)和上述延遲信號(hào)的相位差成比例的脈寬的上述相位誤差脈沖信號(hào)。(12)上述延遲電路能夠根據(jù)上述誤差信號(hào)從上述分頻器輸出信號(hào)和延遲上述VCO的輸出周期的1/M的整數(shù)倍而得到的多個(gè)信號(hào)中選擇ー個(gè)信號(hào)，其中，M為自然數(shù)。(13)上述誤差信號(hào)能夠是在上述溢出信號(hào)的每次發(fā)生周期內(nèi)逐漸變化的信號(hào)。(14)根據(jù)本發(fā)明的其它方式，提供ー種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，具備累加器；以及相位檢測器，其根據(jù)來自上述累加器的誤差信號(hào)生成降低了出現(xiàn)在參考信號(hào)與分頻器輸出信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差的UP信號(hào)和DN信號(hào)。(15)根據(jù)本發(fā)明的另ー其它方式，提供ー種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的控制方法，其特征在于，控制相位檢測器，使其根據(jù)來自累加器的誤差信號(hào)生成降低了出現(xiàn)在參考信號(hào)與分頻器輸出信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差的UP信號(hào)和DN信號(hào)。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，能夠?qū)崿F(xiàn)分?jǐn)?shù)雜散少的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器。


圖I是表示作為本發(fā)明的實(shí)施方式的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的框圖。 圖2是例示出適用于圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的累加器的框圖。圖3是沿時(shí)間序列按每個(gè)周期來表示小數(shù)分頻的設(shè)定值為9/4的情況下的圖2的累加器的輸出的圖。圖4是例示出適用于圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的相位檢測器的框圖。圖5是例示出在圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中表示小數(shù)分頻的設(shè)定值為9/4的情況下的與相位檢測器的輸入輸出相關(guān)的各信號(hào)的時(shí)序圖的一例的圖。圖6是表示適用于圖4的相位檢測器的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的一例的框圖。圖7是例示出適用于圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的延遲電路的電路圖。圖8是例示出適用于圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的相位偏移電路的電路圖。圖9是例示出適用于圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的相位差檢測電路的框圖。圖10是例示出適用于圖9的相位差檢測電路的頻率和相位檢測器的電路圖。圖11是例示出適用于圖4的相位檢測器的頻率和相位檢測器的電路圖。圖12是表示適用于圖4的相位檢測器的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路的一例的電路圖。圖13是表示適用于圖4的相位檢測器的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路的一例的電路圖。圖14是表示小數(shù)分頻的設(shè)定值為9/4的情況下的與圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的輸入輸出有關(guān)的各信號(hào)的時(shí)序圖。圖15是例示出適用于圖4的相位檢測器的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的一例的框圖。圖16是例示出用于獲得延遲了 VCO的輸出周期的1/8倍的整數(shù)倍的八個(gè)VCO輸出信號(hào)的VCO的框圖。圖17是例示出適用于圖15的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的延遲電路的電路圖。圖18是例示出適用于圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的相位檢測器的框圖。圖19是表示適用于圖18的相位檢測器的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的一例的框圖。
圖20是例示出適用于圖19的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路的相位差檢測電路的框圖。圖21是表示適用于圖18的相位檢測器的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路的一例的電路圖。圖22是例示出在圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中表示小數(shù)分頻的設(shè)定值為9/4的情況下的與相位檢測器的輸入輸出相關(guān)的各信號(hào)的時(shí)序圖的一例的圖。圖23是表示一般的2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的框圖。圖24是表示以往的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的框圖。
具體實(shí)施例方式以下通過詳細(xì)說明本發(fā)明的實(shí)施方式來明確本發(fā)明?！DI是表示作為本發(fā)明的實(shí)施方式的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的框圖。在圖I中，累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100具有檢測參考信號(hào)和反饋信號(hào)的相位差的相位檢測器140、相位檢測器140后級(jí)的充電泵113、再后級(jí)的LPF 114,LPF 114后級(jí)的VCOl 15、對VCO 115的輸出進(jìn)行分頻的分?jǐn)?shù)分頻器112以及累加器120，這些按照上述的順序與參照圖24說明的N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器1800中的相位檢測器1811、充電泵1813、LPF 1814、VC01815、分?jǐn)?shù)分頻器1812以及累加器1820依次對應(yīng)。該累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100根據(jù)累加器120所生成的溢出信號(hào)來周期性地切換安插在VCO 115的反饋路徑中的分?jǐn)?shù)分頻器112的分頻數(shù)來獲得小數(shù)分頻數(shù)的反饋信號(hào)，由相位檢測器來檢測該反饋信號(hào)與既定的參考信號(hào)的相位差，根據(jù)檢測出的該相位差來形成上述VCO的控制用輸入信號(hào)，在這些方面與參照圖24說明的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器1800相同。而且，本例的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的ー個(gè)特征在于，如在后面詳細(xì)敘述的那樣，向相位檢測器140輸入來自累加器120的誤差信號(hào)、來自VCO 115的VCO輸
出信號(hào)。接著，參照

該累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100中的累加器120、分?jǐn)?shù)分頻器112以及相位檢測器140。圖2是例示出適用于圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的累加器120的框圖。在圖2中，累加器120使用加法器121來對以分子/分母表示的小數(shù)值和誤差信號(hào)進(jìn)行加法運(yùn)算。在加法器121的后級(jí)的飽和處理電路122中判斷相加信號(hào)ADD大于I還是小于1，如果小于I則發(fā)出設(shè)ー側(cè)的輸出ER=ADD且設(shè)另一側(cè)的輸出CA=O的輸出。另ー方面,如果相加信號(hào)ADD等于或大于I,則發(fā)出設(shè)ー側(cè)的輸出ER=ADD-I且設(shè)另一側(cè)的輸出CA=I的輸出。飽和處理電路122的一側(cè)的輸出ER被輸入至觸發(fā)器(FF) 123，另ー側(cè)的輸出CA被輸入至觸發(fā)器(FF) 124，對這些觸發(fā)器123和124分別輸入時(shí)鐘信號(hào)CLK。而且，觸發(fā)器123與時(shí)鐘信號(hào)CLK同步地將飽和處理電路122的一側(cè)的輸出ER作為誤差信號(hào)而輸出。同樣地，觸發(fā)器124與時(shí)鐘信號(hào)CLK同步地將飽和處理電路122的另ー側(cè)的輸出CA作為溢出信號(hào)而輸出。
圖3是沿時(shí)間序列按每個(gè)周期來表示向累加器120輸入的輸入信號(hào)(分子/分母)為9/4的情況下的圖2的累加器120的輸出的圖。S卩，在圖3中，一覽顯示累加器120輸出的各信號(hào)的時(shí)間周期。如通過圖3容易理解那樣，對于溢出信號(hào)，周期性地輸出信號(hào)為00010001…。由此，將分?jǐn)?shù)分頻器的分頻數(shù)切換為22232223…，在對所輸入的時(shí)鐘的邊沿計(jì)數(shù)九次的期間作出四次的時(shí)鐘邊沿。由此實(shí)現(xiàn)9/4的小數(shù)分頻。另ー方面，從累加器120輸出的溢出之前的累加信息作為誤差信號(hào)而輸出為1/4、2/4、3/4、0、1/4、2/4、3/4、0…。上述誤差信號(hào)的值是將VC0115的輸出信號(hào)的周期以該值為單位進(jìn)行表述的值。此外，上述誤差信號(hào)不是累加器120中的累加處理的結(jié)果值與某些基準(zhǔn)值的差(偏差)，而是用于使用該值對成為調(diào)整對象的信號(hào)實(shí)施相位調(diào)整的相位調(diào)整用的信號(hào)，但是如后述那樣，該值對應(yīng)于成為相位調(diào)整對象的信號(hào)與成為基準(zhǔn)的參考信號(hào)的偏差。如通過以上理解那樣，累加器120構(gòu)成為累加值以用既定的自然數(shù)分割VCO 115的輸出信號(hào)的周期而得到的時(shí)間間隔逐漸變化，且生成以VCO 115的輸出周期循環(huán)地變化的相位調(diào)整用的誤差信號(hào)并提供給相位檢測器140，并且每當(dāng)該累加值達(dá)到既定的飽和值時(shí)生成參照圖3說明的溢出信號(hào)，并將該溢出信號(hào)提供給分?jǐn)?shù)分頻器112。圖4是例示出適用于圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的相位檢測器140的框圖。圖4的相位檢測器140是頻率和相位檢測器141、分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142以及分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143如圖示那樣連接而構(gòu)成的。而且，該相位檢測器140構(gòu)成為修正并檢測從分?jǐn)?shù)分頻器112提供的作為反饋信號(hào)的分頻器輸出信號(hào)與既定的參考信號(hào)的相位差，使其反映從上述累加器120提供的誤差信號(hào)和VC0115的輸出信號(hào)的值來降低分?jǐn)?shù)相位誤差。關(guān)于其結(jié)構(gòu)和作用在后面參照附圖進(jìn)ー步詳細(xì)說明。分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142根據(jù)來自分?jǐn)?shù)分頻器112的分頻器輸出信號(hào)、來自VCO 115的VCO輸出信號(hào)以及來自累加器120的誤差信號(hào)，生成向頻率和相位檢測器141輸入的反饋信號(hào)和提供給分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143的與分?jǐn)?shù)相位誤差成比例的相位誤差脈沖信號(hào)。另外，在頻率和相位檢測器141中，針對既定的參考信號(hào)和來自分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的反饋信號(hào)這兩個(gè)信號(hào)，比較它們的頻率和相位，生成作為比較結(jié)果的與差相應(yīng)的UPX信號(hào)和DNX信號(hào)。該UPX信號(hào)與DNX信號(hào)之間包含分?jǐn)?shù)相位誤差。并且，在分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143中，根據(jù)來自分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的相位誤差脈沖信號(hào)，來通過對來自頻率和相位檢測器141的具有分?jǐn)?shù)相位誤差的UPX信號(hào)以及DNX信號(hào)的脈寬進(jìn)行控制來獲得降低了分?jǐn)?shù)相位誤差的UP信號(hào)以及DN信號(hào)。而且，將獲得的該UP信號(hào)和DN信號(hào)提供給充電泵113 (圖I)。接著，參照圖5，進(jìn)ー步說明圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的相位檢測器140。圖5是作為圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的相位檢測器140而應(yīng)用參照圖4所說明的相位檢測器140并表示將小數(shù)分頻的設(shè)定設(shè)為9/4的情況下的與相位檢測器140的輸入輸出有關(guān)的各信號(hào)的時(shí)序圖。如參照圖5理解那樣，在累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100中，在參考信號(hào)與反饋信號(hào)之間產(chǎn)生周期性的相位誤差(分?jǐn)?shù)相位誤差)，只在來自頻率和相位檢測器141的兩個(gè)輸出中的DNX信號(hào)輸出脈沖信號(hào)。該脈沖信號(hào)傳播到LPF 114而成為分?jǐn)?shù)雜散的原因。如將圖5與所說明的圖3進(jìn)行對照而容易理解那樣，累加器120的誤差信號(hào)成為分?jǐn)?shù)相位誤差信息。即，當(dāng)以VCO 115的輸出周期為單位時(shí)，分?jǐn)?shù)相位誤差成為1/4、2/4、3/4、0、1/4、2/4、3/4、0…。利用來自累加器120的誤差信號(hào)具有分?jǐn)?shù)相位誤差信息這一點(diǎn)，在分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142中如所說明的那樣生成與分?jǐn)?shù)相位誤差成比例的相位誤差脈沖信號(hào)。分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143采用如下方法將UPX信號(hào)和DNX信號(hào)這兩者與上述相位誤差脈沖信號(hào)邏輯相加而獲得的信號(hào)作為UP信號(hào)和DN信號(hào)向充電泵113輸出；以及將UPX信號(hào)和DNX信號(hào)這兩者邏輯減去上述相位誤差脈沖信號(hào)而獲得的信號(hào)作為UP信號(hào)和DN信號(hào)向充電泵113輸出。
在前述的取邏輯和的方式中，在該N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100鎖定的狀態(tài)下，輸出到充電泵113的UP信號(hào)和DN信號(hào)的分?jǐn)?shù)相位誤差的脈寬變?yōu)橄嗤?參照圖5的UP信號(hào)⑴和DN信號(hào)(I))，因此在鎖定狀態(tài)下不從充電泵113向LPF 114輸出電荷，VCO 115的輸入電壓不會(huì)周期性地變動(dòng)。另外，在后述的邏輯減的方式中，在該N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100鎖定的狀態(tài)下，輸出到充電泵113的UP信號(hào)和DN信號(hào)都不包含分?jǐn)?shù)相位誤差(參照圖5的UP信號(hào)
(2)和DN信號(hào)(2))，因此在該情況下也同樣地，在鎖定狀態(tài)下不從充電泵113向LPFl 14輸出電荷，VCO 115的輸入電壓不會(huì)周期性地變動(dòng)。如上所述，能夠大幅地降低作為參照圖24所說明的以往的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)中的問題的分?jǐn)?shù)雜散。因此，在本實(shí)施方式中的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中，與通過新設(shè)置的其它的充電泵的輸出來抵消產(chǎn)生分?jǐn)?shù)雜散的來自充電泵的周期性的電荷輸出的其它方法相比，本實(shí)施方式不需要其它的充電泵電路，因此不產(chǎn)生兩個(gè)充電泵之間的電流量、動(dòng)作時(shí)刻的一致性的問題，因此分?jǐn)?shù)雜散的降低效果更顯著。另外，在圖I的實(shí)施方式中，與參照圖23所說明的2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器相比，其特征點(diǎn)在于實(shí)現(xiàn)了分?jǐn)?shù)雜散自身的降低。因而，不需要2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中所需的LPF的截止頻率的低頻帶化，因此能夠有效地去除從構(gòu)成LPF、VCO的要素產(chǎn)生的低頻的噪聲成分，能夠提高作為該N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的輸出信號(hào)的性能(抖動(dòng))。并且，在一般的2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器中，需要將進(jìn)行分?jǐn)?shù)分頻時(shí)的分母的值設(shè)為固定值，存在以下問題無法不伴隨頻率誤差地作出任意的頻率。與此相對，在本實(shí)施方式中，特征在于采取累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的方式，因此還兼具有能夠不伴隨頻率誤差地作出任意的頻率的優(yōu)異特征。圖6是表示適用于圖4的相位檢測器140的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的一例的框圖。圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142是延遲電路144、相位偏移電路145以及相位差檢測電路146如圖示那樣連接而構(gòu)成的。在延遲電路144中，所輸入的分頻器輸出信號(hào)成為相對于反饋信號(hào)具有某個(gè)延遲量的延遲信號(hào)而輸出。期望反饋信號(hào)與延遲信號(hào)的相位差為固定值。VCO 115的輸出信號(hào)通過分?jǐn)?shù)分頻器112被進(jìn)行N分頻或者N+1分頻，因此反饋信號(hào)與延遲信號(hào)的相位差如所說明的圖5中那樣最大也不會(huì)超過VCO 115的振蕩周期。然而，更期望延遲信號(hào)與參考信號(hào)的相位差與VCO 115的振蕩周期相同。此外，上述的分?jǐn)?shù)分頻器112是進(jìn)行N分頻或者N+1分頻的雙模頻率分頻器的例子，但是不限于該例，能夠采用N分頻和N+2分頻等各種的規(guī)格。在設(shè)為N分頻和N+2分頻的規(guī)格的情況下，更期望延遲信號(hào)與參考信號(hào)的相位差與VCO 115的振蕩周期的兩倍相同。在圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142中的設(shè)置于上述延遲電路144的后級(jí)的相位偏移電路145中，根據(jù)從作為延遲電路144的輸出的延 遲信號(hào)、反饋信號(hào)以及從累加器120提供的誤差信號(hào)來生成作為輸出信號(hào)的相位調(diào)整信號(hào)。在圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142中的設(shè)置于上述延遲電路144和相位偏移電路145的后級(jí)的相位差檢測電路146中，生成相位誤差脈沖信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)具有與作為該相位差檢測電路146的兩個(gè)輸入的反饋信號(hào)和相位調(diào)整信號(hào)的上升沿之間的相位差相應(yīng)的脈寬。圖7是例示出適用于圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的延遲電路144的電路圖。通過圖7的延遲電路144，能夠生成相對于反饋信號(hào)延遲了 VCO 115的振蕩周期的延遲信號(hào)。此外，延遲電路的結(jié)構(gòu)不限于圖7中例示的結(jié)構(gòu)。圖8是例示出適用于圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的相位偏移電路145的電路圖。圖8的相位偏移電路145構(gòu)成為具備跨導(dǎo)值根據(jù)電流而可變的兩個(gè)跨導(dǎo)放大器(147a、147b)和比較器148。反饋信號(hào)和延遲信號(hào)預(yù)先被轉(zhuǎn)換為CML (電流型邏輯電路)的差動(dòng)信號(hào)。根據(jù)誤差信號(hào)來控制各自的跨導(dǎo)值。例如在誤差信號(hào)如上述那樣為1/4的情況下，能夠通過將反饋信號(hào)側(cè)和延遲信號(hào)側(cè)的跨導(dǎo)值的比設(shè)為I :3來獲得期望的相位偏移量。此外，相位偏移電路145的結(jié)構(gòu)不限于圖8中例示的結(jié)構(gòu)。圖9是例示出適用于圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的相位差檢測電路146的框圖。在圖9的相位差檢測電路146中，應(yīng)用構(gòu)成圖4的相位檢測器140的頻率和相位檢測器141a。此外，相位差檢測電路的結(jié)構(gòu)也不限于圖9中例示的結(jié)構(gòu)。圖10是例示出適用于圖9的相位差檢測電路146的頻率和相位檢測器141a的電路圖。在圖10的頻率和相位檢測器141a中，構(gòu)成為兩個(gè)觸發(fā)器與AND電路如圖示那樣連接。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，能夠生成相位誤差脈沖信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)具有與作為該頻率和相位檢測器141a的兩個(gè)輸入的參考信號(hào)和反饋信號(hào)的上升沿之間的相位差相應(yīng)的脈寬。此外，頻率和相位檢測器141a的結(jié)構(gòu)也不限于圖10中例示的結(jié)構(gòu)。圖11是例示出適用于圖4的相位檢測器140的頻率和相位檢測器141的電路圖。在圖11的頻率和相位檢測器141中，構(gòu)成為兩個(gè)觸發(fā)器與AND電路如圖示那樣連接。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，能夠生成相位誤差脈沖信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)具有與作為該頻率和相位檢測器141的兩個(gè)輸入的參考信號(hào)和反饋信號(hào)的上升沿之間的相位差相應(yīng)的脈寬。此夕卜，頻率和相位檢測器141的結(jié)構(gòu)也不限于圖11中例示的結(jié)構(gòu)。
圖12是表示適用于圖4的相位檢測器140的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143的一例的電路圖。將從頻率和相位檢測器141輸出的UPX信號(hào)和DNX信號(hào)兩者與來自分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的相位誤差脈沖信號(hào)邏輯相加而獲得的信號(hào)作為UP信號(hào)和DN信號(hào)輸出。圖13是表示適用于圖4的相位檢測器140的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143的其它例的電路圖。在該分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143中，對從圖11的頻率和相位檢測器141輸出的UPX信號(hào)和DNX信號(hào)這兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行從這兩個(gè)信號(hào)中分別邏輯減去通過分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142提供的相位誤差脈沖信號(hào)來獲得UP信號(hào)和DN信號(hào)。此外，分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143的結(jié)構(gòu)不限于圖12、圖13中例示的結(jié)構(gòu)。接著，同時(shí)參照圖6和下面的圖14進(jìn)ー步說明分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142。圖14是表示小數(shù)分頻的設(shè)定值為9/4的情況下的與圖6的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的輸入輸出有關(guān)的各信號(hào)的時(shí)序圖。 分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142根據(jù)延遲電路144中作為其兩個(gè)輸入的分頻器輸出信號(hào)和VCO輸出信號(hào)，生成向頻率和相位檢測器141輸入的反饋信號(hào)、相對于反饋信號(hào)延遲了 VCO 115的振蕩周期的上述延遲信號(hào)。在分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142中的相位偏移電路145中，通過在作為其兩個(gè)輸入的反饋信號(hào)與延遲信號(hào)的上升沿之間進(jìn)行相位偏移來生成作為本電路145的輸出的相位調(diào)整信號(hào)。例如，來自累加器120的誤差信號(hào)以VCO 115的輸出信號(hào)的ー個(gè)周期為單位，在其1/4的情況下在反饋信號(hào)與延遲信號(hào)的上升沿之間的剛好上述的1/4的位置處生成相位調(diào)整信號(hào)的上升沿。在接下來的步驟中，誤差信號(hào)為2/4的情況下，在反饋信號(hào)與延遲信號(hào)的上升沿之間的剛好正中間的位置處生成相位調(diào)整信號(hào)的上升沿。在相位差檢測電路146中，生成相位誤差脈沖信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)具有與作為該相位差檢測電路146的兩個(gè)輸入的反饋信號(hào)和相位調(diào)整信號(hào)之間的上升沿之間的相位差相應(yīng)的脈寬。如通過以上理解那樣，能夠通過圖6中例示的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142生成相位誤差脈沖信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)與出現(xiàn)在作為頻率和相位檢測器141的輸出的UPX信號(hào)與DNX信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差相應(yīng)。因而，能夠依據(jù)該相位誤差脈沖信號(hào)來進(jìn)行用于修正分?jǐn)?shù)相位誤差的適當(dāng)?shù)南辔徽{(diào)整。圖15是表示適用于圖4的相位檢測器140的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的其它的例子的框圖。圖15的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142a是延遲電路144a與相位差檢測電路146如圖示那樣連接而構(gòu)成的。該分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142a中的與所說明的圖6中的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的不同點(diǎn)在于應(yīng)用構(gòu)成為被輸入來自累加器120的誤差信號(hào)和延遲了 VCO 115的輸出周期的1/M(M為自然數(shù))的整數(shù)倍的多個(gè)VCO輸出信號(hào)的延遲電路144a，以及沒有相位偏移電路145。在延遲電路144a中，根據(jù)來自累加器120的誤差信號(hào)，來生成相對于向頻率和相位檢測器141輸出的反饋信號(hào)延遲了 VCO 115的輸出周期的1/M(M為自然數(shù))的整數(shù)倍的延遲信號(hào)。在相位差檢測電路146中生成相位誤差脈沖信號(hào)，該相位誤差脈沖信號(hào)具有與作為該相位差檢測電路146的兩個(gè)輸入的反饋信號(hào)和延遲信號(hào)的上升沿之間的相位差相應(yīng)的脈寬。圖16是例示出獲得延遲了 VCO 115的輸出周期的1/8倍的整數(shù)倍的八個(gè)VCO輸出信號(hào)的VCO的框圖。在圖16的例中，VCO 115構(gòu)成延遲元件四級(jí)級(jí)聯(lián)連接的差動(dòng)環(huán)形振蕩器。根據(jù)圖16的結(jié)構(gòu)，能夠容易地獲得延遲了 VCO 115的輸出周期的1/8倍的整數(shù)倍的精度高的八個(gè)VCO輸出信號(hào)VCOn (n=r8)。圖17是例示出適用于圖15的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的延遲電路144a的電路圖。
圖17的延遲電路144a是兩個(gè)觸發(fā)器(FF)與開關(guān)如圖示那樣連接而構(gòu)成的，采取能夠進(jìn)行控制以根據(jù)來自累加器120的誤差信號(hào)來選擇性地接通與VCOn (n=2 8)連接的開關(guān)中的ー個(gè)的結(jié)構(gòu)。接著，同時(shí)參照圖16和圖17說明延遲電路144a和分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142a。在根據(jù)來自累加器120的誤差信號(hào)只接通了與VCO 2連接的開關(guān)的情況下，能夠獲得相對于反饋信號(hào)延遲了 VCO 115的輸出周期的1/8倍的延遲信號(hào)。同樣地，在只接通了與VCO 3連接的開關(guān)的情況下，能夠獲得相對于反饋信號(hào)延遲了 VCO 115的輸出周期的2/8倍的延遲信號(hào)。如通過以上理解那樣，在分?jǐn)?shù)相位誤差為VCO 115的輸出周期的1/8倍的整數(shù)倍的情況下，能夠通過根據(jù)來自累加器120的誤差信號(hào)來控制與VC0n(n=2 8)連接的開關(guān)，來獲得相對于反饋信號(hào)延遲了分?jǐn)?shù)相位誤差的延遲信號(hào)。接著，能夠通過由相位差檢測電路146生成具有與作為其兩個(gè)輸入的反饋信號(hào)和延遲信號(hào)的上升沿之間的相位差相應(yīng)的脈寬的相位誤差脈沖信號(hào)，來生成與分?jǐn)?shù)相位誤差相同的相位誤差脈沖信號(hào)。由此，在本實(shí)施方式中，一個(gè)特征在于不需要如圖6那樣的相位偏移電路145，能夠以元件數(shù)量少的結(jié)構(gòu)來構(gòu)成分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路。以上，在分?jǐn)?shù)相位誤差為VCO 115的輸出周期的1/8倍的整數(shù)倍的情況下進(jìn)行了說明，但是在分?jǐn)?shù)相位誤差不是VCO 115的輸出周期的1/8倍的整數(shù)倍的情況下，也只要選擇使兩者成為近似的值的延遲量即可。在該情況下，不能完全地去除分?jǐn)?shù)雜散，但是通過增多VCO 115的級(jí)數(shù)來將延遲量的步幅設(shè)定為細(xì)小到一定程度，實(shí)際運(yùn)用中能夠起到足夠降低分?jǐn)?shù)雜散的效果。圖18是表示適用于圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的相位檢測器140的其它的例子的電路圖。圖18的相位檢測器140b是頻率和相位檢測器141、分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b以及分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143b如圖示那樣連接而構(gòu)成的。而且，該相位檢測器140b構(gòu)成為修正并檢測作為從分?jǐn)?shù)分頻器112 (圖I)提供的反饋信號(hào)的分頻器輸出信號(hào)與既定的參考信號(hào)的相位差，使其反映從上述累加器120提供的誤差信號(hào)和VCO 115的輸出信號(hào)的值來降低分?jǐn)?shù)相位誤差。關(guān)于其結(jié)構(gòu)和作用在后面參照附圖進(jìn)一歩詳細(xì)說明。分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b根據(jù)來自分?jǐn)?shù)分頻器112的分頻器輸出信號(hào)、來自VCO 115的VCO輸出信號(hào)以及來自累加器120的誤差信號(hào)，生成向頻率和相位比較器141輸出的反饋信號(hào)、提供給分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143b的與分?jǐn)?shù)相位誤差成比例的相位誤差脈沖信號(hào)(UPC信號(hào)、DNC信號(hào))。另外，在頻率和相位檢測器141中，針對既定的參考信號(hào)和來自分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b的反饋信號(hào)這兩個(gè)信號(hào)，比較它們的頻率和相位，并生成作為比較結(jié)果的與差相應(yīng)的UPX信號(hào)和DNX信號(hào)。在該UPX信號(hào)與DNX信號(hào)之間包含分?jǐn)?shù)相位誤差。并且，在分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143b中，根據(jù)來自分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b的相位誤差脈沖信號(hào)(UPC信號(hào)、DNC信號(hào))，來獲得通過對來自頻率和相位檢測器141的具有分?jǐn)?shù)相位誤差的UPX信號(hào)和DNX信號(hào)的脈寬進(jìn)行控制降低了分?jǐn)?shù)相位誤差而得到的UP信號(hào)和DN信號(hào)。而且，將獲得的該UP信號(hào)和DN信號(hào)提供給充電泵113 (圖I)。圖19是表示適用于圖18的相位檢測器140b的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b的其它的例子的框圖。關(guān)于圖19的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b，與所說明的圖6中的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142的不同點(diǎn)在于相位差檢測電路146的輸出(相位誤差脈沖信號(hào))是兩個(gè)輸出。圖20是例示出適用于圖19的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b的相位差檢測電路146b的框圖。在圖19的相位差檢測電路146b中，應(yīng)用構(gòu)成圖4的相位檢測器140的頻率和相位檢測器141并利用兩個(gè)輸出雙方。圖21是表示適用于圖18的相位檢測器140b的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143b的一個(gè)例子的電路圖。圖21的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143b將使用來自分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b的相位誤差脈沖信號(hào)(UPC信號(hào)和DNC信號(hào))通過邏輯運(yùn)算去除了出現(xiàn)在從頻率和相位檢測器141輸出的UPX信號(hào)與DNX信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差而得到的信號(hào)作為UP信號(hào)和DN信號(hào)輸出。此外，分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143的結(jié)構(gòu)不限于圖12、圖13、圖21中例示的結(jié)構(gòu)。圖22是表示在應(yīng)用參照圖18所說明的相位檢測器140b作為圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的相位檢測器140、作為相位檢測器140b應(yīng)用了參照圖19所說明的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b并應(yīng)用參照圖21所說明的分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路143b時(shí)的將小數(shù)分頻的設(shè)定設(shè)為9/4的情況下的與相位檢測器140b的輸入輸出有關(guān)的各信號(hào)的時(shí)序圖。參照圖22進(jìn)ー步說明圖I的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100的相位檢 測器 140bo如參照圖22理解那樣，在累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器100中，在參考信號(hào)與反饋信號(hào)之間產(chǎn)生周期性的相位誤差(分?jǐn)?shù)相位誤差)，在來自頻率和相位檢測器141的兩個(gè)輸出(UPX信號(hào)與DNX信號(hào))之間出現(xiàn)分?jǐn)?shù)相位誤差。由于它傳播到LPF114而成為分?jǐn)?shù)雜散的原因。因此，通過參照圖19所說明的分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路142b，生成與分?jǐn)?shù)相位誤差成比例的UPC信號(hào)和DNC信號(hào)，使用兩個(gè)信號(hào)來去除出現(xiàn)在UPX信號(hào)與DNX信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差，并且實(shí)施如下邏輯運(yùn)算以輸出與參考信號(hào)和反饋信號(hào)(相位調(diào)整信號(hào))之間的相位差相應(yīng)的UP信號(hào)和DN信號(hào)UP信號(hào)=UPX信號(hào)+ (DNX_N信號(hào)X DNC信號(hào))DN信號(hào)=UPC信號(hào)+ (DNC_N信號(hào)X DNX信號(hào))在此，DNX_N信號(hào)=DNX信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)，DNC_N信號(hào)=DNC信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)。如通過以上理解那樣，能夠認(rèn)為參照圖f圖22所說明的技術(shù)的技術(shù)思想是ー種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的控制方法，該累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的控制方法的特征在于控制上述相位檢測器以根據(jù)來自累加器的誤差信號(hào)來生成降低了出現(xiàn)在參考信號(hào)與分頻器輸出信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差的UP信號(hào)和DN信號(hào)。此外，本發(fā)明的范圍不限于圖示所記載的例示性實(shí)施方式，還包含帶來與作為本發(fā)明的目的的效果等同的效果的所有的實(shí)施方式。并且，本發(fā)明的范圍不限于第一發(fā)明所表述的發(fā)明特征的組合，能夠通過所有公開的各個(gè)特征中的特定特征的所有期望組合來表述。
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附圖標(biāo)記說明100:累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器；112、1712、1812 :分?jǐn)?shù)分頻器；113、1713、1813 :充電泵;114、1714、1814 LPF ;115、1715、1815 VC0 ; 120、1720、1820 :累加器;121 :加法器；122 :飽和處理電路;140、140b、1711、1811 :相位檢測器;141、141a :頻率和相位檢測器；142、142a、142b :分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路；143、143b :分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路；144,144a :延遲電路；145 :相位偏移電路；146,146b :相位差檢測電路;147a、147b :跨導(dǎo)放大器；148:比較器；1700:—般的2-A型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器；1800:以往的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器。
權(quán)利要求
1.一種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，具備VCO ；分?jǐn)?shù)分頻器，其安插于上述VCO的輸出信號(hào)的反饋路徑，生成小數(shù)分頻數(shù)的分頻器輸 出信號(hào)；累加器，其對上述分?jǐn)?shù)分頻器提供用于周期性地切換該小數(shù)分頻數(shù)的分頻數(shù)的溢出信 號(hào)；以及相位檢測器，其檢測上述分頻器輸出信號(hào)與既定的參考信號(hào)的相位差，并根據(jù)檢測出 的該相位差來生成向上述VCO輸入的控制用輸入信號(hào)，該累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成 器的特征在于，上述累加器生成具有分?jǐn)?shù)相位誤差信息的誤差信號(hào)，上述相位檢測器使用上述誤差信號(hào)來校正上述分頻器輸出信號(hào)與上述參考信號(hào)的相 位差。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述相位檢測器將上述相位差生成為UP信號(hào)和DN信號(hào)，并將生成的該UP信號(hào)和DN 信號(hào)提供給用于生成上述控制用輸入信號(hào)的充電泵。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述相位檢測器具備分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路，其根據(jù)上述分頻器輸出信號(hào)和上述誤差信號(hào)來生成具有 與分?jǐn)?shù)相位誤差成比例的脈寬的相位誤差脈沖信號(hào)，并且生成反饋信號(hào)；頻率和相位檢測器，其生成具有與上述參考信號(hào)和上述反饋信號(hào)之間的頻率差和相位 差成比例的脈寬的頻率和相位檢測輸出信號(hào)；以及分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路，其根據(jù)上述相位誤差脈沖信號(hào)生成降低了包含在上述頻率和 相位檢測輸出信號(hào)中的分?jǐn)?shù)相位誤差的上述UP信號(hào)和上述DN信號(hào)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路具備取上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)與上述相位誤差脈 沖信號(hào)的邏輯和的邏輯電路。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路具備邏輯電路，該邏輯電路包含使用上述相位誤差脈沖信 號(hào)來去除包含在上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)中的分?jǐn)?shù)相位誤差的NOT電路和NOR電路。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述分?jǐn)?shù)相位誤差去除電路使用上述相位誤差脈沖信號(hào)即UPC信號(hào)和DNC信號(hào)實(shí)施 UP信號(hào)=UPX信號(hào)+ (DNX_N信號(hào)X DNC信號(hào))DN信號(hào)=UPC信號(hào)+ (DNC_N信號(hào)X DNX信號(hào))的邏輯運(yùn)算來去除出現(xiàn)在上述頻率和相位檢測輸出信號(hào)中所包含的兩個(gè)輸出信號(hào)即 UPX信號(hào)和DNX信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差，在此，DNX_N信號(hào)=DNX信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)、DNC_N 信號(hào)=DNC信號(hào)的反轉(zhuǎn)信號(hào)。
7.根據(jù)權(quán)利要求3所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路具備延遲電路，其根據(jù)上述分頻器輸出信號(hào)生成上述反饋信號(hào)和延遲信號(hào)，該延遲信號(hào)相對于上述反饋信號(hào)有既定的時(shí)間延遲；相位偏移電路，其根據(jù)上述反饋信號(hào)、上述延遲信號(hào)以及上述誤差信號(hào)來生成相位調(diào) 整信號(hào)；以及相位差檢測電路，其生成具有與上述反饋信號(hào)和上述相位調(diào)整信號(hào)之間的相位差成比 例的脈寬的上述相位誤差脈沖信號(hào)。
8.根據(jù)權(quán)利要求3所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路具備延遲電路，其根據(jù)上述分頻器輸出信號(hào)生成上述反饋信號(hào)和延遲信號(hào)，該延遲信號(hào)相 對于上述反饋信號(hào)有既定的時(shí)間延遲；相位偏移電路，其根據(jù)上述反饋信號(hào)、上述延遲信號(hào)以及上述誤差信號(hào)來生成相位調(diào) 整信號(hào)；以及相位差檢測電路，其生成作為上述相位誤差脈沖信號(hào)的UPC信號(hào)和DNC信號(hào)，該相位誤 差脈沖信號(hào)具有與上述反饋信號(hào)和上述相位調(diào)整信號(hào)之間的相位差成比例的脈寬。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述延遲電路根據(jù)輸入到自己的輸入信號(hào)，生成上述反饋信號(hào)和相對于上述反饋信號(hào)延遲了上述輸出信號(hào)的周期的上述延遲信號(hào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求7或8所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于， 上述相位偏移電路被提供上述反饋信號(hào)和上述延遲信號(hào)，通過根據(jù)上述誤差信號(hào)對上述反饋信號(hào)實(shí)施相位偏移來生成上述相位調(diào)整信號(hào)。
11.根據(jù)權(quán)利要求3所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述分?jǐn)?shù)相位誤差脈沖發(fā)生電路具備延遲電路，其根據(jù)上述誤差信號(hào)生成相對于上述反饋信號(hào)延遲了上述VC0的輸出周期 的1/M的整數(shù)倍的延遲信號(hào)，其中，M為自然數(shù)；以及相位差檢測電路，其生成具有與上述反饋信號(hào)和上述延遲信號(hào)的相位差成比例的脈寬 的上述相位誤差脈沖信號(hào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求8所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述延遲電路根據(jù)上述誤差信號(hào)從上述分頻器輸出信號(hào)和延遲上述VC0的輸出周期 的1/M的整數(shù)倍而得到的多個(gè)信號(hào)中選擇一個(gè)信號(hào)，其中，M為自然數(shù)。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，上述誤差信號(hào)是在上述溢出信號(hào)的每次發(fā)生周期內(nèi)逐漸變化的信號(hào)。
14.一種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器，其特征在于，具備累加器；以及相位檢測器，其根據(jù)來自上述累加器的誤差信號(hào)生成降低了出現(xiàn)在參考信號(hào)與分頻器 輸出信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差的UP信號(hào)和DN信號(hào)。
15.一種累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的控制方法，其特征在于，控制相位檢測器，使其根據(jù)來自累加器的誤差信號(hào)生成降低了出現(xiàn)在參考信號(hào)與分頻 器輸出信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差的UP信號(hào)和DN信號(hào)。
全文摘要
實(shí)現(xiàn)一種抑制了因周期性地切換分?jǐn)?shù)分頻器的分頻數(shù)而產(chǎn)生的分?jǐn)?shù)雜散的累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器及其控制方法。在累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器(100)中，使用來自累加器(120)的誤差信號(hào)來生成脈沖信號(hào)，該脈沖信號(hào)與出現(xiàn)在參考信號(hào)和分?jǐn)?shù)分頻器(112)的輸出信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差成比例，該分?jǐn)?shù)分頻器(112)用于將累加器型N分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)頻率合成器的輸出級(jí)的VCO(115)的輸出反饋給前級(jí)側(cè)，使用該脈沖信號(hào)控制UP信號(hào)和DN信號(hào)的脈寬以降低出現(xiàn)在從相位檢測器(140)輸出的UP信號(hào)與DN信號(hào)之間的分?jǐn)?shù)相位誤差，由此抑制因周期性地切換分?jǐn)?shù)分頻器(112)的分頻數(shù)而產(chǎn)生的分?jǐn)?shù)雜散。
文檔編號(hào)H03L7/18GK102959868SQ201280001729
公開日2013年3月6日 申請日期2012年5月11日 優(yōu)先權(quán)日2011年5月18日
發(fā)明者市原榮蔵 申請人:旭化成微電子株式會(huì)社