包含微調單元的dc-dc轉換器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一種包含微調單元的DC-DC轉換器。提供了一種新穎的和有用的射頻(RF)前端模塊(FEM)電路，其提供高線性度和功率效率并符合現(xiàn)代無線通信標準(諸如802.11WLAN、3G和4G蜂窩標準、藍牙，ZigBee等)的要求。所述FEM電路的配置允許使用常見的、相對低成本的半導體制造技術，如標準CMOS工藝。所述FEM電路包括含有一個或多個子放大器的功率放大器，所述子放大器具有高和低功率電路并且其輸出被合成以產(chǎn)生總的所需的功率增益。具有被布置為新穎配置的初級和次級繞組的集成多抽頭變壓器提供高效的功率合成并將由各子放大器生成的功率傳輸?shù)教炀€。
【專利說明】包含微調單元的DC-DC轉換器
[0001]優(yōu)先權申請的引用
[0002]本申請要求下列的優(yōu)先權:2012年9月23日提交的序列號N0.61/704，510、題為“An Integrated Transformer (集成變壓器)”的美國申請，2012年9月25日提交的序列號 N0.61/705，150、題為 “A Method and System for Noise Reduction in WirelessCommunication(用于無線通信中降噪的方法和系統(tǒng))”的美國申請，2012年10月30日提交的序列號 N0.61/720，001、題為 “System and Method for Radio Frequency SignalAmplifiCation(射頻信號放大的系統(tǒng)和方法)”的美國申請，2012年11月15日提交的序列號 N0.61/726，699、題為 “DC DC Converter with Fast Output Voltage Transitions (具有快速輸出電壓轉換的DC-DC變壓器)”的美國申請，2012年11月15日提交的序列號 N0.61/726，717、題為“High-Efficiency Envelop Tracking Method and SystemUtilizing DC-DC Converter With Fast Output Voltage Transitions (利用具有快速輸出電壓轉換的DC-DC變壓器的高效包絡跟蹤方法和系統(tǒng))”的美國申請，2012年11月16日提交的序列號為 N0.61/727，120、題為 “A Method and Device for Self Aligned PA andLNA VSffR Out/In Improvement, Dynamically Adjust to Antenna(用于自對準 PA 和 LNAVSWR輸出/輸入改進、動態(tài)調整天線的方法和設備)”的美國申請，2012年11月16日提交的序列號 N0.61/727，121、題為 “A Method and Device for Self Aligned LinearityDriven LNA Improvement (自對準線性驅動LNA改進的方法和裝置)”的美國申請,其所有內容在此引入作為參考。
【技術領域】
[0003]本發(fā)明涉及射頻(RF)電路，更具體地，涉及具有高線性度和高效率功率放大器的RF前端模塊(FEM)電路。
【背景技術】
[0004]目前，無線通信系統(tǒng)在涉及從一點到另一點的信息傳輸?shù)脑S多場景中找到應用，并且存在適于滿足每個場景的特定需要的廣泛形態(tài)。這些系統(tǒng)包括用于遠距離語音通信的蜂窩電話和雙向無線電，以及用于計算機系統(tǒng)的短程數(shù)據(jù)網(wǎng)絡等等。一般來說，無線通信涉及進行調制以表示數(shù)據(jù)的射頻(RF)載波信號以及符合一組標準的信號的調制、發(fā)送、接收和解調。對于無線數(shù)據(jù)網(wǎng)絡，示例性標準包括無線LAN(IEEE802.11)、藍牙(IEEE802.15.1)以及ZigBee (IEEE802.15.4)，它們通常是時域雙工系統(tǒng)，其中在時分通信信道上仿真雙向鏈路。
[0005]無線通信系統(tǒng)的一個基本組成部分是包括發(fā)射器和接收器電路的收發(fā)器。具有數(shù)字基帶子系統(tǒng)的收發(fā)器將數(shù)字數(shù)據(jù)編碼到基帶信號并且將基帶信號與RF載波信號一起調制。用于WLAN的調制包括正交頻分復用(OFDM)、正交相移鍵控(QPSK)和正交振幅調制(16QAM、64QAM);用于WLAN的調制包括GFSK和4/8-DQPSK ；以及用于Zigbee的調制包括BPSK 和 OQPSK (或 MSK)。[0006]從天線收到信號后，該收發(fā)器將RF信號下變頻，解調基帶信號并且將由基帶信號所表示的數(shù)字數(shù)據(jù)進行解碼。連接到收發(fā)器的天線將電信號轉換成電磁波并且反之亦然。根據(jù)具體的配置，所述收發(fā)器可以包括專用發(fā)送(TX)線和專用接收(RX)線或者收發(fā)器可以具有組合的發(fā)送/接收線。在單獨的TX和RX線的情況下，發(fā)送線和接收線通常結合到單個天線，尤其是對于低成本和/或小尺寸的應用。
[0007]在收發(fā)器和天線之間的電路通常稱為前端模塊(FEM)。該FEM包括RF功率放大器(PA)，其通過放大諸如蜂窩電話手機之類的無線設備中的較弱的輸入信號來生成輸出發(fā)送信號。許多這些通信沒備被配置為工作在用于不同通信系統(tǒng)的不同頻帶中。例如，第三代(3G)蜂窩通信系統(tǒng)、4G蜂窩(LTE)系統(tǒng)、802.1lWLAN系統(tǒng)等等。
[0008]因此，希望有一種前端模塊，其能夠滿足現(xiàn)代無線標準(如802.11、3G和4G蜂窩系統(tǒng))的性能要求，同時降低制造復雜性、尺寸和成本。
【發(fā)明內容】
[0009]本發(fā)明是一種新穎的和有用的射頻(RF)前端模塊(FEM)電路，其提供高線性度和功率效率，并滿足現(xiàn)代無線通信標準(例如802.11WLAN、3G和4G蜂窩標準、藍牙、ZigBee等)的要求。FEM電路的配置允許使用常見的、相對低成本的半導體制造技術，如標準CMOS工藝。所述FEM電路包括雙模功率放大器，其包括一個或者多個子放大器，將這些子放大器的輸出相合成以產(chǎn)生總的所需的功率增益。具有以新穎的配置而布置的初級和次級繞組的多抽頭變壓器提供了高效的功率合成并將單獨子放大器所生成的功率傳送給天線。
[0010]因此，根據(jù)本發(fā)明，提供了一種DC-DC轉換器，包括:開關電路，其耦合到DC電壓源并可操作以根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值；反饋電路，其耦合到所述開關電路并可操作以生成用于所述開關電路的驅動信號；以及微調單元，其包含微調電容器，所述微調電容器耦合到所述輸出電容器并可操作以根據(jù)微調控制信號而與所述輸出電容器串聯(lián)，從而基本瞬時地增加所述輸出電壓。
[0011]根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種DC-DC轉換器，包括:開關電路，其耦合到DC電壓源并可操作以根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值；反饋電路，其耦合到所述開關電路并可操作以生成用于所述開關電路的驅動信號；微調單元，其耦合到所述輸出電容器，所述微調單元包括:第一開關，其將所述輸出電容器接地；微調緩沖器，其可操作以將微調電容器充電至微調電平；第二開關，其將所述微調電容器串聯(lián)到所述輸出電容器；以及微調控制邏輯，其可操作以根據(jù)微調控制命令而控制所述第一開關和所述第二開關。
[0012]根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種DC-DC轉換器，包括:開關電路，其耦合到DC電壓源并可操作以根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值；反饋電路，其耦合到所述開關電路并可操作以生成用于所述開關電路的驅動信號；以及多個微調單元，每個微調單元包含微調電容器，所述微調電容器適于被充電至預定微調電壓并根據(jù)微調命令與所述輸出電容器串聯(lián)，從而基本上瞬時地增加所述輸出電壓。
[0013]根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種在DC-DC轉換器中使用的方法，所述方法包括:提供耦合到DC電壓源的開關電路，以便根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值；提供耦合到所述開關電路的反饋電路，以便生成用于所述開關電路的驅動信號；將微調電容器充電至微調電壓；以及響應于上微調命令，將所述微調電容器串聯(lián)到所述輸出電容器，從而基本上瞬時地增加所述輸出電壓。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0014]這里參考附圖僅通過舉例的方式對本發(fā)明加以描述，在附圖中:
[0015]圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的示例雙頻段多芯片前端模塊(FEM)的框圖；
[0016]圖2是示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的示例單芯片F(xiàn)EM電路的框圖；
[0017]圖3是示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的示例DC-DC轉換器的框圖；
[0018]圖4是示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的FEM電路的示例RX路徑部分的框圖；
[0019]圖5是示出了 FEM電路的第一示例TX路徑部分的框圖；
[0020]圖6是示出了 FEM電路的第二示例TX路徑部分的框圖；
[0021]圖7是示出了 FEM電路的第三示例TX路徑部分的框圖；
[0022]圖8是示出了 FEM電路的第四示例TX路徑部分的框圖；
[0023]圖9是示出了 FEM電路的第五示例TX路徑部分的框圖；
[0024]圖10是示出了 FEM電路的第六示例TX路徑部分的框圖；
[0025]圖11是更詳細的示出了功率放大器電路的低和高部分的框圖；
[0026]圖12A是示出了第一示例差分PA電路的示意圖；
[0027]圖12B是更詳細的示出了具有變壓器連接的第一示例差分PA電路的示意圖；
[0028]圖13A是示出了第二示例差分PA電路的示意圖；
[0029]圖13B是更詳細的示出了具有變壓器連接的第二示例差分PA電路的示意圖；
[0030]圖14是示出了第三示例差分PA電路的示意圖；
[0031]圖15是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第一示例集成變壓器的布局圖；
[0032]圖16是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第二示例集成變壓器的布局圖；
[0033]圖17是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第三示例集成變壓器的布局圖；
[0034]圖18是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第四示例集成變壓器的布局圖；
[0035]圖19A是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第五示例集成變壓器的布局圖；
[0036]圖19B是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第六示例集成變壓器的布局圖；
[0037]圖19C是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第七示例集成變壓器的布局圖；
[0038]圖20是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第八示例集成變壓器的布局圖；
[0039]圖21是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第九示例集成變壓器的布局圖；
[0040]圖22是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十示例集成變壓器的布局圖；
[0041]圖23是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十一示例集成變壓器的布局圖；
[0042]圖24是示出了 FEM電路的第七示例TX路徑部分的框圖；
[0043]圖25是示出了 FEM電路的第八示例TX路徑部分的框圖；
[0044]圖26A是示出了本發(fā)明的示例DC-DC轉換器的高級系統(tǒng)框圖；
[0045]圖26B是示出了本發(fā)明的示例同步DC-DC降壓轉換器的高級框圖；
[0046]圖27是示出了本發(fā)明的包含微調單元的示例DC-DC轉換器的框圖；
[0047]圖28是示出了 DC-DC轉換器電路的輸出電壓的圖；
[0048]圖29是示出了 DC-DC轉換器電路的輸出電壓的上升沿的圖；[0049]圖30是示出了 DC-DC轉換器電路的輸出電壓的下降沿的圖；
[0050]圖31是示出了 FEM電路的第九示例TX路徑部分的框圖；
[0051]圖32是示出了本發(fā)明的包含多個微調單元的示例DC-DC轉換器的框圖；
[0052]圖33是示出了用于RF輸入的DC-DC轉換電路的輸出電壓的圖；
[0053]圖34是更詳細示出了用于RF輸入的DC-DC轉換電路的輸出電壓的圖；
[0054]圖35是示出了第一示例TX/RX開關的示意圖；
[0055]圖36是示出了第二示例TX/RX開關的示意圖；
[0056]圖37是示出了示例天線RF開關的示意圖；
[0057]圖38是示出了取決于輸出功率的功率附加效率(PAE)的曲線圖；
[0058]圖39是示出了取決于輸入功率的輸出功率的曲線圖；
[0059]圖40是示出了功率放大器電路的AM2AM和AM2PM響應的曲線圖；
[0060]圖41是示出了本發(fā)明的功率放大器電路所實現(xiàn)的線性化的曲線圖；
[0061]圖42是示出了功率放大器退避工作區(qū)域之前和之后的RF信號的曲線圖；
[0062]圖43是示出了用于QAM64的功率放大器的頻譜的曲線圖；
[0063]圖44是示出了用于QAM64的動態(tài)退避之前和之后的時域RF OFDM信號的曲線圖；
[0064]圖45是示出了用于QAM64的接收和發(fā)送星座圖的曲線圖；
[0065]圖46是示出了用于QAM256的功率放大器的頻譜的曲線圖；
[0066]圖47是示出了用于QAM256的動態(tài)退避之前和之后的時域RF OFDM信號的曲線圖；
[0067]圖48是示出了用于QAM256的接收和發(fā)送星座圖的曲線圖；以及
[0068]圖49是示出了包含本發(fā)明的FEM電路的示例無線設備的高級框圖。
【具體實施方式】
[0069]諸如收發(fā)器的RF電路通常被制造為集成電路，因為微型器件天寸和更低的成本，所述集成電路通常使用互補金屬氧化物半導體(CMOS)技術。小尺寸CMOS器件降低電流汲取并要求更低的電池電壓，從而適合于具有大量功耗限制的便攜式應用。無線通信鏈路必須是可靠的并且在寬距離上具有高數(shù)據(jù)吞吐量，這在天線輸出端需要更高的功率水平。例如，上述的無線LAN和Bluetooth通常要求為20dBm(即IOOmW)或更多的功率水平。
[0070]但是，更高的功率輸出要求RF電路中更高的電流和電壓水平。目前許多CMOS器件采用0.18微米工藝生產(chǎn)，先進系統(tǒng)利用130納米、90納米、65納米和45納米工藝。由于集成電路中的半導體器件的降低的擊穿電壓，所得到的集成電路工作電壓在1.8V至低于1.2V的范圍內。特別是對于在OFDM、QPSK, QAM等情況中具有包絡變化的信號，很難達到
1.8V的+20dBm的功率水平。增加功率要求通常會導致效率下降，這是因為更大比例的功率被損失為熱量，隨后電池壽命縮短。此外，對于具有增加電流的相同的功率水平，阻抗被降低了?？紤]到多數(shù)RF電路被設計成具有500hm阻抗，由于增加的功率損耗，用于被降低的阻抗的匹配電路的設計也是有問題的。
[0071]用于蜂窩、WLAN、Bluetooth、ZigBee等的傳統(tǒng)收發(fā)器通常不會生成足夠的功率或不具有足夠的RX靈敏度，而在很多情況下可靠的通信需要足夠的RX靈敏度。當前集成電路收發(fā)器器件具有低于OdBm的發(fā)射功率水平，盡管也有一些器件具有10或20dBm的功率水平，但仍然是低于所需的20-25dBm。因此，額外的RF信號的調節(jié)是必要的。
[0072]在收發(fā)器和天線之間的電路通常被稱為前端模塊或FBL所述FEM包括用于增加發(fā)送功率的功率放大器以及提高接收靈敏度的低噪聲放大器(LNA)。還可以包括諸如帶通濾波器的各種濾波器電路，以在天線處提供干凈的發(fā)送信號并且保護接收電路以避免到達天線的外部阻塞信號。所述FEM還包括RF開關，以在接收和發(fā)送功能之間快速切換，并防止發(fā)送和接收之間的轉變過程中的干擾。所述RF開關可以由收發(fā)器的通用輸入/輸出線和/或事先商定的控制協(xié)議控制。所述RF開關被理解為將單個天線連接到低噪聲放大器的輸入端或功率放大器的輸出端的單刀雙擲開關。具有共享的發(fā)送和接收線的收發(fā)器(例如結合藍牙和ZigBee系統(tǒng)所使用的收發(fā)器)通常在功率放大器的輸入端和低噪聲放大器的輸出端處包括第二 RF開關，用于適當控制收發(fā)器端的發(fā)送和接收線。所述第二 RF開關(其增強了 TX/RX隔離)可以由控制所述第一 RF開關的收發(fā)器的同一通用輸入/輸出線控制。所述功率放大器還可由來自收發(fā)器的使能輸出開啟或關閉。所述使能線可改變電壓以控制增益或設置功率放大器偏置電流。
[0073]關聯(lián)的性能、制造和成本問題使得有必要在與功率放大器和低噪聲放大器的襯底不同的襯底上制造RF開關。功率放大器通常在砷化鎵(GaAs)襯底上制造，其提供了高擊穿電壓和可靠性。也可以利用其他的襯底，如硅鍺(SiGe)。此外，功率放大器可以利用異質結雙極型晶體管(HBT)、金屬-半導體場效應晶體管(MESFET)或高電子遷移率晶體管(HEMT)，其中HBT制造成本最低。低噪聲放大器也可以制造在具有HBT晶體管的GaAs襯底上。然而，由于高插入損耗或者低隔離，采用HBT晶體管的RF開關具有較差的性能特性。
[0074]上述問題的一個解決方案包括使用多管芯配置，在該配置中，功率放大器和低噪聲放大器制造在一個使用HBT晶體管的管芯上，而RF開關制造在另一個使用例如HEMT晶體管的管芯上。隨后，兩個管芯被封裝在單個封裝中。相比傳統(tǒng)的硅襯底，與GaAs襯底關聯(lián)的增加的成本以及復雜封裝工藝進一步提升了前端模塊電路的成本。另一種解決方案涉及用于功率放大器、低噪聲放大器和RF開關的復合GaAs襯底，其具有HBT和HEMT晶體管。但是，這種集成電路制造成本較高。備選地，硅襯底可用于低噪聲放大器、功率放大器和RF開關。然而，由于硅襯底的隔離較差，可能使用成本較高的解決方案，例如絕緣體上的硅(SOI)。這些集成電路通常需要負電壓生成器，這導致更大的管芯以用于偏置電路。此外，由用于負電壓生成器的電荷泵發(fā)射的寬頻率范圍上的假信號需要物理隔離，這進一步增加了管芯尺寸。
[0075]本發(fā)明提供了一種FEM電路，解決了上述提出的問題。本發(fā)明FEM電路提供了高線性度和功率效率并且滿足現(xiàn)代無線通信標準(例如802.11WLAN、3G和4G蜂窩標準等)的要求。此外，F(xiàn)EM電路的配置允許使用常見的、相對低成本的半導體制造技術，諸如市面上所提供的CMOS工藝。
[0076]圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的示例雙頻段多芯片前端模決(FEM)的框圖。所述雙頻帶FEM模塊(總體上被標為10)包括四個模塊，其中包括雙工器52、2.4GHz FEM電路模塊40、5GHz FEM電路模塊28和電源管理單元(PMU)模塊12。所述2.4GHz FEM電路28可操作地在2.4GHz ISM頻帶接收和發(fā)送信號，而5GHz FEM電路可操作地在5GHz ISM頻帶接收和發(fā)送信號。每一個所述模塊都可以被構建在單獨的集成電路上，所述單獨的集成電路具有芯片之間的印刷或絲焊連接。備選地，F(xiàn)EM模塊可以包括單個集成電路和/或可以處理單個頻帶。
[0077]雙工器52工作以將一個或多個天線耦合到2.4和5GHz天線端口。PMU12在電路中是可選的，它可以包括以下的部分或全部=DC-DC轉換器24(例如，3.3V)、上電復位電路
20、用于產(chǎn)生時鐘信號的振蕩電路22、偏置電路以及RF功率斜坡上升控制、用于2.4GHz的功率放大器(PA)的DC-DC轉換電路26、用于5GHz PA的DC-DC轉換電路18、時鐘監(jiān)視電路18和控制邏輯14。
[0078]所述2.4GHz FEM電路模決40包括TX/RX開關46、功率放大器電路42、低噪聲放大器(LNA)電路44、控制邏輯48和接口(I/F)邏輯50。所述PA42工作以放大基帶電路輸出的用于通過天線廣播的TX信號。所述LNA44工作以放大從天線接收到的接收信號，并輸出RX信號以便由基帶電路解調和解碼。
[0079]同樣地，所述5GHz FEM電路模塊28包括TX/RX開關34、功率放大器電路30、低噪聲放大器(LNA)電路32、控制邏輯36和接口(I/F)邏輯38。所述PA30工作以放大基帶電路輸出的用于通過天線廣播的TX信號。所述LNA32工作以放大從天線接收到的接收信號，并輸出RX信號以便由基帶電路解調和解碼。
[0080]圖2示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的示例單芯片F(xiàn)EM電路的框圖。單芯片F(xiàn)EM電路(總體上被標為130)包括:PA電路132，用于放大來自基帶電路的TX信號以通過一個或多個天線140廣播；LNA134，用于放大從一個或多個天線接收到的信號并輸出RX信號以便由基帶電路解調和解碼；TX/RX開關136，用于將PA或LNA耦合到天線；可選的天線開關138，用于將TX/RX開關耦合到一個或多個天線140 ;控制邏輯142 ；I/F邏輯144以及DC-DC轉換電路146。
[0081]例如，在采用空間分集的系統(tǒng)中可以使用多個天線140。在MIMO系統(tǒng)中，采用多個天線但每個天線具有與其自己相關的FEM電路，其中，在基帶電路中，通過信號處理進行多個接收信號的合成和多個發(fā)送信號的生成。
[0082]圖3示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的的示例DC-DC轉換器的框圖。所述DC-DC轉換器電路(總體上被標為700)包括同步DC-DC轉換器708、微調控制邏輯704、一個或多個微調單兀706、一個或多個微調電容器710、一個或多個輸出電容器712和一個或多個輸出電感器714。所述DC-DC轉換器電路的功能是根據(jù)輸入到微調控制邏輯的微調控制命令信號而生成輸出電壓。包絡檢測器(圖中未示出)可用于生成微調控制命令，使得所生成的輸出電壓跟蹤RF輸入信號。在下文中更詳細描述所述DC-DC轉換器電路的操作。
[0083]圖4示出了根據(jù)本發(fā)明而構建的FEM電路的示例TX路徑部分的框圖。所述TX路徑電路(總體上被標為150)包括從所述發(fā)射器或收發(fā)器(TRX)接收RF輸入信號的匹配網(wǎng)絡152、可編程延遲154、用于生成RF輸出的PA156、控制邏輯模塊158、包絡檢測器160，170、低通濾波器(LPF) 162，172、功率檢測器164，174以及模數(shù)轉換器(ADC) 166，176。
[0084]在本示例性實施例中，包絡檢測被用于RF輸入以及RF輸出，以優(yōu)化PA的操作。跟蹤所述RF輸入信號并且調整PA的增益和可選的其它參數(shù)(通過控制邏輯模塊158)，以最大限度地提高線性度和減少電路的功率消耗。
[0085]圖5示出了 FEM電路的第一示例TX路徑部分的框圖。所述TX路徑(總體上被標為180)包括可編程延遲182、雙模功率放大器電路184、多抽頭變壓器188、模式/偏置控制198、包絡檢測器190，200、LPF192、ADC194，202以及控制邏輯196。[0086]在本示例性實施例中，使用包絡檢測跟蹤RF輸入和RF輸出信號。生成的包絡信號是用于配置雙模PA184的一個或多個操作參數(shù)，以最大限度地提高線性度、增益等，并最大限度地降低功耗。下文中更詳細描述雙模式PA的操作。在操作中，前饋算法在到功率放大器的輸入端處執(zhí)行包絡檢測。A/D轉換器采樣包絡信號。數(shù)字控制邏輯工作以根據(jù)包絡電平驅動PA偏置控制，從而使能相應的PA晶體管，經(jīng)由多抽頭變壓器合成相應PA晶體管的輸出。可編程延遲工作以補償包絡檢測器和RF信號路徑之間的延遲。前饋算法的使用實現(xiàn)了顯著的效率改善，如在圖41中示出，其中，跡線540表示由圖5的前饋算法執(zhí)行線性化前的功率附加效率(PAE)，跡線542表示線性化后的PAE。
[0087]許多現(xiàn)代的無線標準，例如802.11和特別是802.llac，其所生成的調制造成信號具有比較大的峰均比。考慮例如正交頻分調制(OFDM)，峰均比隨子載波數(shù)目的增加而增加并且大約為201og(子載波數(shù))。例如，采用256個子載波的OFDM調制可以產(chǎn)生10_12dB的峰均比。此外，在每個子載波內，采用256QAM需要相對較好的誤差矢量幅度(EVM)，例如，-32dB。噪聲、失真、假信號、IQ失配以及PLL的相位噪聲、功率放大器的非線性、相鄰信道泄漏比(ACLR)都使EVM降低。因此，對功率放大器和FEM電路的整體線性度要求相對嚴格。此外，期望盡量減少電池的消耗，因此要求FEM的電路具有高效率。
[0088]另外，在一個實施例中，期望使用標準的互補金屬氧化物半導體(CMOS)集成電路技術來構建FEM電路。備選地，所述FEM電路可以使用任何合適的半導體技術，如砷化鎵(GaAs)、硅鍺(SiGe)、銦鎵磷化物(InGaP)、氮化鎵(GaN)等。但是，希望使用CMOS技術是由于較低的成本和復雜性，以及能夠將模擬電路與數(shù)字邏輯集成。
[0089]在一個實施例中，以多個子功率放大器或子放大器186構建所述功率放大器電路184。輸入信號被分路并且被饋送到每個子放大器，其提供了所述功率放大器的總的所需增益的一部分。每個子放大器的輸出被合成以生成RF輸出信號。在一個實施例中，合成器單元包括多抽頭變壓器，將在下文中詳細描述所述多抽頭變壓器的一個例子。
[0090]在操作中，包絡檢測器190讀出RF輸入并且生成信號的包絡表示，然后將其過濾和數(shù)字化，并輸入到控制邏輯電路196。同樣讀出所述RF輸出，并且，生成信號的數(shù)字化包絡表示，并輸入到控制邏輯電路196。子放大器186的偏置被偏置控制電路198所控制，其由來自控制邏輯196的一個或多個控制信號所驅動。所述可編程延遲補償了通過包絡檢測器和數(shù)字化步驟的信號延遲。
[0091]圖6示出了 FEM電路的第二示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上標為210)包括雙模功率放大器218、功率控制器212、DC-DC轉換器214以及作用是讀出RF輸出的輸出功率檢測電路216。
[0092]在本實施例中，功率放大器的增益由功率控制信號控制。響應于功率控制信號和輸出功率水平，功率控制器生成用于DC-DC轉換器的控制信號，其調制功率放大器的電源電壓。依賴于具體實現(xiàn)，所述功率放大器218可以包括一個或多個子放大器。
[0093]圖7示出了 FEM電路的第三示例TX路徑部分的框圖。所述TX路徑(總體上被標為220)包括限制器232、雙模功率放大器234、包絡檢測器222、可編程延遲224、調節(jié)器/緩沖器226、ADC228以及快速DC-DC轉換器230。在操作中，所述電路以極性的方式放大TX信號，其中，分離出振幅的被限制的TX信號被輸入到PA?？刂坪驼{整所述PA的增益以跟蹤初始TX信號的幅度。讀出所述RF輸入并且生成包絡以及由ADC228進行數(shù)字化。快速DC-DC轉換器226驅動調節(jié)器或緩沖器電路226以生成PA234的增益(或電源)。依賴于具體實現(xiàn)，所述功率放大器234可以包括一個或多個子放大器。
[0094]圖8示出了 FEM電路的第四示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上被標為240)包括驅動器電路/緩沖器242、功率分路器244、一個或多個差分子放大器246和功率合成器250。在操作中，RF輸入信號被輸入到驅動器電路，驅動器電路的輸出被輸入到分路器。該分路器工作以提供輸入信號到每個子放大器246。在一個實施例中，分路器包括具有初級繞組和多個次級繞組的多抽頭變壓器248，一個次級用于每個子放大器。每個子放大器可適于處理差分(如圖所示)或單端輸入信號。每個子放大器的差分輸出被耦合到多抽頭合成變壓器252的相應初級繞組。在次級繞組處生成輸出信號，并提供TX路徑電路的RF輸出。需要注意的是，每個繞組抽頭的阻抗適于約為12.50hm,以產(chǎn)生大約500hm的期望RF輸出阻抗。
[0095]在操作中，合成子放大器的各個輸出以生成RF輸出信號。每個子放大器提供功率放大電路的所需總功率的一部分。通過合成器多抽頭變壓器，合成每個子放大器所生成的功率，以生成具有合成的總RF功率的RF輸出信號。
[0096]需要注意的是，差分放大器(或平衡式放大器)是優(yōu)選的，因為它們能夠使得可以應用到均衡負載上的電壓擺幅加倍。這將使輸出功率變成四倍，而不會在晶體管上產(chǎn)生任何額外的應力。因此，利用差分子放大器級而實現(xiàn)高效率的功率放大器。
[0097]在一個實施例中，分路器和合成變壓器都以CMOS制造并與其它模擬和數(shù)字電路集成在同一管芯上。在備選實施例中，變壓器采用其他技術制造，如GaAs、InGaP、GaN等。所述變壓器包括空氣芯并且可能采取任何合適的形狀和配置。將在下文中更詳細的描述集成多抽頭變壓器的多個例子。注意，在一個實施例中，變壓器被構造成相對寬帶，以能夠適合2.4和5.8GHz WLAN信號。備選地，從兩個變壓器和兩個帶通濾波器構建雙工器，一個變壓器和帶通濾波器用于一個頻帶。需要注意的是，本發(fā)明的FEM電路不僅能應用于WLAN信號，也能應用于任何展現(xiàn)高峰均比的調制方案，例如，3G、4G LTE等等。
[0098]圖9示出了 FEM電路的第五示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上被標為
259)包括驅動器/分路器電路241、一個或多個差分子放大器251和功率合成器243。所述驅動器/分路器電路241包括多抽頭變壓器245，其具有初級繞組和兩個次級繞組，一個次級繞組對應于一個差分驅動器247。多抽頭變壓器255包括一對一到二變壓器，每一個都具有與驅動器247相關聯(lián)的初級繞組以及用于兩個子放大器251的次級繞組。合成器243包括多抽頭變壓器253，其具有與每個子放大器251相關聯(lián)的初級繞組以及用于生成RF輸出信號的次級繞組。
[0099]在操作中，RF輸入信號被輸入到驅動器電路241，其將RF輸入信號分路為兩個信號。每一個信號被輸入到驅動器247，驅動器247的輸出進一步被分路為兩個信號。所述分路器工作以提供輸入信號到每個子放大器251。在一個實施例中，分路器包括變壓器245、255以及驅動器電路247。每個子放大器可適于處理差分(如圖所示)或單端輸入信號。每個子放大器的差分輸出被耦合到多抽頭合成變壓器253的相應初級繞組。在次級繞組中生成輸出信號，并提供TX路徑電路的RF輸出。需要注意的是，每個繞組抽頭的阻抗適于約為
12.50hm以產(chǎn)生所需的約500hm的RF輸出阻抗。
[0100]在操作中，從子放大器的各個輸出的合成而生成所述RF輸出信號。每個子放大器貢獻所需的功率放大電路的總功率的一部分。通過所述合成多抽頭變壓器合成每個子放大器所生成的功率，以生成具有合成的總RF功率的RF輸出信號。
[0101]在一個實施例中，分路器和合成變壓器都以CMOS制造，并與其它模擬和數(shù)字電路集成在同一管芯上。在備選實施例中，所述變壓器使用其他的技術制造，例如GaAs、GaN等。所述變壓器包括空氣芯并且可能采取任何合適的形狀和配置。將在下文中更詳細的描述集成多抽頭變壓器的多個例子。
[0102]圖10示出了 FEM電路的第六示例TX路徑部分的框圖。該TX路徑(總體上被標為
260)包括驅動器電路262、功率分路器264、四個雙模子功率放大器266和功率合成器272。在操作中，RF輸入信子被輸入到驅動器電路。然后驅動器的輸出被分路并被饋送到每個子放大器。在本實施例中，子放大器的數(shù)量是4個，但根據(jù)具體的實現(xiàn)也可以使用任意數(shù)量。每個子放大器提供了總的所需增益的一部分。所述子放大器的輸出被合成以生成RF輸出信號。
[0103]在一個實施例中，并行運行并組成功率放大器的一個或多個子功率放大器中的每個子放大器是相同的，包括獨立的高和低放大器。所述高放大器工作在相對大的退避(backoff)(例如12dB),適合于處理大約5%時間內可見的高峰值輸入振幅。在一個實施例中，所述高放大器被實現(xiàn)為C類非線性放大器，其具有適當?shù)钠靡愿咝实胤糯蠓逯笛蕴枴５头糯笃鞴ぷ髟谳^低的退避(例如6dB)，并適于處理大約95%時間內可見的較低的平均輸入振幅。在一個實施例中，所述低放大器被實現(xiàn)為AB類線性放大器，其具有適當?shù)钠靡愿呔€性度地放大平均信號。需要注意的是，在各選實施例中，每個子放大器可以包括兩個以上的放大器并且可以實現(xiàn)為使用AB類和C類之外的放大器，這取決于特定的應用。
[0104]需要注意的是，在每個子放大器中使用獨立的高和低放大器，這將使功率放大器和FEM電路符合現(xiàn)代無線標準(例如802.1lff1-Fi (尤其是802.llac)、LTE、3G、4G等)的嚴格線性度和頻譜效率的要求，這些標準的信號具有較高的峰均比卻又提供相對較高的效率，導致電池消耗最小化。
[0105]圖11更詳細的示出了功率放大器電路的低和高部分的框圖。所述電路(總體上被標為280)代表功率放大電路266(圖10)的一個子放大器。在一個實施例中，四個相同的子放大器被用于生成總的所需功率增益。雖然在備選實施例中，它們可能會不相同。所述電路280包括聞電路路徑和低電路路徑。所述聞路徑包括匹配電路282, 286和聞功率放大器285。所述低路徑包括匹配電路290，294和功率放大器292。功率合成器(例如，多抽頭變壓器)288合成高和低放大器的輸出，以生成一個子放大器的RF輸出。在高和低電路路徑的情況下，多抽頭合成變壓器包括用于組成所述功率放大器的每個子放大器(在此示例性實施例中是4個)的高和低子放大器輸出的抽頭。
[0106]圖40示出了高和低電路路徑的AM2AM和AM2PM性能的曲線圖。軌跡530表示低電路響應，軌跡534表示取決于輸出功率的高電路響應。軌跡526表示合成響應。同樣，軌跡532表示低電路響應，軌跡536表示取決于輸出功率的高電路響應。軌跡528表示合成響應。
[0107]圖12A詳細示出了子放大器電路的第一示例的示意圖。所述子放大器電路(總體上被標為360)工作以放大施加到PA IN+和PA IN-端的差分RF輸入信號。所述電路包括晶體管電流調制拓撲以放大所述RF輸入信號。將子放大器的一個或多個示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的RF輸出信號。子放大器的正側包括電容器362，368，377、電阻器372，374、晶體管364，370，378、低功率偏置電路376、高功率偏置電路366以及具有功率放大器初級繞組384(Lpa)和次級繞組382的變壓器379。同樣，子放大器的負側包括電容器402，398，393、電阻器404，406、晶體管400，396，394、低功率偏置電路390、高功率偏置電路392以及具有功率放大器初級繞組386 (Lpa)和次級繞組388的變壓器380。
[0108]在操作中，正負電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性A/AB類放大器，而正負電路的高功率晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率C類放大器。通過電流合成將子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(370，364和396,400)中合成。圖12B更詳細的示出了到集成變壓器381的子放大器輸出連接。
[0109]圖13A更詳細的示出了子放大器電路的第二示例的示意圖。所述子放大器電路(總體上被標為300)工作以放大施加到PA IN+和PA IN-端的差分RF輸入信號。將子放大器的一個或多個示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的RF輸出信號。
[0110]所述子放大器的正側包括電容器302，317，319，322、電阻器304，329、晶體管318,320和308，324、低功率偏置電路326和高功率偏置電路328、以及具有低初級繞組312 (Llo)，高初級繞組316 (Lhi)和次級繞組314 (PA OUT+)的變壓器310。同樣，子放大器的負側包括電容器330，347，349，352、電阻器332，359、晶體管348，350和334，354、低功率偏置電路356和高功率偏置電路358、以及具有低初級繞組342 (Llo)，高初級繞組346 (Lhi)和次級繞組344 (PA 0UT-)的變壓器340。
[0111]在操作中，正負電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性A/AB類放大器，而正負電路的高功率晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率C類放大器。在本實施例中，通過電流合成將子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(312，316和342，346)中合成。圖13B更詳細的示出了到所述集成變壓器341的子放大器輸出連接。
[0112]在一個實施例中，高和低初級繞組312，316 (342，346)對應于圖16中的高和低初級繞組502，504。次級繞組314(344)對應于圖16中的次級繞組518。
[0113]圖14更詳細的示出了子放大器電路的第三示例的示意圖。該子放大器電路與在圖13中所示的具有低和高功率晶體管路徑的電路是類似的。區(qū)別是增加了平行于低功率晶體管(LP)的第二高功率晶體管(HPl)。
[0114]所述子放大器電路(總體上被標為410)工作以放大施加到PA IN+和PA IN-端的差分輸入信號。將所述子放大器的一個或多個示例的輸出相合成，以生成具有所需總增益的RF輸出信號。
[0115]所述子放大器的正側包括電容器412，416，440，419，433、電阻器415，419，443、晶體管418 (LP)，414 (HPl)，442 (HP2)和420，434、低功率偏置電路417，高功率I偏置電路413和高功率2偏置電路441、以及具有低初級繞組422 (Llo)，高初級繞組426 (Lhi)和次級繞組424 (PA OUT+)的變壓器419。同樣，子放大器的負側包括電容器446，450，454，435，437、電阻器 447，451，455、晶體管 448 (LP)，452 (HPl)，444 (HP2)和 436，438、低功率偏置電路 449，高功率I偏置電路453和高功率2偏置電路445、以及具有低初級繞組432 (Llo)，高初級繞組428 (Lhi)和次級繞組430 (PA 0UT-)的變壓器421。
[0116]在操作中，正負電路的低功率晶體管被偏置，以用作用于平均振幅輸入的線性A/AB類放大器，而正負電路的高功率I和高功率2晶體管被偏置，以用作用于峰值振幅輸入的高效率C類放大器。在本實施例中，子放大器的高和低部分所生成的功率在變壓器電路(422，426和428，432)中被磁性地合成。
[0117]在一個實施例中，高和低初級繞組422，426 (432，428)對應于圖16中的高和低初級繞組502，504。次級繞組424(430)對應于圖16中的次級繞組518。
[0118]本發(fā)明的FEM電路利用基于變壓器的功率合成技術以生成RF輸出信號。基于變壓器的功率合成的使用增加了 FEM的輸出功率能力。功率放大器被分割成多個子放大器(在本例中為4個)，并且提供功率的四分之一的每個子放大器串聯(lián)。取決于采用的特定技術，這可以最大限度地減少或消除任何晶體管應力的問題。每個四分之一(即子放大器)被進一步分為高和低功率部分。較之使用單個晶體管子放大器，這使效率最多增加40%。
[0119]參考圖8和9，初級繞組被獨立子放大器PAl，PA2，PA3，PA4驅動，而次級繞組串聯(lián)連接。傳遞到負載的功率等于每個子放大器的所生成的輸出功率的總和。需要注意的是，一些功率可能消耗在耦合到變壓器的任何匹配網(wǎng)絡中。
[0120]因此，功率合成器不僅有效地疊加了各子放大器的交流電壓，還實現(xiàn)了阻抗變換的功能。由于每個變壓器的次級繞組上承載有相同的電流，因此所述子放大器彼此耦合。因此，由每個子放大器看到的阻抗由其它的子放大器的輸出電壓和輸出阻抗決定。如果子放大器具有相同的輸出阻抗、生成相同的輸出電壓并且變壓器具有相同的匝數(shù)比，則每個子放大器看到的阻抗由每個變壓器的匝數(shù)比和平行級的數(shù)量(在本示例性實施例中是4)決定。
[0121]圖15是示出了用于根據(jù)本發(fā)明的功率放大器的第一示例功率合成集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標為460)包括以二維(2D)四方形排列的四個初級繞組，其中，繞組462耦合到子功率放大器I的輸出，繞組464耦合到子放大器2的輸出，繞組466耦合到子功率放大器3的輸出，繞組468耦合到子功率放大器4的輸出。次級繞組470纏繞在四個初級繞組周圍并被耦合到TX/RX開關。需要注意的是，在本實施例中，磁場是圍繞對稱線461和463而對稱的。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。例如，初級和次級繞組可以在相同或不同的金屬層上實現(xiàn)。
[0122]圖16是示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第二示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標為500)包括四組八角形的初級繞細和一個四方形次級繞組。每一組并聯(lián)的初級繞組包括高回路和低回路，以適應例如在圖12A、12B、13A、13B、14中所示的子放大器的高與低放大器。每一組初級繞組的內繞組來自高放大器并且外繞組來自低放大器。中間繞組是次級繞組，其在初級繞組之間延伸。需要注意的是，分離高和低功率繞組具有的優(yōu)點是提供了更好地控制每個子放大器的相位失真的方法，從而提供功率放大器的總相位失真的改進合成控制。此外，拉伸繞組的外(或內)繞組也用于補償PA子放大器之間的相位失真。使用本文中描述的多種技術可以使FEM達到最大的效率和最低的EVM。
[0123]具體地說，集成的變壓器包括繞組502，504，506，508，510，512，514，516和次級繞組518，其中，繞組504被耦合到子放大器I的低差分輸出，繞組502耦合到子放大器I的高差分輸出；繞組508耦合到子放大器2的低差分輸出，繞組506耦合到子放大器2的高差分輸出；繞組512 I禹合到子放大器3的低差分輸出，繞組510 I禹合到子放大器3的高差分輸出；繞組516 I禹合到子放大器4的低差分輸出，繞組514 I禹合到子放大器4的高差分輸出。需要注意的是，每個變壓器的外初級繞組耦合到子放大器的低輸出而不是內繞組，這是因為外繞組更長且電感更大。長度較短的內繞組耦合到每個子放大器的高功率輸出。次級繞組518纏繞在四對‘ + ’和的初級繞組之間，并且耦合到TX/RX開關。在‘ + ’和初級繞組之間延伸次級繞組可以改進兩者之間的磁耦合。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0124]圖17示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第三示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標為570)包括四組八角形的初級繞組和一個四方形次級繞組。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。這減少了電流擁擠(接近)效應，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。
[0125]具體地說，集成變壓器包括四組繞組，每一組分別與一個差分放大器相關聯(lián)。每組繞組包括平行初級繞組572，574和次級繞組576。所述平行初級繞組耦合到子放大器PA1、PA2、PA3和PA4。平行初級繞組能夠使得變壓器處理更高的電流。次級繞組576通過連接器579纏繞在四個平行的初級繞組之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到的TX/RX開關。在平行的初級繞組之間延伸次級繞組改進了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0126]圖18示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第四示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標為560)包括四組八角形的初級繞組和一個次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的陣列配置。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞細之間延伸。
[0127]具體地說，集成變壓器包括四組繞組，每一細分別與一個差分放大器相關聯(lián)。每組繞組包括平行初級繞組562，564和次級繞組566。平行的初級繞組耦合到子放大器PA1、PA2、PA3和PA4。次級繞組566通過連接器568纏繞在四個平行的初級繞組之間以生成PA的輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。在平行的初級繞組之間延伸次級繞組改進了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0128]在圖19A的電路中，每個變壓器的中心抽頭588被連接到VDD。除了圖19A中的變壓器的中心抽頭588，平行的初級繞組582，584和次級繞組586的工作類似于圖18中的集成變壓器。
[0129]圖19A示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第六示例集成變壓器的布局圖。所述集成變壓器(總體上被標為571)包括以線性行配置的四組繞組，每一組分別與一個差分子放大器相關聯(lián)。每一組繞組包括一對平行的初級繞組581，583和次級繞組585。每一組中的平行的初級繞組耦合到PA1、PA2、PA3和PA4中的一個的子放大器的高和低電路輸出。在每組繞組中，內電感器回路被用于低功率子放大器并且外電感器回路用于高功率子放大器，例如，在圖12A、12B、13A、13B中所示的兩個級聯(lián)放大器。每個變壓器的中心抽頭587被連接到VDD。次級繞組通過連接器被放置在四組平行的初級繞組之間，以生成PA的輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。在平行的初級繞組之間放置次級繞組改進了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0130]圖19C示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第七示例集成變壓器的布局圖。所述集成變壓器(總體上被標為491)包括以線性行配置的四組繞組，每一組分別與一個差分子放大器相關聯(lián)。每一組繞組包括一對平行的初級繞組501，503和次級繞組505。每一組中的平行的初級繞組耦合到PA1、PA2、PA3和PA4中的一個的子放大器的高和低電路輸出。每個變壓器的中心抽頭507連接到VDD。需要注意到是，用于PAl和PA4的繞組長于(即拉伸)PA2和PA3的繞組。這用于補償PA子放大器中產(chǎn)生的相位失配。
[0131]次級繞組通過連接器被放置在四組平行的初級繞組之間，以生成PA的輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。在平行的初級繞組之間放置次級繞組改進了兩者之間的磁耦合并且減輕了上文所述的接近效應。所述變壓器具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需更注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。此配置以及這里所描述的任何集成變壓器的配置可用于上文所述的任何子放大器的配置，即圖12A、12B、13A、13B和14的電路。
[0132]圖20示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第八示例集成變壓器的布局圖。所述變壓器(總體上被標為590)包括分路器594，四個子放大器604以及合成器606。所述分路器包括一個初級繞組600和四組八角形的次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級繞組包括兩個平行的繞組596，598。這增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級繞組，其在平行的次級繞組之間延伸。
[0133]為了盡量減少并補償外部兩個PAl、PA4變壓器和內部兩個PA2、PA3變壓器之間的差所造成的、分路器中的各變壓器之間的任何相位失配，差分輸出在PAl和PA2繞組之間和PA3和PA4繞組之間交叉。
[0134]所述合成器包括四組八角形的初級繞組610，608和一個次級繞組611，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。
[0135]具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器592,其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應差分輸入。初級繞組600纏繞在四組平行的次級繞組之間，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中相應的變壓器。次級繞組611纏繞在四組平行的初級繞組610，608之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。所述分路器和合成器中的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0136]在克服變壓器的任何相位失配的一種替代技術中，調諧電容器被添加到合成器中的每個初級繞組。但是，所述電容器可能是有損的，從而降低功率放大器的功率增益。這樣的電路如圖21所示。電容器的使用可以使變壓器實現(xiàn)更好的跨變壓器繞組的相位補償。它還降低了寄生損耗并且導致較低的相位和放大誤差。
[0137]所述變壓器(總體上被標為620)包括分路器624、四個子放大器634和合成器636。所述分路器包括一個初級繞組630和四組八角形的次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級繞組包括兩個平行的繞組626、628。這增加了變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級繞組，其在平行的次級繞組之間延伸。
[0138]所述合成器包括四組八角形的初級繞組638，640、一個次級繞組642和電容器646，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。
[0139]具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器622,其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應差分輸入。初級繞組630纏繞在四組平行的次級繞組之間，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應變壓器。次級繞組642纏繞在四組平行的初級繞組638、640之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。所述分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0140]在克服變壓器的任何相位失配的另一種替代技術中，使得所述合成器的兩個內部變壓器的初級繞組(即，PA2和PA3繞組)長于兩個外部變壓器的繞組(即，PAl和PA4繞組)。這有效地將兩個內部初級繞組的電感增加到值L+ Λ L，其中L表示兩個外部初級繞組的電感。這使得無需將到差分子放大器的輸入交叉。這樣的電路如圖22所示。需要注意的是，電感增加約20% (即，每側10%)的量AL，對于盡量減少相位失配是有效的。還需要注意的是，當用于圖20中的電路的電容C646變化±20%，PVT的電感L的變化大致為±8%。
[0141]所述變壓器(總體上被標為650)包括分路器654、四個子放大器662和一個合成器663。所述分路器包括一個初級繞組657和四組八角形的次級繞組，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。每組次級繞組包括兩個平行的繞組656、658。這增加了該變壓器的電流處理能力。中間繞組是初級繞組，其在平行的次級繞組之間延伸。
[0142]所述合成器包括四組八角形的初級繞組(664，666)和(674，672)和一個次級繞組668，676，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。如上文所述，對應于ΡΑ2和ΡΑ3的兩組內部繞組有較長的繞組，導致更大的電感L+AL。每一組初級繞組包括兩個平行的繞組。這減少了電流擁擠(接近)效應，因為電流更均勻地分散在次級繞組從而減少損耗。這也增加了所述變壓器的電流處理能力。中間繞組是次級繞組，其在平行的初級繞組之間延伸。
[0143]具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器PA1、PA2、PA3和PA4中的一個相關聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器652,其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應差分輸入。初級繞組657纏繞在四組平行的次級繞組之間，以生成到子放大器的四個信號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應變壓器。次級繞組668、676纏繞在四組平行的初級繞組(664，666)和(674，672)之間以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。所述分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需更注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0144]圖23示出了用于本發(fā)明的功率放大器的第十一示例集成變壓器的布局圖。在該替代實施例中，為了克服變壓器的相位失配，使得合成器的兩個內部變壓器的初級繞組(即PA2和PA3繞組)長于兩個外部變壓器的初級繞組(即PAl和PA4繞組)。這有效地將兩個內部初級繞組的電感增加到值L+ Λ L，其中L表示兩個外部初級繞組的電感。這使得無需將到差分子放大器的輸入交叉。需要注意到是，電感增加約20% (即每側10%)的量Λ L，對于盡量減少相位失配是有效的。還需要注意的是，當用于圖20中的電路的電容C646變化± 20 %，PVT的電感L的變化大致為± 8 %。
[0145]所述變壓器(總體上被標為680)包括分路器690、四個子放大器688和合成器692。該分路器包括一個初級繞組686和四組矩形次級繞組684，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。
[0146]所述合成器包括四組矩形的初級繞組694和一個次級繞組696，它們被布置為連續(xù)的或線性的行陣列配置。如上文所述，對應于ΡΑ2和ΡΑ3的兩組內部繞組有較長的繞組，導致更大的電感L+AL。
[0147]具體地說，分路器和合成器都包括四組繞組，每一組與差分子放大器ΡΑ1、ΡΑ2、ΡΑ3和ΡΑ4中的一個相關聯(lián)。所述RF輸入信號被輸入到緩沖器682,其差分輸出被施加到分路器變壓器的初級繞組。所述分路器的每個變壓器的平行的次級繞組耦合到子放大器的相應差分輸入。初級繞組686環(huán)繞四組次級繞組，以生成到子放大器的四個言號輸入。每個子放大器的輸出被輸入到合成器中的相應的變壓器。次級繞組696環(huán)繞四組初級繞組694以生成PA輸出，所述PA輸出隨后被耦合到TX/RX開關。所述分路器和合成器的變壓器都具有空氣芯并且金屬層的寬度、間距和厚度被配置為在各頻帶(例如，2.4GHz和5GHz)提供足夠的性能并且使輸入和輸出阻抗?jié)M足所需的電感和Q因子。需要注意的是，根據(jù)不同的應用，可以實施變壓器繞組的替代配置。
[0148]在電池操作的無線系統(tǒng)(如移動電話)中，RF功率放大器(PA)通常是最顯著的功率消耗組件。為了最小化功耗，系統(tǒng)級的電源管理方案被設計為在很寬的輸出功率范圍內操作RF PA。當電源電壓固定，在低功率水平的RFPA的效率是非常低的，對平均功耗和電池壽命產(chǎn)生不利影響。為了在寬功率范圍上改善RF PA的總體效率，實施電源電壓的動態(tài)控制。[0149]功率放大器效率(PAE)是現(xiàn)代無線系統(tǒng)的RF設計中的關鍵因素。例如，在蜂窩基站中，功率消耗每年花費運營商數(shù)百萬美元。在智能手機中，由于電池壽命下降和手機變熱，正在更加關注PA的效率。此低效率是由于大多數(shù)最新的更高速度的3G和4G技術使用了諸如在正交頻分復用(OFDM)上的正交幅度調制(QAM)的WCDMA和長期演進(LTE)之類的調制方法。所有這些技術需要本質上效率較低的線性PA。典型的線性RF PA工作在A類或AB類來實現(xiàn)其線性度。最大理論效率為50%，但在實踐中，最高的效率在30%到35%的范圍內。當放大器處于壓縮或在壓縮點附近運行時，最佳地實現(xiàn)這種效率。當輸入信號處于或接近其峰值時發(fā)生壓縮。最新的調制方法中，峰均功率比(PAPR)很高。于是對于多數(shù)傳輸，PA工作在遠低于壓縮點之下，從而提供優(yōu)秀的線性度，而效率平均為20%或更少。這會導致作為熱量耗散的功率增加，由PA汲取的過量電流會導致電池壽命縮短。
[0150]本發(fā)明利用包絡跟蹤解決了這個問題，它以動態(tài)跟蹤RF信號的幅度或包絡的快速變化的DC電源取代了用于PA的傳統(tǒng)固定DC電源。包絡跟蹤(ET)和包絡消除與恢復(EER)是兩種用來實現(xiàn)高效的線性RF功率放大器的技術。如圖24和圖25所示，在這兩種技術中，高效調制后的電源將可變電壓提供給RF功率放大器。
[0151]圖24示出了包含包絡跟蹤的FEM電路的第七示例TX路徑部分的框圖。所述電路(總體上被標為760)包括輸入耦合器762、包絡檢測器764、調制電源766和線性RF功率放大器768。在操作中，通過包絡檢測器生成所述RF輸入信號的包絡并將其輸入到調制后的電源，調制后的電源生成與RF輸入信號的包絡一致的DC電壓輸出VQUT。該電壓輸出用作線性RF PA的電源電壓。需要注意的是，因為功率放大器基于線性拓撲(即ET)，DC-DC轉換器輸出電壓可以直接連接到PA電源電壓，所以功率緩沖器是可選的。
[0152]圖25示出了包括包絡消除和恢復的FEM電路的第八示例TX路徑部分的框圖。所述電路(總體上被標為770)包括輸入耦合器772、包絡檢測器774、調制后的電源776、限制器778和非線性RF功率放大器779。在操作中，包絡檢測器生成RF輸入信號的包絡并將其輸入到調制后的電源，調制后的電源生成與RF輸入信號的包絡一致的DC電壓輸出VQUT。所述限制器生成相位參考信號，相位參考信號被輸入到非線性PA。所述電壓輸出Vtot作為非線性RF PA的電源電壓。需要注意的是，因為所述PA基于非線性的拓撲(即EER)，所以在此電路中使用功率緩沖器不是可選的。
[0153]將在下面描述使用具有非?？斓妮敵鲭妷恨D變的DC-DC轉換器以實現(xiàn)高效率的包絡跟蹤系統(tǒng)的技術。
[0154]圖26A示出了實現(xiàn)通過電源的閉環(huán)RF功率控制的系統(tǒng)框圖。所述電路(總體上被標為950)包括RF功率放大器956、輸出功率檢測器958、功率控制器塊952和DC-DC轉換器954。輸出RF功率通過檢測器958被讀出，并且與功率控制命令信號相比較。響應于讀出的RF功率和命令功率之間的誤差，所述DC-DC轉換器954的微調控制調整輸出電壓(Vout) 0在穩(wěn)態(tài)下，測量的輸出功率理想地等于功率控制命令。在此系統(tǒng)中，相對于其中用于RF PA的電源電壓是恒定的更傳統(tǒng)的實現(xiàn)，整體效率改善取決于DC-DC轉換器，其能夠在很寬的輸出電壓范圍上以及輸出功率水平上保持非常高的效率。在實施用于RF PA的傳統(tǒng)DC-DC轉換器中所面臨的挑戰(zhàn)是需要提供非?？斓妮敵鲭妷恨D變以響應RF PA輸出功率的變化。下面將描述的是一種新的方法，用于在所述DC-DC轉換器中提供非?？焖俚妮敵鲭妷恨D變。[0155]圖26B示出了示例同步DC-DC轉換器的高級系統(tǒng)框圖(降壓(buck)拓撲僅作說明用途，但可使用升壓、正激(feedback)和任何其他DC-DC轉換器配置)。所述電路(總體上被標為720)包括輸入電壓Vin722、開關724，726、開關驅動器736、電感器LJ28、電容器CJ30、電阻器R1、脈沖寬度調制(PWM)生成器734和誤差放大器732。在操作中，使用降壓轉換器從較高的DC輸入電壓(Vin)生成較低的輸出電壓(Vtot)。如果在開關(高側和低側FET)和電感器中的損失均被忽略，則占空比或導通時間占轉換器的總時間的比值可以表示為
【權利要求】
1.一種DC-DC轉換器，包括: 開關電路，其耦合到DC電壓源并可操作以根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值； 反饋電路，其耦合到所述開關電路并可操作以生成用于所述開關電路的驅動信號；以及 微調單元，其包含微調電容器，所述微調電容器耦合到所述輸出電容器并可操作以根據(jù)微調控制信號而與所述輸出電容器串聯(lián)，從而基本瞬時地增加所述輸出電壓。
2.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述開關電路包括選自包含降壓、升壓、正激的組中的同步DC-DC轉換電路。
3.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述反饋電路包括: 誤差放大器，其被配置為基于所述參考信號和所述輸出電壓之間的差而生成誤差信號；以及 PWM比較器，其被配置為根據(jù)所述誤差信號和振蕩器輸入信號而生成PWM信號。
4.根據(jù)權利要求3所述的DC-DC轉換器，其中，所述振蕩器信號包括三角形或鋸齒狀信號。
5.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述微調電容器通常充電至微調電壓，響應于上微調控制信號而將所述微調電壓加到所述輸出電壓上，由于無需對所述輸出電容器和所述微調電容器充電，所述輸出電壓基本上瞬時地轉變。
6.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述微調電容器通常充電至微調電壓，并適于響應于上微調控制信號而與所述輸出電容器串聯(lián)，由于無需對所述輸出電容器和所述微調電容器充電，所述輸出電壓基本上瞬時地轉變。
7.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，響應于上微調控制信號而將所述參考電壓上調預定數(shù)量，以便將所述反饋電路維持在穩(wěn)態(tài)條件。
8.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述微調電容器通常充電至微調電壓，響應于下微調控制信號而從所述輸出電壓減去所述微調電壓。
9.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述微調電容器通常充電至微調電壓，并適于響應于下微調控制信號而與所述輸出電容器斷開連接。
10.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，響應于下微調控制信號而將所述參考電壓下調預定數(shù)量，以便將所述反饋電路維持在穩(wěn)態(tài)條件。
11.根據(jù)權利要求1所述的DC-DC轉換器，其中，所述DC-DC轉換器適于提供電源電壓給所述功率放大器，所述功率放大器被配置為傳輸符合選自包括802.11WLAN、LTE、WiMAX、HDTV、3G蜂窩、4G蜂窩和DECT的組中的無線標準的信號。
12.—種DC-DC轉換器，包括: 開關電路，其耦合到DC電壓源并可操作以根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值； 反饋電路，其耦合到所述開關電路并可操作以生成用于所述開關電路的驅動信號； 微調單元，其耦合到所述輸出電容器，所述微調單元包括: 第一開關，其將所述輸出電容器接地； 微調緩沖器，其可操作以將微調電容器充電至微調電平；第二開關，其將所述微調電容器串聯(lián)到所述輸出電容器；以及 微調控制邏輯，其可操作以根據(jù)微調控制命令而控制所述第一開關和所述第二開關。
13.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，所述開關電路包括選自包含降壓、升壓和正激的組中的同步DC-DC轉換電路。
14.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，所述反饋電路包括: 誤差放大器，其被配置為基于所述參考信號和所述輸出電壓之間的差而生成誤差信號；以及 PWM比較器，其被配置為根據(jù)所述誤差信號和振蕩器輸入信號而生成PWM信號。
15.根據(jù)權利要求14所述的DC-DC轉換器，其中，所述振蕩器信號包括三角形或鋸齒狀信號。
16.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，響應于上微調命令，所述微調控制邏輯可操作以使所述第一開關斷開并使所述第二開關閉合，從而將所述微調電容器上的微調電壓加到所述輸出電壓，由于無需對所述輸出電容器和所述微調電容器充電，所述輸出電壓基本上瞬時地轉變。
17.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，響應于上微調控制信號而將所述參考電壓上調預定數(shù)量 ，以便將所述反饋電路維持在穩(wěn)態(tài)條件。
18.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，響應于下微調命令，所述微調控制邏輯可操作以使所述第一開關閉合并使所述第二開關斷開，從而使所述微調電容器斷開連接并使所述輸出電壓下降所述微調電壓。
19.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，響應于下微調控制信號而將所述參考電壓下調預定數(shù)量，以便將所述反饋電路維持在穩(wěn)態(tài)條件。
20.根據(jù)權利要求12所述的DC-DC轉換器，其中，所述DC-DC轉換器適于提供電源電壓給所述功率放大器，所述功率放大器被配置為傳輸符合選自包括802.11WLAN、LTE、WiMAX、HDTV、3G蜂窩、4G蜂窩和DECT的組中的無線標準的信號。
21.—種DC-DC轉換器，包括: 開關電路，其耦合到DC電壓源并可操作以根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值； 反饋電路，其耦合到所述開關電路并可操作以生成用于所述開關電路的驅動信號；以及 多個微調單元，每個微調單元包含微調電容器，所述微調電容器適于被充電至預定微調電壓并根據(jù)微調命令與所述輸出電容器串聯(lián)，從而基本上瞬時地增加所述輸出電壓。
22.根據(jù)權利要求21所述的DC-DC轉換器，其中，響應于所述微調命令，所述微調單元中的一個微調單元被激活，由此其相應微調電容器與所述輸出電容器串聯(lián)，而所有其他微調單元均與所述輸出電容器斷開連接。
23.一種在DC-DC轉換器中使用的方法，所述方法包括: 提供耦合到DC電壓源的開關電路，以便根據(jù)參考電壓將輸入電壓值轉換為跨輸出電容器的輸出電壓值； 提供耦合到所述開關電路的反饋電路，以便生成用于所述開關電路的驅動信號； 將微調電容器充電至微調電壓；以及響應于上微調命令，將所述微調電容器串聯(lián)到所述輸出電容器，從而基本上瞬時地增加所述輸出電壓。
24.根據(jù)權利要求23所述的方法，還包括:響應于下微調命令，將所述微調電容器與所述輸出電容器斷開連接，從而基`本上瞬時地減少所述輸出電壓。
【文檔編號】H03F3/189GK103795352SQ201310702999
【公開日】2014年5月14日 申請日期:2013年10月30日 優(yōu)先權日:2012年10月30日
【發(fā)明者】M·古爾科, A·科恩 申請人:Dsp集團有限公司