用于直接轉(zhuǎn)換射頻接收器的自適應(yīng)直流偏移消除的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明的一個實施例提供一種用于執(zhí)行無線接收器的直流偏移消除的系統(tǒng)，所述無線接收器包括在解調(diào)器與基帶數(shù)字信號處理器（DSP）之間的一個或多個放大級。在操作期間，系統(tǒng)校準(zhǔn)與至少一個放大級的多個增益設(shè)置相關(guān)聯(lián)的今天直流偏移值，在查找表中存儲校準(zhǔn)的直流偏移值，接收放大級的當(dāng)前增益設(shè)置，基于該當(dāng)前增益設(shè)置從查找表中映射直流偏移值，并且使用映射的直流偏移值消除放大級的靜態(tài)直流偏移。
【專利說明】用于直接轉(zhuǎn)換射頻接收器的自適應(yīng)直流偏移消除
[0001]相關(guān)申請的交叉引用
[0002]本申請要求2012年11月27日提交的、發(fā)明人為Tao L1、Hans Wang、BingleiZhang和Shih Hsiung Mo、申請?zhí)枮?1/730，340、代理人案卷號為AVC12-1007PSP、主題為“Adaptive DC Offset Cancellation (DCOC) for Direct Conversion RF Receiver”的美國臨時申請的權(quán)益。
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0003]本公開總體涉及直接轉(zhuǎn)換射頻接收器。更具體而言，本公開涉及配備有自適應(yīng)直流偏移消除(DCOC)電路裝置的直流轉(zhuǎn)換射頻接收器。
【背景技術(shù)】
[0004]傳統(tǒng)無線通信系統(tǒng)通常針對特定標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計，僅舉幾個例，特定標(biāo)準(zhǔn)諸如GSM (全球移動通信系統(tǒng))、寬帶碼分多址(W-CDMA)、W1-Fi'? (德克薩斯州，W1-Fi奧斯汀聯(lián)盟的注冊商標(biāo))、LTE(長期演進(jìn))。無線服務(wù)聚合的當(dāng)前需求正在驅(qū)動多標(biāo)準(zhǔn)和多頻帶收發(fā)器的開發(fā)，所述無線服務(wù)聚合使得用戶可以從同一無線設(shè)備訪問不同標(biāo)準(zhǔn)，所述多標(biāo)準(zhǔn)和多頻帶收發(fā)器能夠在整個無線通信頻譜(大多數(shù)在300MHz到3.6GHz的頻率范圍內(nèi))中發(fā)送/接收無線信號。
[0005]直接轉(zhuǎn)換接收器(DCR)直接將RF (射頻)調(diào)制載波解調(diào)至基帶頻率。這與其中需要初始轉(zhuǎn)換至中間頻率(IF)的標(biāo)準(zhǔn)超外差接收器形成對比。僅執(zhí)行單個頻率轉(zhuǎn)換的簡單性降低了基礎(chǔ)電路復(fù)雜性，因而對于滿足其中需要高密度集成電路(IC)的多頻帶/多標(biāo)準(zhǔn)要求而言是優(yōu)選的。
[0006]然而，面對實施DCR的主要挑戰(zhàn)之一是直流偏移問題。在標(biāo)準(zhǔn)DCR架構(gòu)中，RF頻帶選擇典型地是在將信號直接下轉(zhuǎn)換至基帶之前在接收路徑中執(zhí)行的唯一濾波。因此，包括接收器自己的本地振蕩器(LO)信號的強(qiáng)附近信號可以將它自己向下混頻到零中頻，稱為自混頻，并且生成在期望頻帶的中心處作為干擾出現(xiàn)的直流電平。該自混頻通常由信號泄漏引起，該信號泄漏由有限隔離襯底和鍵合線耦合導(dǎo)致的。例如，在典型的基于硅的IC中，端口到端口的隔離(諸如混頻器的LO和RF端口之間的隔離)受到低電阻襯底耦合、鍵合線輻射以及電容性和磁性耦合限制。此外，由于LO典型地為強(qiáng)信號，所以它會以充分高的幅度通過這些不希望的路徑而泄露，到達(dá)混頻器RF輸入并且與它自己混頻，由此生成靜態(tài)直流電平。LO信號也可以通過天線輻射，或者受到反射障礙(諸如建筑物或移動車輛)，然后由前端再次捕獲并且生成直流偏移。在衰減和多路徑接收的情況下，接收功率水平可以迅速變化，這導(dǎo)致時變或動態(tài)直流偏移。此外，直流偏移可以由強(qiáng)附近干擾的自混頻或干擾信號與電路生成的二階非線性的相互作用而產(chǎn)生。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0007]本發(fā)明的一個實施例提供一種用于執(zhí)行無線接收器的直流偏移消除的系統(tǒng)，所述無線接收器包括在解調(diào)器與基帶數(shù)字信號處理器(DSP)之間的一個或多個放大級。在操作期間，系統(tǒng)校準(zhǔn)針對至少一個放大級的多個增益設(shè)置的情形下的靜態(tài)直流偏移值，在查找表中存儲校準(zhǔn)的直流偏移值，接收放大級的當(dāng)前增益設(shè)置，基于該當(dāng)前增益設(shè)置從查找表中映射直流偏移值，并且使用映射的直流偏移值消除放大級的靜態(tài)直流偏移。
[0008]在該實施例的變體中，在至少一個放大級的輸入處沒有傳入的射頻信號的情況下，當(dāng)無線接收器通電時執(zhí)行校準(zhǔn)靜態(tài)直流偏移的值。
[0009]在該實施例的變體中，系統(tǒng)接收傳入的射頻信號，并且在存在接收到的射頻信號的情況下，持續(xù)地執(zhí)行動態(tài)直流偏移消除操作。
[0010]在進(jìn)一步的變體中，執(zhí)行動態(tài)直流偏移消除包括形成閉環(huán)，所述閉環(huán)包括與基帶DSP最靠近的一個或多個放大級。
[0011 ] 在該實施例的變體中，校準(zhǔn)靜態(tài)直流偏移的值包括形成使用直流偏移消除電路和至少一個放大級的閉環(huán)。直流偏移消除電路被配置為:接收來自至少一個放大級的輸出，基于從至少一個放大級接收的輸出，生成直流偏移消除信號，以及將生成的直流偏移消除信號饋送到放大級的輸入。
[0012]在進(jìn)一步的變體中，在生成直流偏移消除信號的同時，將直流偏移消除電路進(jìn)一步配置為:確定從至少一個放大級接收到的輸出是否接近零，并且響應(yīng)于不接近零的輸出，更新直流偏移消除信號。
[0013]在該實施例的變體中，無線接收器為直接轉(zhuǎn)換接收器。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0014]圖1呈現(xiàn)了圖示傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)換接收器的架構(gòu)的示圖(現(xiàn)有技術(shù))。
[0015]圖2A呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的具有靜態(tài)直流偏移校準(zhǔn)/消除電路的示例性直接轉(zhuǎn)換接收器的示圖。
[0016]圖2B呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的示例性直流偏移消除電路裝置的示圖。
[0017]圖3呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的初始DCOC校準(zhǔn)的示例性處理的流程圖。
[0018]圖4呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的在增益設(shè)置的情形下校準(zhǔn)放大級的DCOC的示例性處理的流程圖。
[0019]圖5呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的在正常操作條件的情形下的示例性靜態(tài)DCOC處理的流程圖。
[0020]圖6A呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的具有動態(tài)直流偏移校準(zhǔn)電路的示例性直接轉(zhuǎn)換接收器的示圖。
[0021]圖6B呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的示例性動態(tài)直流偏移消除電路的示圖。
[0022]圖7呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的在正常操作條件的情形下的示例性動態(tài)DCOC處理的流程圖。
[0023]在附圖中，相同的參考標(biāo)號指代相同的附圖元件。
【具體實施方式】[0024]呈現(xiàn)以下描述來使得本領(lǐng)域任何技術(shù)人員能夠制作和使用本發(fā)明，并且在具體應(yīng)用和其要求的上下文中提供以下描述。對于所公開的實施例的各種修改對于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言將是容易顯而易見的，并且這里限定的通用原理可以適用于其他實施例和應(yīng)用，而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。因而，本發(fā)明并不限于所示實施例，而是符合與這里公開的原理和特征一致的最廣范圍。
[0025]概述
[0026]本發(fā)明實施例提供一種直流偏移消除的解決方案。更具體而言，在初始直流偏移校準(zhǔn)處理期間，使用包括比較器和數(shù)字邏輯的直流偏移消除(DCOC)電路裝置跟蹤靜態(tài)直流偏移。將校準(zhǔn)結(jié)果存儲在查找表中。在正常操作期間，DCOC控制邏輯在查找表中搜索適當(dāng)值來消除靜態(tài)直流偏移。此外，通過在接收到RF輸入時跟蹤直流偏移并且使用來自接收器基帶DSP的跟蹤結(jié)果設(shè)定適當(dāng)動態(tài)DCOC值，來消除動態(tài)直流偏移。
[0027]靜態(tài)直流偏移消除
[0028]圖1呈現(xiàn)了圖示常規(guī)直接轉(zhuǎn)換接收器的架構(gòu)的示圖(現(xiàn)有技術(shù))。在圖1中，直接轉(zhuǎn)換接收器100包括帶通濾波器(BPF) 104、放大器106、IQ (同相正交)解調(diào)器108、低通濾波器(LPF)IlO和112、可變增益放大器(VGA)113和115以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)114和116。IQ解調(diào)器108包括混頻器118和120、90° /0°移相器122和本地振蕩器(LO) 124。
[0029]在操作期間，通過BPF104和低噪聲放大器(LNA) 106對經(jīng)由天線102接收的傳入的RF信號進(jìn)行濾波和放大。在一個實施例中，BPF104是可調(diào)諧的，并且取決于當(dāng)前活躍的標(biāo)準(zhǔn)(諸如GSM或W-CDMA)，BPF104提供在期望的RF頻帶處的濾波。在一個實施例中，BPF104包括一組BPF，每個BPF對應(yīng)于具體頻帶。取決于該標(biāo)準(zhǔn)，選擇BPF之一來對期望的RF信號進(jìn)行濾波。隨后，通過IQ解調(diào)器108將濾波后的RF信號直接下轉(zhuǎn)換至同相(I)和正交(Q)基帶信號。應(yīng)注意到，在與期望信號相同的載波頻率處，L0124適用于I和Q混頻器118和120，因而在基帶I和Q輸出端口處生成和頻和差頻。LPFllO和112嚴(yán)重拒絕和頻并且僅允許差頻下的信號(基帶信號)通過。VGAl 13和115或者VGA的各級在ADCl 14和116將I和Q基帶信號轉(zhuǎn)換到數(shù)字域之前放大該I和Q基帶信號。然后將數(shù)字基帶信號發(fā)送到基帶數(shù)字信號處理器(DSP) 126用于進(jìn)一步處理。
[0030]在圖1中，虛線箭頭圖示了可能的LO泄漏路徑。LO信號可以將LNA106的輸出反射回到混頻器118和120的輸入中，或者在惡化的情形下，LO信號可以向回泄漏到LNA106的輸入并且在到達(dá)混頻器118和120之前由LNA106放大。LO泄漏信號然后可以與正常LO信號混頻，因而使得混頻器118和120的輸出包括零頻或直流組分。
[0031]應(yīng)注意到，盡管直流偏移對于直接轉(zhuǎn)換接收器不是唯一的，但是直接轉(zhuǎn)換接收器的基帶模塊的高增益(如VGA的各級提供的那樣，諸如VGA113和115)使得直流偏移問題更嚴(yán)重。更具體而言，基帶模塊中的高且寬變化的增益使得直流偏移的校準(zhǔn)困難，因為在各放大級之后，直流偏移可能太大以至于無法校準(zhǔn)并且它會隨著增益設(shè)置而變化。例如，基帶模塊中的60dB增益可能造成在混頻器118和120的輸出處的200 μ V的直流偏移變?yōu)?00mV的直流信號(不包括由基帶模塊產(chǎn)生的直流偏移)。這樣的大直流電平會容易使得基帶輸出級飽和或者明顯降低ADC分辨率。因此，必需移除或消除DCR中的直流偏移。
[0032]由于DCR中的直流偏移與基帶模塊中的增益設(shè)置緊密相關(guān)，所以可以針對不同增益設(shè)置進(jìn)行校準(zhǔn)，并且每當(dāng)增益改變時可以使用直流偏移校準(zhǔn)結(jié)果來消除直流偏移。直流偏移校準(zhǔn)可以是當(dāng)DCR通電時執(zhí)行的初始化處理的一部分。在一個實施例中，DCR維護(hù)一個列出了所有可能的增益設(shè)置的表，并且當(dāng)DCR通電時針對每個增益設(shè)置校準(zhǔn)直流偏移。圖2A呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明實施例的具有靜態(tài)直流偏移校準(zhǔn)/消除電路的示例性直接轉(zhuǎn)換接收器的示圖。
[0033]應(yīng)注意，為簡便起見，在圖2A中未示出特定標(biāo)準(zhǔn)的接收器組件，諸如天線、基帶DSP,LO以及移相器。在圖2A中，DCR200包括LNA202以及用于IQ解調(diào)的I和Q信號分支。每個分支包括混頻器(諸如混頻器204)、LPF (諸如LPF206)、多個放大和DCOC模塊(諸如模塊208、210和212)以及ADC (諸如ADC214)。每個放大和DCOC模塊包括加法器、可變增益放大器(VGA)和DCOC電路裝置。例如，放大和DCOC模塊208包括加法器218、VGA220和DCOC電路裝置222。盡管圖2A中的示例性接收器200包括三個放大和DCOC模塊，但應(yīng)注意到，在實踐中接收器200可以包括更多或更少這樣的模塊。
[0034]在操作期間，DCOC電路裝置可以向放大器輸入處的加法器輸出直流信號，因而消除在VGA的輸入處存在的任意潛在的直流偏移。注意，由于任意殘余直流偏移會被VGA放大，所以在一些實施例中，每個放大級耦合到DCOC電路裝置以確保充分的直流偏移消除。在圖2A所示的示例中，混頻器204的輸出首先由LPF206濾波，該LPF206拒絕較高頻信號(諸如加頻信號)并且僅允許較低頻信號(諸如差頻的基帶信號和直流偏移信號)通過。作為結(jié)果，除了期望的基帶信號外，在加法器218的輸入處，直流偏移將顯示上升?？梢詾檎蜇?fù)直流信號的DCOC電路裝置222的輸出也輸入到加法器218。理想地，DCOC電路裝置222的直流輸出完全消除VGA220的輸入處的任意直流偏移。在實踐中，可能存在殘余直流信號，該殘余直流信號被VGA220放大并且到達(dá)下一放大級。因而,在每個放大級處的DCOC可以顯著降低整個直流偏移。為了實現(xiàn)良好或接近良好的直流偏移消除，每個DCOC電路裝置需要輸出適當(dāng)電平的直流信號。在一個實施例中，針對每個增益設(shè)置對DCOC電路裝置的輸出進(jìn)行預(yù)校準(zhǔn)，并且在沒有RF輸入信號的情況下，當(dāng)接收器通電時通常執(zhí)行這樣的校準(zhǔn)處理。換言之，當(dāng)LNA202不具有RF輸入時執(zhí)行這樣的校準(zhǔn)處理。
[0035]圖2B呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明實施例的示例性直流偏移消除電路。DCOC電路裝置222包括LPF242、比較器244、數(shù)字邏輯(諸如直流偏移估計邏輯)246和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)248。如圖2B所示，LPF242從VGA的輸出接收輸入。盡管在校準(zhǔn)模式中進(jìn)行操作，但不存在RF輸入，并且VGA的輸出包括放大的直流偏移和其它噪聲。LPF242過濾掉其它高頻噪聲，并且允許放大的直流偏移(以及特定低頻噪聲)來到達(dá)比較器244的輸入，該比較器244將放大的直流偏移與零偏置或接地電平信號進(jìn)行比較。在一個實施例中，比較器244為模擬電壓比較器或閾值器，并且具有單個比特輸出。如果LPF242的輸出在接地電平以上，則t匕較器244輸出“I” ；否則比較器244輸出“O”。比較器244的輸出發(fā)送給數(shù)字邏輯246，該數(shù)字邏輯246相應(yīng)地調(diào)整其直流偏移消除估計。應(yīng)注意到，由數(shù)字邏輯246維持的直流偏移消除估計是數(shù)字形式，并且DAC248負(fù)責(zé)在將模擬直流信號饋送給在VGA前面的加法器之前將直流偏移估計的數(shù)字值轉(zhuǎn)換成模擬直流信號。
[0036]注意，比較器244的輸出指示在VGA輸入處是否存在直流偏移或直流偏移量。例如，如果比較器244的輸出為“1”，則它意味著VGA輸出并且因而VGA輸入高于接地電平。換言之，DCOC電路裝置222的電流輸出和直流偏移之和為正。為了消除直流偏移，DCOC電路裝置222的電流輸出需要在降低DCOC電路裝置222的輸出和直流偏移之和的方向上調(diào)整。因此，數(shù)字邏輯246相應(yīng)地更新DCOC估計的數(shù)字值。在更新DCOC估計的數(shù)字值之后，DAC248將更新后的數(shù)字值轉(zhuǎn)換成模擬直流信號，該模擬直流信號再次饋送給加法器218以與直流偏移組合。然后組合信號通過VGA放大并且在比較器244處與接地電平信號比較。如果比較器244的輸出保持正，意味著對DCOC估計的調(diào)整不充分，則數(shù)字邏輯246需要在相同方向上調(diào)整DCOC估計值。另一方面，如果比較244的電流輸出為“0”，則暗示著數(shù)字邏輯246在其DCOC估計的調(diào)整中過度(overshoot)，造成直流偏移與調(diào)整后的DCOC輸出之和為負(fù)。為了校正該過度，數(shù)字邏輯246現(xiàn)在需要在相反方向上調(diào)整DCOC估計值。該處理迭代直到VGA的濾波輸出的輸出接近零，意味著已經(jīng)消除VGA輸入處的直流偏移。
[0037]注意，由于諸如熱噪聲之類的隨機(jī)噪聲的存在，所以VGA的輸入(以及因而VGA的濾波輸出)通常波動，因而導(dǎo)致比較器244的輸出不確定。即使在接近良好的DCOC下，其中DC偏移和DCOC輸出之和接近零，比較器244的輸出也仍然可以在“I”和“O”之間波動。因此，在確定VGA的輸出是否高于或低于接地電平時，單一比較輸出是不夠的。在一個實施例中，使用靜態(tài)方法來確定當(dāng)前DCOC輸出是否充分消除直流偏移。為此，對于每個DCOC估計，在比較器244處進(jìn)行多次比較，并且使用計數(shù)器(在圖2B中未示出)來對比較器244輸出的“I”和“O”的數(shù)目進(jìn)行計數(shù)。如果“O”比“I”多，則VGA輸出最可能低于接地電平；如果在“ I ”和“O”之間均分，則VGA輸出幾乎處于接地電平。在一個實施例中，數(shù)字邏輯246包括控制邏輯，該控制邏輯被配置為將每個DCOC輸出電平維持預(yù)定時間段，周期性地讀取預(yù)定時間段內(nèi)的比較器244的輸出，并且基于比較器244輸出的“ I ”和“O”的數(shù)目決定對是否更新DCOC估計值作出決定。例如，數(shù)字邏輯246可以將DCOC輸出電平維持一秒，在一秒時間段期間周期性地讀取比較器244的輸出10次，并且計數(shù)10次讀取中多少次“I”和“O”。如果存在更多“ I ”或更多“0”，則數(shù)字邏輯246調(diào)整直流估計值，并且因而調(diào)整DCOC輸出電平，并且開始用于讀取比較器244的輸出的新的一秒循環(huán)。該處理重復(fù)它自己，直到數(shù)字邏輯246基于在比較器244輸出的“I”和“O”的數(shù)目之間均分而確定VGA輸出接近零。在進(jìn)一步的實施例中，數(shù)字邏輯246可以確定VGA輸出是否在誤差冗余內(nèi)接近零。在其中比較器244的輸出被讀取10次的上述示例中，數(shù)字邏輯246可以確定在“I”和“O”之間的6/4分足夠靠近均分，并且一旦實現(xiàn)6/4分，就停止更新DCOC估計。注意，可以通過LPF242的建立時間來確定用于獲得比較器輸出的多次讀取的預(yù)定時間段。建立時間越長，DCOC輸出保持在特定電平并且比較器244的輸出被多次讀取的時間段越長。
[0038]一旦數(shù)字邏輯246確定VGA輸出接近零，它就保存當(dāng)前DCOC估計值，該當(dāng)前DCOC估計值是校準(zhǔn)后的當(dāng)前增益設(shè)置的DCOC值，當(dāng)前增益設(shè)置可以包括每個放大級處的增益量。注意，對于級聯(lián)的放大和DCOC級，如圖2A所示的示例中那樣，依次執(zhí)行DCOC校準(zhǔn)。在每個增益設(shè)置的情形下，系統(tǒng)首先校準(zhǔn)最前面的放大和DCOC級的DC0C，然后一個接一個地校準(zhǔn)后面的級。在圖2A所示的示例中，系統(tǒng)首先通過確保VGA220的輸出接近O來執(zhí)行模塊208的DCOC校準(zhǔn)。接下來，系統(tǒng)校準(zhǔn)下一放大和DCOC模塊210。一旦完成模塊210的校準(zhǔn)，系統(tǒng)校準(zhǔn)最后的放大和DCOC級，模塊212，因而完成當(dāng)前增益設(shè)置的DCOC校準(zhǔn)。為了校準(zhǔn)接收器增益表提供的所有可能的增益設(shè)置的DC0C，系統(tǒng)針對每個增益設(shè)置執(zhí)行該校準(zhǔn)處理，并將校準(zhǔn)結(jié)果存儲在DCOC查找表(LUT)中。注意，DCOC LUT中的典型條目可以包括增益設(shè)置(其列出每個放大級處的增益)和針對該增益設(shè)置的每個放大級處的校準(zhǔn)后的DCOC值(數(shù)字域中)。[0039]圖3呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的初始DCOC校準(zhǔn)的示例性處理的流程圖。當(dāng)接收器通電時，系統(tǒng)進(jìn)入校準(zhǔn)模式(操作302)。在校準(zhǔn)模式中時，系統(tǒng)基于接收器維持的增益表來選擇和設(shè)置當(dāng)前增益設(shè)置(操作304)。在一個實施例中，當(dāng)校準(zhǔn)第一次開始時系統(tǒng)選擇和設(shè)置增益為最小值。增益設(shè)置指定每個放大級處的增益或操作電流。在當(dāng)前增益設(shè)置下，系統(tǒng)執(zhí)行放大級的DCOC校準(zhǔn)(操作306)，并且確定該放大級是否是ADC之前的最后放大級，ADC將接收到的信號從模擬域轉(zhuǎn)換成數(shù)字域(操作308)。如果校準(zhǔn)的放大級不是最后放大級，則系統(tǒng)通過返回到操作306來對下一放大級執(zhí)行DCOC校準(zhǔn)。然而，如果校準(zhǔn)的放大級是最后放大級，則系統(tǒng)生成查找表中的條目，指明該DCOC校準(zhǔn)產(chǎn)生的當(dāng)前增益設(shè)置(操作310)，并且確定是否針對增益表中的所有增益設(shè)置執(zhí)行了校準(zhǔn)(操作312)。如果是，則系統(tǒng)退出校準(zhǔn)模式(操作314)。如果不是，則系統(tǒng)通過使用增益表中的下一條目來選擇和設(shè)置所有放大器的增益，從而返回到操作304 (操作304)。
[0040]圖4呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的在增益設(shè)置下校準(zhǔn)放大級的DCOC的示例性處理。當(dāng)執(zhí)行DCOC時，VGA的增益設(shè)置在特定電平處(操作402)。在VGA的輸入處，DCOC電路裝置的輸出添加到原始VGA輸入(操作404)。注意，原始VGA輸入指代來自上一級的VGA輸入信號，上一級可以是濾波器或放大器輸出。在一個實施例中，DCOC電路裝置包括數(shù)字控制邏輯和ADC，該數(shù)字控制邏輯輸出數(shù)字DCOC估計值，并且ADC將數(shù)字值轉(zhuǎn)換成模擬直流信號，該模擬直流信號作為DCOC電路裝置的輸出。原始VGA輸入和DCOC輸出之和然后由VGA放大(操作406)。VGA輸出然后被濾波和發(fā)送到比較器(操作408)。然后系統(tǒng)基于比較器輸出確定當(dāng)前VGA輸出是否接近零(操作410 )。注意，濾波后的VGA輸出是直流偏移的直接指示。濾波后的VGA輸出越大，直流偏移越大，反之亦然。在一個實施例中，t匕較器為閾值器，并且VGA輸出與接地電平相比較。在進(jìn)一步的實施例中，系統(tǒng)在預(yù)定時間段內(nèi)多次讀取比較器的輸出，并且對“I”和“O”的數(shù)目進(jìn)行計數(shù)。在替代實施例中，比較器可以輸出多個比特，該多個比特指示當(dāng)前VGA輸出與接地電平之間的差異。如果系統(tǒng)確定當(dāng)前VGA輸出接近零，則系統(tǒng)保存當(dāng)前的數(shù)字DCOC估計值(操作412)。否則，系統(tǒng)更新DCOC估計值(操作414)，并且將更新后的DCOC估計與原始VGA輸入相加(操作404)。
[0041]一旦完成初始校準(zhǔn)，DCR可以開始正常操作并且接收傳入的RF信號?；诮邮招盘柕膹?qiáng)度和當(dāng)前編碼方案，在每個放大級處調(diào)整增益。一旦確定增益設(shè)置，數(shù)字控制邏輯就搜索DCOC LUT以查找當(dāng)前增益設(shè)置的校準(zhǔn)后的DCOC值。然后使用校準(zhǔn)后的DCOC值來生成可以用來消除靜態(tài)直流偏移的適當(dāng)DCOC輸出。圖5呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的正常操作條件情形下的示例性靜態(tài)DCOC處理的流程圖。在操作期間，系統(tǒng)接收當(dāng)前增益設(shè)置(操作502)，并且在DC0CLUT中搜索對應(yīng)于當(dāng)前增益設(shè)置的DCOC值(操作504)。隨后，將DCOC值施加給DCOC電路裝置中的DAC的輸入以生成適當(dāng)?shù)哪MDCOC輸出(操作506)。注意，在一個實施例中，每個放大級包括DCOC電路裝置。然后將模擬DCOC輸出施加給加法器，該加法器對DCOC輸出與放大器輸入求和(操作508)。然后系統(tǒng)確定是否已經(jīng)改變增益設(shè)置(操作510)。如果不是，則系統(tǒng)等待改變。如果是，則系統(tǒng)接收更新后的增益設(shè)置(操作502)。
[0042]動態(tài)直流偏移消除
[0043]除了可以通過前述靜態(tài)DCOC方案校準(zhǔn)和消除的靜態(tài)直流偏移外，在正常操作條件下，DCR也可以經(jīng)過動態(tài)或時變直流偏移。動態(tài)直流偏移可以包括溫度改變弓丨發(fā)的直流漂移和依賴信號的直流偏移。例如，隨著溫度改變，直流偏移可以漂移而遠(yuǎn)離上一校準(zhǔn)值。此夕卜，靜態(tài)DCOC校準(zhǔn)在沒有傳入的RF信號時完成，并且不考慮各種依賴信號的非線性效應(yīng)，諸如散布于信道的多普勒，在正交頻分復(fù)用(OFDM)編碼情況下這會導(dǎo)致附加的直流偏移。DCOC校準(zhǔn)結(jié)果僅可以用于靜態(tài)直流偏移的消除。需要附加的方案用于動態(tài)直流偏移的消除。
[0044]圖6A呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的具有動態(tài)直流偏移消除電路的示例性直接轉(zhuǎn)換接收器的示圖。在圖6A中，DCR600包括LNA602以及用于IQ解調(diào)的I和Q信號分支。每個分支包括混頻器(諸如混頻器604)、LPF (諸如LPF606)、多個放大級以及ADC (諸如ADC608)。每個放大級包括靜態(tài)DCOC電路裝置，以補(bǔ)償靜態(tài)直流偏移。例如，放大級610包括加法器612、VGA614和DCOC電路裝置616。注意，盡管示例性接收器600包括三個放大級，但在實踐中接收器600可以包括更多或更少這樣的級。如前面的段落中討論的那樣，靜態(tài)DCOC電路裝置使用先前校準(zhǔn)的DCOC值來補(bǔ)償靜態(tài)直流偏移。為了提供動態(tài)DC0C，接收器600的I和Q分支中的每個還包括至少一個動態(tài)DCOC電路，該動態(tài)DCOC電路與一個或多個放大級形成閉環(huán)。例如，動態(tài)DCOC電路618與最后兩個放大級形成閉環(huán)，最后兩個放大級包括放大器620和622。
[0045]注意，由于與靜態(tài)直流偏移相比，動態(tài)直流偏移的幅度特別是在初始放大級(諸如包括VGA614的放大級)處通常較小，所以不必在每個放大級補(bǔ)償動態(tài)直流偏移。在圖6A所示的示例中，最靠前的放大級不是動態(tài)地補(bǔ)償直流偏移。另一方面，在初始放大級放大之后，直流偏移的動態(tài)漂移不再可忽略，并且需要被補(bǔ)償。在一個實施例中，放大器的增益設(shè)置確定哪個級或哪些級需要動態(tài)補(bǔ)償直流偏移。動態(tài)直流偏移補(bǔ)償僅施加于在初始級具有閾值以上的累積增益之后傳入的放大級。在一個實施例中，在最后一個或多個放大級處提供直流偏移的動態(tài)補(bǔ)償。在進(jìn)一步的實施例中，單個動態(tài)DCOC電路裝置可以被配置為針對多個放大級提供DC0C。在圖6A所示的示例中，使用單個動態(tài)DCOC電路裝置來對ADC之前的最后兩個放大級動態(tài)補(bǔ)償直流偏移。例如，動態(tài)DCOC電路裝置618為放大器620和622二者提供動態(tài)直流偏移補(bǔ)償。
[0046]圖6B呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的示例性動態(tài)直流偏移消除電路的示圖。DCOC電路裝置616包括LPF632、比較器634、數(shù)字控制邏輯636和DAC638。如圖6B所示，LPF632從VGA鏈或VGA的輸出接收輸入。動態(tài)DCOC電路裝置616與靜態(tài)DCOC電路裝置222共享許多類似之處。它們的主要區(qū)別包括LPF632 (圖6B所示)和LPF242 (圖6B所示)之間的帶寬差異。由于在存在RF信號(經(jīng)由天線接收并由LNA602放大)的情況下執(zhí)行動態(tài)DC0C，所以噪聲電平更高，因而需要LPF具有更窄的通過頻帶。在一個實施例中，LPF632的通過頻帶可以至少比LPF242的通過頻帶窄十倍。例如，LPF242可以具有30kHz的帶寬，LPF632可以具有3kHz或300Hz的帶寬。這種窄的帶寬可以為LPF632帶來相對較長的設(shè)置時間。由此，需要較長的持續(xù)時間來獲得可以是閾值器的比較器634的輸出的多次讀取。在一個實施例中，數(shù)字控制邏輯636在預(yù)定持續(xù)時間內(nèi)多次讀取比較器634的輸出，并對比較器634輸出的“ I”和“O”的次數(shù)進(jìn)行計數(shù)來判斷是否出現(xiàn)正的或負(fù)的DC偏移?；谠撆袛?，數(shù)字控制邏輯636可以對DCOC估計值進(jìn)行小的調(diào)整，并輸出DCOC估計值至DAC638，所述DAC638將DCOC估計值轉(zhuǎn)換成模擬信號。轉(zhuǎn)換的模擬信號然后被反饋回VGA的數(shù)據(jù)或經(jīng)由加法器的VGA鏈，由此提供了動態(tài)DC偏移補(bǔ)償。在圖6A所示的例子中，動態(tài)DCOC電路裝置618的輸出經(jīng)由加法器624被反饋回放大器620的輸入。注意，這一過程類似于靜態(tài)DCOC校準(zhǔn)。然而，為了確保任何DC偏移補(bǔ)償不會干擾原始RF信號，理想的每次動態(tài)檢測到DC偏移時通過最小步長來調(diào)整DCOC估計值。即使使用多比特比較器時，也可以測量DC偏移的量，數(shù)字控制邏輯636不使用完全量的測量來調(diào)節(jié)DCOC估計值。作為替代，數(shù)字控制邏輯636通過進(jìn)行小的調(diào)節(jié)來微調(diào)DCOC估計值以避免可能對接收到的無線信號的干擾，所述小的調(diào)節(jié)可以是測量量的一部分。因此，可能需要多次迭代來完全補(bǔ)償檢測的DC偏移。注意，由于溫度漂移的緩慢特性，溫度變化導(dǎo)致的DC偏移也通常緩慢漂移。因而，使用多次迭代來提供動態(tài)DCOC可以是足夠的。另外注意，與靜態(tài)DCOC電路裝置222不同，其在沒有無線信號的情況下一旦初始校準(zhǔn)完成后就不再更新DCOC輸出，動態(tài)DCOC電路裝置616在出現(xiàn)無線信號的情況下連續(xù)測量DC偏移且在正常接收器操作期間更新其DCOC輸出。
[0047]圖7呈現(xiàn)了圖示根據(jù)本發(fā)明一個實施例的在正常操作條件下的示例性動態(tài)DCOC處理的流程圖。在正常接收器操作期間，接收器中的動態(tài)DCOC電路裝置判斷是否存在DC偏移(操作704)。注意，假設(shè)這里已經(jīng)應(yīng)用了靜態(tài)DC0C。在一個實施例中，窄帶LPF和比較器被用來判斷在VGA或VGA鏈的輸出處是否出現(xiàn)附加的DC偏移(除了靜態(tài)偏移以外)。在又一個實施例中，比較器是閾值器。如果沒有檢測到DC偏移，接收器等待(操作704)。如果檢測到附加DC偏移，判斷或更新DCOC估計值(操作706)。在一個實施例中，為了避免對RF信號的干擾(這可以導(dǎo)致增加的接收信號的誤碼率)，對DCOC估計值的改變被保持的充分小。例如，如果檢測的DC偏移是正的，對DCOC估計值的改變可以是小的負(fù)數(shù)，或略微減少DCOC估計值。在又一個實施例中，對DCOC估計值的改變可以是檢測的DC偏移的一部分。然后，接收器使用更新的DCOC估計值來產(chǎn)生模擬DCOC輸出(操作708)，且將模擬DCOC信號添加到VGA或VGA鏈的輸入(操作710)。隨后，通過判斷是否存在DC偏移處理過程自身重復(fù)(操作704)。在一個實施例中，所述處理周期性地重復(fù)，而基于動態(tài)DCOC補(bǔ)償電路內(nèi)的窄帶LPF濾波器的設(shè)置時間來確定所述周期。注意，動態(tài)DCOC處理在RF信號接收處理中同時執(zhí)行，由此在接收輸入的RF信號同時提供了對動態(tài)DC偏移的連續(xù)補(bǔ)償。
[0048]一般來說，與傳統(tǒng)跟蹤和保持DC偏移補(bǔ)償方案相比，其中在接收時隙期間跟蹤DC偏移而在發(fā)送時隙期間進(jìn)行校正，本發(fā)明實施例提供了連續(xù)DC偏移補(bǔ)償，由此可以應(yīng)用于除了時分多址(TDMA)以外的多種信道訪問方案。
[0049]注意，圖2A-2B以及6A-6B所示的架構(gòu)僅僅是示例性的而不應(yīng)顯示本發(fā)明的范圍。例如，在圖中，使用IQ解調(diào)器來進(jìn)行信號解調(diào)。在實際應(yīng)用中，其它類型的解調(diào)方案也是可以的。
[0050]如上所述，在【具體實施方式】部分描述的方法和處理可以被實施為可以存儲在計算機(jī)可讀存儲介質(zhì)上的代碼或數(shù)據(jù)。當(dāng)計算機(jī)系統(tǒng)讀取或執(zhí)行存儲在計算機(jī)可讀存儲介質(zhì)上的代碼或數(shù)據(jù)時，計算機(jī)系統(tǒng)執(zhí)行被實施為數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)和代碼且存儲在計算機(jī)可讀存儲介質(zhì)內(nèi)的方法和處理。
[0051]此外，以下描述的方法和處理可以被包括在硬件模塊中。例如，硬件模塊可以包括但不限于:專用集成電路(ASIC)芯片、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)和其它已知或?qū)黹_發(fā)的可編程邏輯器件。當(dāng)硬件模塊被激活時，硬件模塊執(zhí)行包括在所述硬件模塊內(nèi)的方法和工藝。
[0052]提供本發(fā)明實施例的上述描述僅為示例和說明。它們并非用來窮舉或限制本發(fā)明。因而，許多改型和變化對本領(lǐng)域技術(shù)人員是明顯的。本發(fā)明的范圍通過所附權(quán)利要求來限定。
【權(quán)利要求】
1.一種用于執(zhí)行無線接收器的直流偏移消除的方法，所述無線接收器包括在解調(diào)器與基帶數(shù)字信號處理器(DSP)之間的一個或多個放大級，所述方法包括: 校準(zhǔn)與至少一個放大級的多個增益設(shè)置相關(guān)聯(lián)的靜態(tài)直流偏移的值； 在查找表中存儲經(jīng)校準(zhǔn)的直流偏移值； 接收所述放大級的當(dāng)前增益設(shè)置； 基于所述當(dāng)前增益設(shè)置，從所述查找表映射直流偏移值；以及 使用所映射的直流偏移值來消除所述放大級的靜態(tài)直流偏移。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中在所述至少一個放大級的輸入處沒有傳入的射頻信號的情況下，當(dāng)所述無線接收器通電時執(zhí)行校準(zhǔn)靜態(tài)直流偏移的值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，進(jìn)一步包括: 接收傳入的射頻信號；以及 在存在接收到的射頻信號的情況下，持續(xù)地執(zhí)行動態(tài)直流偏移消除操作。
4.根據(jù)權(quán)利要求3 所述的方法，其中執(zhí)行所述動態(tài)直流偏移消除包括形成閉環(huán)，所述閉環(huán)包括與所述基帶DSP最靠近的一個或多個放大級。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中校準(zhǔn)所述靜態(tài)直流偏移包括使用直流偏移消除電路和所述至少一個放大級來形成閉環(huán)，其中所述直流偏移消除電路被配置為: 接收來自所述至少一個放大級的輸出； 基于從所述至少一個放大級接收的所述輸出，生成直流偏移消除信號；以及 將所生成的直流偏移消除信號饋送到所述放大級的輸入。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中在生成所述直流偏移消除信號時，所述直流偏移消除電路進(jìn)一步被配置為: 確定從所述至少一個放大級接收到的所述輸出是否接近零；以及 響應(yīng)于所述輸出不接近零，更新所述直流偏移消除信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中所述無線接收器為直接轉(zhuǎn)換接收器。
8.一種無線接收器，包括: 解調(diào)器； 基帶數(shù)字信號處理器(DSP)； 一個或多個放大級，位于所述解調(diào)器與所述基帶DSP之間；以及靜態(tài)直流偏移消除電路，耦合到至少一個放大級，其中所述靜態(tài)直流偏移消除電路被配置為: 校準(zhǔn)與所述至少一個放大級的多個增益設(shè)置相關(guān)聯(lián)的靜態(tài)直流偏移的值； 將經(jīng)校準(zhǔn)的直流偏移值存儲在查找表中； 基于當(dāng)前增益設(shè)置，從所述查找表中映射直流偏移值；以及 使用所映射的直流偏移值來消除所述放大級的靜態(tài)直流偏移。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的無線接收器，其中所述靜態(tài)直流偏移消除電路被配置為在所述至少一個放大級的輸入處沒有傳入的射頻信號的情況下，當(dāng)所述無線接收器通電時校準(zhǔn)所述靜態(tài)直流偏移值。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的無線接收器，進(jìn)一步包括動態(tài)直流偏移消除電路，所述動態(tài)直流偏移消除電路被配置為在存在由所述無線接收器接收到的傳入的射頻信號的情況下持續(xù)地執(zhí)行動態(tài)直流偏移消除操作。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的無線接收器，其中在執(zhí)行動態(tài)直流偏移消除操作時，所述動態(tài)直流偏移消除電路形成閉環(huán)，所述閉環(huán)具有與所述基帶DSP最靠近的一個或多個放大級。
12.根據(jù)權(quán)利要求8所述的無線接收器，其中在校準(zhǔn)所述靜態(tài)直流偏移時，所述靜態(tài)直流偏移消除電路形成具有所述至少一個放大級的閉環(huán)；并且 其中所述直流偏移消除電路進(jìn)一步包括: 接收機(jī)構(gòu)，被配置為接收來自所述至少一個放大級的輸出； 信號生成器，被配置為基于從所述至少一個放大級接收的所述輸出，生成直流偏移消除信號；以及 信號輸出機(jī)構(gòu)，被配置為將所生成的直流偏移消除信號饋送到所述放大級的輸入。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的無線接收器，其中所述直流偏移消除電路進(jìn)一步包括: 確定機(jī)構(gòu)，被配置為確定從所述至少一個放大級接收到的所述輸出是否接近零；以及 信號更新機(jī)構(gòu)，被配置為響應(yīng)于所述輸出不接近零，更新所述直流偏移消除信號。
14.根據(jù)權(quán)利要求8所述的無線接收器，其中所述解調(diào)器為直接轉(zhuǎn)換解調(diào)器。
15.一種直流偏移消除電路，用于消除在放大器處接收到的直流偏移，包括: 低通濾波器(LPF)，耦合到所述放大器的輸出； 比較器，耦合到所述LPF; 數(shù)字邏輯，被配置為: 基于所述比較器的輸出確定所述LPF的輸出是否接近零； 存儲直流偏移估計值；以及 響應(yīng)于確定所述LPF的輸出不接近零，更新所存儲的直流偏移估計值； 直流偏移消除信號生成器，被配置為基于所更新的直流偏移估計值來生成直流偏移消除信號；以及 加法器，被配置為將所述直流偏移消除信號添加到所述放大器的輸入，由此促進(jìn)用于所述放大器的直流偏移消除。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的直流偏移消除電路，其中所述比較器是閾值器，并且其中在確定所述LPF的輸出是否接近零時，所述數(shù)字邏輯被配置為確定所述閾值器的正輸出與負(fù)輸出的比率。
17.根據(jù)權(quán)利要求15所述的直流偏移消除電路，其中所述數(shù)字邏輯進(jìn)一步被配置為響應(yīng)于確定所述L PF的輸出接近零來在查找表中存儲當(dāng)前直流偏移估計值，其中所述當(dāng)前直流偏移估計值在所述查找表中通過所述放大器的當(dāng)前增益設(shè)置來索引。
【文檔編號】H03D3/00GK103840848SQ201310613303
【公開日】2014年6月4日 申請日期:2013年11月27日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月27日
【發(fā)明者】李濤, 王航, 張丙雷, 莫世雄 申請人:美國頻順通訊科技公司