專利名稱：模數轉換器、信號處理器、以及用于模數轉換的方法
技術領域：
本發(fā)明的實施例涉及模數轉換器。本發(fā)明的另外的實施例涉及包括模數轉換器的設備。本發(fā)明的另外的實施例涉及信號處理器和包括信號處理器的設備。本發(fā)明的另外的實施例涉及用于模數轉換的方法或者用于處理輸入信號的方法。本發(fā)明的另外的實施例涉及計算機可讀數字存儲介質。
背景技術：
在當前移動通信網絡或蜂窩網絡中，許多用戶典型地需要共享頻譜以實現(xiàn)高速率多媒體通信。從單個用戶與基站收發(fā)臺之間的通信的角度來看，其他用戶以及他們與該基站收發(fā)臺或與其他基站收發(fā)臺的相應通信導致對現(xiàn)有的無線通信的干擾。換言之，噪聲和不想要的信號源可能導致干擾。例如，無線電收發(fā)機可能接收在期望信號范圍外強的不想要的信號。這些所謂的阻塞(blocker)信號應當在收發(fā)機的接收機路徑中早期地從接收到的信號中被濾出。在上行鏈路的情況下，基站收發(fā)臺典型地需要同時檢測許多異步用戶。在下行鏈路·的情況下，將對用戶(即基站收發(fā)臺與不同移動臺之間的通信)進行調度和很大程度的正交化，但是移動臺仍將需要應付少數主導干擾基站收發(fā)臺。在經受模數轉換的接收到的信號中仍然存在的阻塞信號可以導致互調失真和混疊。連續(xù)時間Λ-Σ調制器可以被用作接收機的模數轉換器。對Λ-Σ調制器的使用放松了抗混疊濾波要求，但是即使利用這些調制器，強的帶外信號也可能使調制器不穩(wěn)定或者至少造成失真。

發(fā)明內容
本發(fā)明的實施例提供一種用于轉換輸入信號的模數轉換器。所述模數轉換器包括Σ-Δ調制器和干擾消除回路。所述Σ-Λ調制器被配置成用于接收模擬調制器輸入信號和用于提供數字調制器輸出信號。所述干擾消除回路包括數字濾波器、數模轉換器和信號組合器。所述數字濾波器被配置成:用于在頻帶中相對地放大所述數字調制器輸出信號；用于在所述頻帶和圍繞所述頻帶的過渡帶外相對地衰減所述調制器輸出信號；以及用于提供經濾波的數字反饋信號。所述數模轉換器被配置成用于將經濾波的數字信號轉換為消除信號。所述信號組合器被配置成用于組合所述輸入信號與所述消除信號，從而產生調制器輸入信號，以便至少部分地消除輸入信號內的干擾信號部分。本發(fā)明的另外的實施例提供一種包括前向信號處理路徑和反饋信號處理路徑的信號處理器。所述前向信號處理路徑包括Σ-Λ調制器。所述反饋信號處理路徑包括數字控制器，所述數字控制器用于調節(jié)調制器輸出信號，并將所得到的消除信號饋送至所述前向信號處理路徑的輸入以用于所述信號處理器的輸入信號的信號部分的選擇性消除。所述數字控制器具有用于強調帶外頻率范圍的特性，使得將所得到的消除信號饋送至Σ-Λ調制器的輸入減小了所述信號處理器的輸入信號的帶外頻率范圍內的帶外信號部分。


將使用附圖來描述本發(fā)明的實施例，在附圖中:
圖1示出標準多模式多頻帶蜂窩接收機拓撲的示意框 圖2示出基于模擬信號傳遞函數濾波(STF濾波)的連續(xù)時間Σ-Λ模數轉換器拓撲的示意框 圖3示出根據接收機必須在特定移動通信標準下通過以便服從標準的測試的測試規(guī)范的功率譜密度；
圖4示出根據所謂的3 MHz阻塞測試情況的測試規(guī)范的功率譜密度；
圖5示出根據本文公開的教導的實施例的在反饋路徑中具有數字濾波器的連續(xù)時間Σ-Δ調制器的示意 圖6示出圖5中的數字反饋濾波器的頻率響應；
圖7示出根據本文公開的教導的實·施例的具有附加控制回路的連續(xù)時間Σ-Λ調制器的示意框 圖8示出作為理想數字控制回路濾波器的實例的圖7中的數字控制濾波器的頻率響
應；
圖9以示意框圖的形式示出根據本文公開的教導的實施例的具有控制回路的Σ-Λ調制器的線性z域模型；
圖10示出根據本文公開的教導的實施例的具有控制器和校正邏輯的Σ-Λ調制器的示意框 圖11以示意框圖的形式示出具有數字控制回路的Σ-Λ調制器的線性z域模型；
圖12示出具有控制回路的Σ-Λ模數轉換器的示意框圖以及不同控制器特性對Σ-Λ模數轉換器的輸入的效果；
圖13示出具有帶有數字傳送信號/阻塞消除控制回路的射頻(RF)模數轉換器的接收機的不意框 圖14示出具有帶有數字傳送信號/阻塞消除控制回路的變頻RF模數轉換器的接收機的示意框 圖15示出控制濾波器的和傳送信號/阻塞消除控制回路的Σ-Λ調制器的開環(huán)傳遞函數；
圖16示出核心Σ-Λ調制器的信號傳遞函數與Σ-Λ調制器連同傳送信號/阻塞消除回路一起的信號傳遞函數的比較；
圖17示出響應于包括期望信號和噪聲但不包括阻塞信號的輸入信號的、不受控的Σ-Δ調制器、受控的且經校正的Σ-Λ調制器、以及受控的Σ-Λ調制器的輸出信號的頻率曲線 圖18類似于圖17，除了輸入信號還包括阻塞信號之外；
圖19類似于圖17，除了輸入信號還包括由傳送信號導致的串擾部分之外；
圖20示出三個不同信號的波形以說明數字傳送信號/阻塞消除回路的瞬態(tài)行為；
圖21用圖形示出依賴于輸入振幅的信噪比；
圖22示出導致70和90 MHz之間的帶阻的、不具有和具有控制器的Σ-Λ調制器的信號傳遞函數的伯德圖；圖23示出導致125和145 MHz之間的帶阻的、不具有和具有控制器的Σ-Λ調制器的信號傳遞函數的伯德 圖24示出直至Σ-Λ調制器的輸入的信號傳遞函數的伯德 圖25示出直至Σ-Λ調制器的輸入和輸出的、在具有控制器的情況下信號傳遞函數的伯德 圖26示出控制濾波器的和·受控的系統(tǒng)的、在不具有控制器的情況下信號傳遞函數的伯德 圖27示出具有處于不同配置的(理想的、在不具有控制器的情況下非理想的、以及在具有控制器的情況下非理想的)三個Σ-Λ調制器的測試設置的示意框 圖28示出在圖27的測試設置中使用的Σ-Λ調制器的示意框 圖29示出在圖27的測試設置中使用的數字控制器的示意框 圖30示出圖27的測試設置的數模轉換器(數字Σ-Λ調制器)的示意框 圖31示出基于正弦的和基于余弦的控制濾波器的伯德 圖32示出無阻尼的和阻尼的基于余弦的控制濾波器的伯德圖；以及 圖33示出說明具有信號傳遞函數再生的級聯(lián)控制器的概念的示意框圖。
具體實施例方式在下文中將使用附圖來詳細描述本發(fā)明的實施例之前，應當指出，相同的元件或者具有相同功能的元件具備相同或相似附圖標記，并且典型地省略對具備相同或相似附圖標記的元件的重復描述。因此，針對具有相同或相似附圖標記的元件而提供的描述是可互換的。在下列描述中，闡述了多個細節(jié)以提供對本發(fā)明的實施例的更透徹的解釋。然而，對本領域技術人員來說下述將是顯而易見的:將在沒有這些特定細節(jié)的情況下實踐本發(fā)明的實施例。在其他實例中，以框圖的形式而不是詳細地示出公知的結構和設備，以便避免模糊本發(fā)明的實施例。另外，可以將以下描述的不同實施例的特征彼此組合，除非另有專門說明。為了更高效地利用可用的頻譜，當前無線通信標準要求傳輸信道在頻域中的緊湊布置。盡管特別地，當前數字信號處理技術使接收機能夠從相對較強的本底噪聲(noisefloor)(即相對較低的信噪比(SNR))、所謂的阻塞信號、干擾源信號、或者處于附近頻率處并具有可與期望信號相比或甚至高于期望信號的信號電平的干擾信號中濾出期望信號，但是對大多數接收機結構提出挑戰(zhàn)。特別地，接收機的模數轉換器需要處理阻塞信號和具有相對較高保真度的期望信號，使得一旦已經從模數轉換器中獲得數字信號，就可以通過數字處理技術將阻塞信號與期望信號分離。因此，強的阻塞正在限制模數轉換器的性能。在圖1中，以示意框圖的形式示出標準多模式多頻帶蜂窩接收機技術。接收機拓撲包括RF前端(低噪聲放大器、混頻器和無源極點(pole))和基帶濾波器(I階極點和雙二階)、可編程增益控制(PGC)、以及連續(xù)時間Σ-Λ調制器(CT-SD ADC)。RF前端必須同時滿足對立的要求。一方面，它必須提供高增益以減小連續(xù)塊(例如基帶濾波器、PGC和ADC)對總噪聲系數的貢獻。另一方面，太多的增益可能導致混頻器和I階極點中的余量(headroom)和線性問題。另外，3GPP (第3代合作伙伴計劃)規(guī)范在HSDPA (高速下行鏈路分組接入)和載波聚合中需要新接收機特征，例如四個信道。該特征導致具有I/Q I階極點的四個接收機路徑，并且每個I階極點被不同地實施。因此，假定的200pF的I階極點電容被應用16次，這導致16 X 200pF = 3.2nF的總接收機電容。I階極點的大小主要由最小傳送信號/阻塞頻率、混頻器峰值電流和電源電壓確定。電源電壓在28nm、22nm、14nm和更小CMOS (互補金屬氧化物半導體)技術中降低，這加緊了余量/噪聲問題并導致I階極點電容進一步增大。對于支持GSM/EDGE的接收機而言，圖4中所示的3MHz阻塞測試情況對I階極點電容來說是決定性的。如果在諸如UMTS/LTE棒(UMTS 通用移動電信系統(tǒng)”，LTE:“長期演進”)之類的數據調制解調器應用中使用接收機，則I階極點電容由圖3中所描繪的參考靈敏度LTE 10頻帶17來定義。圖2示出基于信號傳遞函數濾波(STF濾波)的CT-SD ADC拓撲的示意框圖。該拓撲也遭受余量問題。它僅被移位至第一積分器。因此，如圖1和圖2中所描繪的基于模擬濾波的技術正在遭受收縮路徑(即·向14nm CMOS技術和更小CMOS技術的演進)上的電容增大。因此，圖1和2中所示的技術相對于其針對深亞微米CMOS技術的適合性而顯得受限。該問題的當前解決方案在于:減小LNA混頻器中的增益以達到更小的混頻器峰值電流，以及增大在第一極點或第一積分器處的電容以便調整擺動以降低電源電壓。由于更大的電容，這些措施導致更小的接收機靈敏度且更大的面積要求。在多個可能出現(xiàn)的操作條件中，在圖2中所示的RF-ADC接收機拓撲中的連續(xù)時間Σ-Δ調制器中的第一積分器的輸入處的擺動由傳送信號/阻塞信號來定義。根據本文公開的教導的一個方面，可以將第一 STF濾波極點移位至更高頻率以便減小第一積分器電容的大小?，F(xiàn)在失去的接收機選擇性由量化器與作為反饋回路的一部分的數模轉換器(DAC)之間的附加數字濾波器來補償。圖5示出根據本文公開的教導的實施例的模數轉換器100的示意框圖。在Σ-Λ調制器110的環(huán)路濾波器112的輸入LO處接收模擬輸入U。通過環(huán)路濾波器112內的信號組合器128來組合模擬輸入信號u與消除信號。在環(huán)路濾波器112的輸出處，將組合信號(即通過組合模擬輸入信號u和消除信號而獲得的信號)的經濾波版本V提供給也作為Σ-Λ調制器110的一部分的量化器114的輸入。在圖5所示的實施例中，量化器114是多比特量化器。由量化器114引入的量化誤差由形成量化器114的另一(虛)輸入的量化誤差信號e指示。在圖5所示的實施例中，在量化器114的輸出處，獲得形成數字調制器輸出信號的多比特數字信號V。圖5中所示的模數轉換器100還包括干擾消除回路120，干擾消除回路120在所描繪的實施例中與Σ-Λ調制器110的反饋回路一致。Σ-Λ調制器110包括數模轉換器116。數模轉換器116的輸出被連接至環(huán)路濾波器112的輸入U。由于在圖5所示的實施例中，Σ-Δ調制器110的反饋回路和干擾消除回路120 —致，因此數模轉換器116可以被分配給反饋回路和干擾消除回路120這二者。數模轉換器116在其輸入處接收由數字濾波器122提供的經濾波的數字信號，數字濾波器122是干擾消除回路120的一部分。數字濾波器120被配置成用于在(特定)頻帶中相對地放大Σ-Λ輸出信號V。在該頻帶外以及還在圍繞該頻帶的過渡帶外，數字濾波器122被配置成用于相對地衰減Σ-Λ輸出信號V。表述“相對地放大”和“相對地衰減”指示:與在頻帶外相比，在該頻帶內相對地放大Σ-Λ輸出信號(但不必絕對地放大)。所述頻帶可以是有限頻帶，即該頻帶的下限和上限不等于零并且也不等于無窮大。該條件可以被表達為0〈flOTOT且<fuppOT〈⑴。因此，數字濾波器122可以具有帶通狀的頻率響應，或者根據用于數字帶通濾波器的適當設計技術，可以將其實施為數字帶通濾波器。注意，這種數字帶通濾波器不必是理想帶通，理想帶通將完全抑制在其通帶外的信號。相反，數字濾波器122可以具有通帶外的非零頻率行為，因為至少在本文公開的教導的一些實施例中，對通帶外的信號的完全抑制可能既不必要又不期望。對所需的濾波器函數的更精確描述可以被稱為“頻帶增強”或“頻帶強調”，即通帶外的(可能恒定的)非零傳遞函數以及頻帶(通帶)內相對于其的增強。因此，數字濾波器122還可以被視為頻帶增強濾波器或頻帶強調濾波器。在圖5所示的實施例中，由于在該實施例中一致的反饋回路與干擾消除回路，信號組合器128可以歸于Σ-Λ調制器110的反饋回路以及干擾消除回路120這二者。在圖6中，示出圖5中的數字濾波器122的數字濾波器特性。數字濾波器特性具有O〈 dB的帶內增益，并在傳送信號/阻塞頻率范圍內具有10 dB的增益。該10 dB增益導致在傳送信號/阻塞頻率范圍內提高的STF濾波選擇性。在等式(I)和(2)中給出信號傳遞函數STF (z)和噪聲傳遞函數NTF (z)。
權利要求
1.一種用于轉換輸入信號的模數轉換器，所述模數轉換器包括: Σ-Δ調制器，其被配置成接收模擬調制器輸入信號并提供數字調制器輸出信號；以及 干擾消除回路，其包括: 數字濾波器，其被配置成:在頻帶中放大所述數字調制器輸出信號；在所述頻帶和圍繞所述頻帶的過渡帶外衰減所述數字調制器輸出信號；以及提供經濾波的數字反饋信號； 數模轉換器，其被配置成將所述經濾波的數字反饋信號轉換為消除信號；以及 信號組合器，其被配置成組合所述模擬調制器輸入信號與所述消除信號，從而產生所述模擬調制器輸入信號，以便至少部分地消除所述模擬調制器輸入信號內的干擾信號部分。
2.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述數字濾波器的所述頻帶包括預期干擾信號的頻率范圍、與預期干擾信號的頻率范圍重疊、或處于預期干擾信號的頻率范圍內。
3.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述數字濾波器被配置成在所述模擬調制器輸入信號的帶內頻率范圍內衰減所述數字調制器輸出信號，并在所述模擬調制器輸入信號的帶外頻率范圍內放大所述數字調制器輸出信號。
4.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述數字濾波器包括數字諧振器。
5.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述干擾消除回路還在所述Σ-Λ調制器的輸出與所述數模轉換器之間包括數字噪聲整形器。
6.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述干擾消除回路包括至少兩個反饋支路的級聯(lián)布置，每個反饋支路包括數字濾波器和數模轉換器。
7.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述干擾消除回路包括所述Σ-Λ調制器的信號傳遞函數的數字副本，其中所述數字副本被配置成接收所述經濾波的數字反饋信號或所導出的經濾波信號，并響應于數字濾波反饋信號或所導出的經濾波信號而提供所述Σ-Δ調制器的經估計的響應，其中將所述經估計的響應與所述數字調制器輸出信號或所導出的調制器輸出信號進行組合以提供所述模數轉換器的輸出信號。
8.根據權利要求7所述的模數轉換器，其中，所述干擾消除回路包括所述Σ-Λ調制器的信號傳遞函數的另一數字副本以及另一數字濾波器，其中所述另一數字副本和所述另一濾波器與所述數字副本和所述數字濾波器被布置成級聯(lián)布置，從而將由所述另一數字副本提供的另一經估計的響應與所述數字調制器輸出信號進行組合以提供用于所述數字濾波器的所導出的經濾波信號，并將由所述另一數字濾波器提供的另一數字濾波信號與所述數字濾波信號進行組合以提供所述消除信號。
9.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述數字濾波器是自適應濾波器。
10.根據權利要求1所述的模數轉換器，其中，所述干擾消除回路在所述Σ-Λ調制器的輸出與所述數模轉換器的輸入之間基本上是線性的。
11.一種設備，包括: 基帶處理器； 天線端口 ；以及 模數轉換器，其被配置成轉換輸入信號，所述模數轉換器被耦合至所述基帶處理器和所述天線端口，并包括:Σ-Δ調制器，其被配置成接收模擬調制器輸入信號并提供數字調制器輸出信號；以及 干擾消除回路，其包括: 數字濾波器，其被配置成:在頻帶中放大所述數字調制器輸出信號；在所述頻帶和圍繞所述頻帶的過渡帶外衰減所述數字調制器輸出信號；以及提供經濾波的數字反饋信號； 數模轉換器，其被配置成將所述經濾波的數字反饋信號轉換為消除信號；以及 信號組合器，其被配置成組合所述模擬調制器輸入信號與所述消除信號，從而產生所述模擬調制器輸入信號，以便至少部分地消除所述模擬調制器輸入信號內的干擾信號部分。
12.—種信號處理器，包括: 前向信號處理路徑，其包括Σ-Λ調制器；以及 反饋信號處理路徑，其包括數字控制器，所述數字控制器被配置成調節(jié)來自所述Σ - Λ調制器的調制器輸出信號，并將所得到的消除信號饋送至所述前向信號處理路徑的輸入以用于所述信號處理器的輸入信號的信號部分的選擇性消除，其中所述數字控制器被配置成強調帶外頻率范圍，使得將所得到的消除信號饋送至所述前向信號處理路徑的輸入減小了所述信號處理器的輸入信號的帶外頻率范圍內的帶外信號部分。
13.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述Σ-Λ調制器被配置成接收模擬調制器輸入信號，并且其中所述調制器輸出信號是數字信號。
14.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述數字控制器包括數字諧振器。
15.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述反饋信號處理路徑還包括數字噪聲整形器。
16.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述數字控制器包括數字噪聲整形器。
17.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述反饋信號處理路徑包括至少兩個反饋支路的級聯(lián)布置，每個反饋支路包括數字控制器。
18.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述反饋信號處理路徑包括所述前向信號處理路徑的信號傳遞函數的副本，其中所述數字副本被配置成接收來自所述數字控制器的控制器輸出信號或從所述控制器輸出信號導出的信號，并響應于所述控制器輸出信號而提供所述前向信號處理路徑的經估計的響應，其中將所述經估計的響應與由前向信號路徑提供的前向路徑輸出信號進行組合以提供所述信號處理器的輸出信號。
19.根據權利要求18所述的信號處理器，其中，所述反饋信號處理路徑包括所述前向信號處理路徑的信號傳遞函數的另一數字副本以及另一數字控制器，其中所述另一數字副本和所述另一數字控制器與所述數字副本和所述數字控制器被布置成級聯(lián)布置，從而將由所述另一數字副本提供的另一經估計的響應與前向路徑輸出信號進行組合以將從所述控制器輸出信號導出的信號提供給所述數字控制器，并將由所述另一數字控制器提供的另一控制器輸出信號與所述控制器輸出信號進行組合以提供所述消除信號。
20.根據權利要求12所述的信號處理器，其中，所述數字控制器包括自適應控制器。
21.—種設備,包括: 基帶處理器； 天線端口 ；以及信號處理器，其被耦合至所述基帶處理器和所述天線端口，并包括: 前向信號處理路徑，其包括Σ-Λ調制器；以及 反饋信號處理路徑，其包括數字控制器，所述數字控制器被配置成調節(jié)調制器輸出信號，并將所得到的消除信號饋送至所述前向信號處理路徑的輸入以用于所述信號處理器的輸入信號的信號部分的選擇性消除，其中所述數字控制器被配置成強調帶外頻率范圍，使得將所得到的消除信號饋送至所述前向信號處理路徑的輸入減小了所述信號處理器的輸入信號的帶外頻率范圍內的帶外信號部分。
22.一種用于轉換輸入信號的模數轉換器，所述模數轉換器包括: 用于組合所述輸入信號與消除信號以及用于提供對應調制器輸入信號的裝置； 用于對所述調制器輸入信號進行Σ-Λ調制以及用于提供Σ-Λ調制信號的裝置；用于在頻帶中對所述Σ-Λ調制信號進行濾波以及用于在所述頻帶和圍繞所述頻帶的過渡帶外衰減所述Σ-Λ調制信號以獲得經濾波的Σ-Λ調制信號的裝置；以及用于對所述經濾波的Σ-Λ調制信號進行數模轉換以獲得所述消除信號的裝置。
23.一種用于模數轉換的方法，包括: 接收模擬調制器輸入信號； 組合所述模擬調制器輸入信號與消除信號，從而產生模擬調制器輸入信號； 對所述模擬調制器輸入信號進行Σ-Λ調制，從而產生數字調制器輸出信號； 基于所述數字調制器輸出信 號來提供用于模數轉換的所述方法的輸出信號； 在通帶頻率范圍內對所述數字調制器輸出信號或所導出的數字調制器輸出信號進行濾波；以及 對經濾波的信號進行數模轉換，從而產生所述消除信號，使得所述消除信號至少部分地消除所述模擬調制器輸入信號的處于所述通帶頻率范圍內的干擾信號部分，所述經濾波的信號基于所述濾波。
24.根據權利要求23所述的方法，其中，通帶包括預期干擾信號的頻率范圍、與預期干擾信號的頻率范圍重疊、或處于預期干擾信號的頻率范圍內。
25.根據權利要求23所述的方法，其中，濾波在輸入信號的帶內頻率范圍內衰減所述數字調制器輸出信號，并在輸入信號的帶外頻率范圍內相對地放大所述數字調制器輸出信號。
26.根據權利要求23所述的方法，還包括: 對所述數字調制器輸出信號或所述經濾波的信號進行數字噪聲整形。
27.根據權利要求23所述的方法，還包括: 使用Σ-Λ調制的動作的信號傳遞函數的數字副本，數字地估計Σ-Λ調制的動作對所述消除信號的數字表示的響應；以及 組合經估計的響應與所述調制器輸出信號以獲得模數轉換的所述方法的輸出信號。
28.—種用于處理輸入信號的方法,所述方法包括: 對調制器輸入信號進行Σ-Λ調制，從而產生調制器輸出信號； 通過在帶外頻率范圍內強調所述調制器輸出信號來調節(jié)所述調制器輸出信號，以獲得消除信號；以及 將所述消除信號反饋至Σ-Λ調制的動作的輸入以與所述調制器輸入信號進行組合，從而減小用于信 號處理的所述方法的輸入信號的帶外頻率范圍內的帶外信號部分。
全文摘要
本發(fā)明公開了模數轉換器、信號處理器、以及用于模數轉換的方法。一種用于轉換輸入信號的模數轉換器包括用于接收模擬調制器輸入信號和用于提供數字調制器輸出信號的Σ-Δ調制器以及干擾消除回路。所述干擾消除回路包括數字濾波器、數模轉換器和信號組合器。所述數字濾波器被配置成在頻帶中放大Σ-Δ輸出信號，在所述頻帶和圍繞所述頻帶的過渡帶外衰減Σ-Δ輸出信號，并提供經濾波的數字反饋信號。所述數模轉換器被配置成將經濾波的數字信號轉換為消除信號。所述信號組合器被配置成組合所述輸入信號與所述消除信號，從而產生所述調制器輸入信號，以便至少部分地消除所述輸入信號內的干擾信號部分。
文檔編號H03M1/12GK103227641SQ20131003825
公開日2013年7月31日 申請日期2013年1月31日 優(yōu)先權日2012年1月31日
發(fā)明者R.里特, M.申佩爾, W.舍爾姆鮑爾, M.奧特曼斯 申請人:英特爾移動通信有限責任公司