專利名稱：自適應濾波單比特數(shù)字式編碼器和譯碼器以及對比特流載荷敏感的自適應控制電路的制作方法
總的說來，本發(fā)明涉及自適應“單比特”(△調(diào)制和△-∑調(diào)制)用于高質(zhì)量音頻信號的編碼和譯碼系統(tǒng)，音頻信號中消息的頻帶從20Hz到50Hz量級的非常低的音頻頻率延伸到約15KHz。然而，本發(fā)明不限于這些應用。具體的說，本發(fā)明涉及這樣的系統(tǒng)，借助于一個自適應濾波器，其自適應功能可變地把消息的頻帶分成△調(diào)制和△-∑調(diào)制工作段。本發(fā)明還涉及一個對比特流信息(“比特流載荷”)敏感的、提供一個自適應控制信號的電路。
簡單的單積分△調(diào)制器是一種單比特數(shù)字或編碼器，它這樣地把音頻信號編成1，0系列在一個短的時間周期內(nèi)1的平均數(shù)代表音頻信號的瞬時斜率。該比特流的每一比特字都令△調(diào)制的譯碼器向上或向下走一個階梯重新形成一個音頻信號。該階梯的大小是一個設計參數(shù)小階梯得小量化誤差但限制該信號的最大斜率，而階梯大到足以適應高頻高電平信號就產(chǎn)生大的量化誤差。自適應△調(diào)制器動態(tài)地改變這一階梯的大小以在量化誤差和高頻信號處理能力之間獲得一個可以接受的折衷。
在也是單比特數(shù)字器件的△-∑調(diào)制器中，在一個短的時間周期內(nèi)的1的平均數(shù)代表音頻信號本身而不代表它的斜率。因此，與△調(diào)制器不同，△-∑調(diào)制器的過載特性與頻率無關。自適應△-∑調(diào)制系統(tǒng)也是眾所周知的。
實現(xiàn)△調(diào)制編碼器和譯碼器的一個普通的方法是利用一個固定頻率的低通濾波器來獲得積分功能，該濾波器的轉角頻率(極點)處在消息信號通帶的低端(在先前的高質(zhì)量音頻△調(diào)制系統(tǒng)技術中是300Hz)。這一種電路稱之為“漏積分器”(“Leakyintegrator”)低于濾波器的轉角(分岔)頻率(“漏”頻率或“漏”時間常數(shù)”)時，該調(diào)制器起一個△-∑調(diào)制器的作用，高于轉角頻率時，該調(diào)制器起一個△調(diào)制器的作用。在自適應系統(tǒng)中，固定頻率低通濾波積分器的增益被改變以達到自適應。很顯然，電路設計者由于兩個主要原因利用了漏積分器與純積分器不同，漏積分器在低頻率上不要求有無限的增益，而且漏積分器與純積分器之不同之點還在于，由于它的相當短的時間常數(shù)。它快速地把誤差耗散在比特流中。
本發(fā)明認識到，對消息信號通常分為△調(diào)制段和△-∑調(diào)制工作段的劃分是希望的，但性能上的進一步改進和實施上的進一步簡化是由動態(tài)改變把該信息通帶劃分成兩個工作段的頻率完成的。這一點是把漏積分器的轉角頻率(極點)作為該系統(tǒng)的自適應參數(shù)來動態(tài)改變并在某些信號條件下允許漏積分器的轉角頻率在消息信號的通帶內(nèi)取用相當高的頻率來實現(xiàn)的。
在任何一個自適應單比特數(shù)字編碼和譯碼系統(tǒng)中，要求電路決定在任何給定時刻所需要的自適應量。許多先前的數(shù)字式自適應△調(diào)制器為確定所需的自適應量，當長串的5或0出現(xiàn)在已編數(shù)字音頻比特流中時，利用各比特計數(shù)算法和電路來增加階梯尺寸。另一種先前技術是模擬△調(diào)制器自適應控制電路，有代表性的是利用類似在模擬音頻信號壓縮器和展寬器的控制電路中所用的技術，其中包括利用“加速”網(wǎng)絡以便使暫態(tài)過程一開始的過載最小。本發(fā)明的控制電路，盡管它也工作在模擬范圍，但它考慮到被編碼的數(shù)字式比特流載著特制適合自適應控制的音頻信息而且該音頻信號能夠被簡單地作為模擬信號取得和處理以用于自適應控制信號。
按照本發(fā)明的一個見解，在一個單比特數(shù)字編碼和譯碼系統(tǒng)中的自適應功能是由根據(jù)自適應控制信號把消息頻帶動態(tài)地劃分為第一和第二工作段，在屬于第一工作段的消息頻帶的部分中的自適應功能以△-∑調(diào)制方式起作用，在屬于第二工作段的消息頻帶部分中的自適應功能以△調(diào)制的方式起作用。在一個所推薦的實例中，這是由改變漏積分器的低通濾波的轉角頻率實現(xiàn)的，這同先前技術中具有一個固定頻率的低通濾波器和一個可變增益漏積分器的電路相反。因此，在低于該濾波器的轉角頻率時，該電路作為△-∑調(diào)制器工作，而在高于該頻率時，該電路作為△調(diào)制器工作。在某些信號條件下，與先前技術中的漏積分器中一般應用的低的、固定的轉角頻率(靠近消息頻帶的底部)相比，該可變低通濾波器的轉角頻率可采用消息頻帶內(nèi)的相當高的頻率。
根據(jù)本發(fā)明的這一見解，按照控制信號調(diào)整△調(diào)制和△-∑調(diào)制之間的轉折頻率，一個可變頻率單極點低通濾波器就能完成自適應功能。并不要求改變積分器增益。因此，該可變低通濾波器，或者可變“漏積分器”簡單便宜地在其可變截止頻率以上提供△調(diào)制積分功能，因而也就構成一個積分器，其積分頻率是變化的但其在低于該濾波器截止頻率的頻率上的增益是不變的。當截止頻率移動時，在截止頻率以上的頻率上增益的變化是由于單極點低通濾波噪特性移動引起的，在所推薦的實例中，該特性以6dB/倍頻程滑離。
由于吸取了△調(diào)制器和解調(diào)器△-∑調(diào)制器和解調(diào)器的特性適應動態(tài)變化信號條件的優(yōu)點，確信這新的電路能提供改善的信噪比性能，特別是對存在高電平高頻率信號場合的低頻噪聲也是如此。該電路還保持了漏積分器對積分誤差低靈敏度的優(yōu)點。另外，在實際電路實現(xiàn)中，由于可變頻率低通濾波器在低頻和直流上具有固定增益，當濾波器頻率恢速變化時，在自適應濾波電路的輸入上的偏置不大會引起低音噪聲。
在一個推薦的具體電路中，靠近增益可變的積分器設置一個寬帶負反饋而實現(xiàn)可變頻率低通濾波器。在通過積分器的正向增益以足夠大的盈余超過反饋系數(shù)的那些頻率上，頻率響應是反饋網(wǎng)絡響應的倒數(shù)-一個平坦的響應。在更高的頻率上，積分器的增益小于反饋系數(shù)，整個響應變成了積分器的響應。這樣，頻率響應從平坦向積分器響應變化處的頻率是作為積分器增益的函數(shù)而變化的該電路所起的作用就像一個頻率可變單極點低通濾波器。
在所推薦的具體線路中，該電路包含一個與可變?yōu)V波器級聯(lián)的傾斜的低通濾波器。這一附加濾波器既作為一個固定的預加重(在編碼器中)和去加重(在譯碼器中)網(wǎng)絡以降低噪聲調(diào)制的可聞度，并且又作為第二積分器用于噪聲整形和改善調(diào)制器的空載特性。另外，在所推薦的編碼器的具體電路中，另一個傾斜低通濾波器級在到比較器的反饋回路中以便附加噪聲整形。
按照本發(fā)明的第二個見解，一個自適應控制信號產(chǎn)生器測量有效的“比特流載荷”以便產(chǎn)生一個控制信號來調(diào)整可變低通濾波器的頻率。比特流載荷是一個在被編碼的音頻比特流中所載信息量的指示器。按照本發(fā)明的自適應控制信號產(chǎn)生器工作于模擬形式以提供一個簡單且有效的方法保持高比特流載荷。另外，本發(fā)明的自適應信號產(chǎn)生器由于整流和平滑電路的性質(zhì)固有地能夠快速響應，而且不需像在某些先前技術的自適應電路中為使暫態(tài)起點過載最小所用的加速網(wǎng)絡。對于包括前述可變增益、固定頻率漏積分器電路的通常的△調(diào)制系統(tǒng)，本發(fā)明的這一見解也是有用的。
由于△調(diào)制信號可以用一個積分器譯碼，△調(diào)制比特流的音頻信息可以認為是當該比特流被積分時所產(chǎn)生的譯碼后的音頻信號的時間導數(shù)。一個音頻信號的導數(shù)當然就是它的斜率。本發(fā)明的這一觀點是基于這種認識因為自適應△調(diào)制器是根據(jù)斜率的變化調(diào)整階梯的大小，(例如，一個理想的自適應△調(diào)制器總是適應所加的音頻信號斜率)，比特流的音頻信息、斜率的指示器，十分適于用在調(diào)整△調(diào)制系統(tǒng)或混合的△調(diào)制/△-∑調(diào)制系統(tǒng)的控制能力的斜率。當比特流的音頻信息(比特流載荷)增加時，這表示在比特流中存在有越來越多的信息并且△調(diào)制器在接近斜率過載。理想情況是，在該比特流中的信息達最大而無斜率過載。
按照本發(fā)明的這一見解，該比特流的音頻信息被變換成模擬形式，再整流、平滑。有時、整流、平滑后的信號再加到諸如指數(shù)器、平方或立方器件的非線性電路，它把控制信號加到在反饋回路中的自適應單元。在某些應用中，非線性電路可以省略。不論有沒有非線性電路，一個音頻模擬信號壓縮器方式的作用被達到了。如果用非線性電路，當比特流載荷到越來越高的電平時，自適應度也以一個一直增長的速率增加并且達到一個類似于壓縮器的理論極限的有限的極限。在非線性電路被省略的情況下，形成了一個固定的壓縮比，它由控制線路的增益決定。
在本發(fā)明的這一見解的所推薦的具體電路中，把編碼的比特流加到轉角頻率剛剛示出消息頻帶但是低于用以產(chǎn)生比特流的時鐘頻率的固定的低通濾波器就能把比特流的音頻信息變換成模擬形式，所以處于高于音頻通帶頻率上的時鐘信號分量被消除了。濾波的器輸出，是一個模擬信號，被峰值檢波、用一個非線性時常數(shù)平滑并加到附加的非線性電路以用于可變低通濾波器的控制輸入。濾波器的截止頻率是所加的控制信號的線性函數(shù)。當峰值比特流載荷增加時，可變低通濾波器的截止頻室蒼黽印

圖1是本發(fā)明一個所推薦的具體實例的原理方塊圖，它有一個調(diào)制器和編碼器，還有包括本發(fā)明第一個見解的可變頻率低通自適應濾波器和包括本發(fā)明第二見解的比特流載荷變化的自適應控制信號產(chǎn)生器。
圖2是本發(fā)明一個所推薦的具體實例，具體由一個解調(diào)器和譯碼器組成。
圖3表示圖1和圖2中可變頻率濾波器14和14′的一組理論響應曲線(增益對頻率(對數(shù)坐標))，其中用實線表示該濾波器的靜態(tài)低頻極端位置和靜態(tài)高頻極端位置，它們都達到了極限，并且用虛線表示中間位置的幾個例子。
圖4表示圖1和圖2中的單極點低通傾斜濾波器16和16′的理論響應曲線。
圖5表示圖1中的單極點低通濾波器17的理論響應曲線。
圖6表示圖1中的單極點低通濾波器16和17的理論聯(lián)合響應曲線。
現(xiàn)在參看這些圖，圖1表示一個本發(fā)明所推薦的具體實例的原理方塊圖，它有一個調(diào)制器或編碼器，結合本發(fā)明的第一見解它還包括可變頻率低通濾波器，結合本發(fā)明的第二見解，它還包括比特流載荷敏感的自適應信號產(chǎn)生器。圖2是本發(fā)明所推薦的一個具體實例，包括一個解調(diào)器或譯碼器。因為編碼器包含譯碼器，因此只詳細解說圖1中的編碼器。同樣也出現(xiàn)在編碼器中的譯碼器的相應的功能單元一般標記相同的參考數(shù)字，只是在圖2的譯碼器中冠明“·”。
參看圖1，模擬音頻輸入加到輸入端2，被送到減法器6，在此計算輸入的音頻信號與在該編碼器的本地譯碼器的輸出端上重建的模擬音頻信號之間的差。用一個運算放大器比較器8把這差信號量化成兩二進制電平之一，然后由被來自端點4的時鐘信號控制的D觸發(fā)器作時間采樣。D觸發(fā)器10把已編碼的數(shù)字信號輸出送至輸出端口12同時也送到可變頻率低通自適應濾波器14。減法器6、濾波器17、比較器8、觸發(fā)器10組成對加到減法器6的兩個模擬信號敏感并對由端口4來并加到觸發(fā)器10的時鐘采樣信號敏感的量化裝置以便產(chǎn)生在端口12可得到的數(shù)字或編碼輸出信號。輸出信號是一個數(shù)字的比特流，其中每個單個數(shù)字比特都響應于每個時鐘時刻上兩個模擬信號的函數(shù)(濾波后的差)。
圖3表示可變頻率濾波器14和14′的一組理論響應曲線，其中實線表示濾波器的低頻靜態(tài)位置和高頻極限位置，虛線表示中間位置的幾個取樣。當然，濾波器的轉角頻率實質(zhì)上可以根據(jù)DC控制信號采用無限多位置。
可變頻率低通濾波器14的輸出饋到低通傾斜濾波器16，該濾波器提供一個本地模擬譯碼信號(可在端口11得到)用于減法器6的反相輸入。濾波器16在編碼器中提供一個固定的預加重;濾波器16′在譯碼器中提供一個固定的去加重。濾波器16和16′都提供噪聲整形并起第二積分器的作用。圖4表示低通單極點傾斜濾波器16和16′的理論響應曲線。傾斜響應的突變頻率f1和f2收在下面討論。在圖1的編碼器中，濾波器16提供預加重效應，因為它包括在到減法器6的負反饋回路中。因此，在編碼器中，它的響應在f1和f2之間是以6dB/倍頻程上斜，這對圖4所示響應是互補的。在圖2的譯碼器中，濾波器16′按其所示響應提供一個去加重效應，即，在f1和f2之間以6dB/倍頻程滾降下落。
在編碼器中減法器6和比較器8之間是另一低通傾斜濾波器117。濾波器17在編碼器中提供了另一個噪聲整形，把噪聲整形到較濾波器16所提供的更低的頻率。濾波器17的位置使它對預加重沒影響并對編碼器的過載能力影響很小。圖5表示出低通傾斜網(wǎng)絡17的理論響應曲線。濾波器17傾斜響應的突變頻率f3和f4收在下面討論。濾波器16的突變頻率f1和濾波器17的突變頻率f4接近相同。因此，在編碼器中，濾波器16和17的級聯(lián)導至一個聯(lián)合響應，它也是低通傾斜特性。圖6表示了濾波器16和17的理論聯(lián)合響應曲線。
從D觸發(fā)器10來的數(shù)字比特流同時加到自適應控制信號產(chǎn)生器18，該產(chǎn)生器把一個控制信號加到可變頻率濾波器14以控制它的轉角(截止)頻率。自適應控制信號產(chǎn)生器18包含有一個低通濾波器20，一個全波峰值響應整流器22，一個平滑電路24，和一個嚀迨迪值サ髟黽有甭使δ埽ㄈ繾髦甘慫愕南唄罰┑牡緶 6。雖然平方電路和三次方電路都合適，但實際上所用的是指數(shù)電路，因為這種電路利用雙極晶體管就能很容易地實現(xiàn)。盡管當選用非線性電路時性能獲得了改善，但是在某些應用中希望省略非線性電路。在圖2所示的譯碼器中，數(shù)字輸入端口28得到一數(shù)字信號，比如是由圖1的編碼器輸出端口12提供的。當譯碼器從圖1的編碼器收到已編碼的數(shù)字信號時，譯碼器終端30的音頻輸出信號是圖1的編碼器的端口2上的輸入信號的很接近的復制品。在圖2的譯碼器的輸入端加一個D觸發(fā)器是為給自適應濾波器14′提供一個干凈的數(shù)字比特流。
可變頻率濾波器14可以用各種方法實現(xiàn)。一種方法是把它作為一個在反饋回路內(nèi)的可變增益積分器來實現(xiàn)。例如，一個可變增益積分器可以做成一個運算放大器同一個用作為可變電流增益放大器的可變互導放大器的結合。一個合適的成品的可變放大器是RCACA3280集成電路片，它具有兩個雙可變運算放大器。兩個可變放大器之一可以用于編碼器，而另一個用于譯碼器。當應用本發(fā)明的編碼器和譯碼器時，如在同一物結構裝中把數(shù)字信號提供給數(shù)字延時線，這樣一種安排特別有用。在另外一些應用中，在編碼器和譯碼器不是處在同一電路板上而不能共享同一積成電路片上的器件，眾所周知的分機匹配和溫度補償技術可能是需要的。而且，其應用和實際封裝允許用高時鐘頻率，在1到2NHz量級。然而，這一高時鐘頻率對本發(fā)明不是關鍵。
與可變放大器的內(nèi)部線性化二極管的電阻并聯(lián)的外電容可以用來決定低通傾斜濾波器16的極點(突變頻率f1)，一電阻同另一電容器聯(lián)合決定濾波器16的零點(突變頻率f2)已經(jīng)知道，由可變放大器的內(nèi)線性化二極管和外電容決定的極點是隨信號強度和溫度變化。但是在具體實現(xiàn)時編碼器和譯碼器是在同一印刷電路板上并利用同一集成電路器件的兩半的場合，兩者的性能十分靠近。在另外一些應用中，如前所述，利用熟知的技術做分機匹配和溫度補償可能是必要的。
當利用1至2MHz這樣非常高的時鐘頻率時，低通傾斜濾波器的零點(濾波器16的突變頻率f2)可能處在音頻頻譜以上。在一個具體實例中，零點約處在20至30KHz，獲得了預加重和去加重全部效果。在低時鐘頻率的情況下，零點必需在頻率上向下移以保持系統(tǒng)穩(wěn)定。
雖然準確的突變頻率不是關鍵，在所推薦的具體實例的實際實現(xiàn)中，取6KHz為預加重和去加重/噪聲整形傾斜網(wǎng)絡的極點頻率(低端突變頻率，對應于圖1中濾波器16的f1)，因為它是自適應范圍與信號處理能力之間的合理的折衷。選擇6KHz的原理在于于，大多數(shù)音樂譜包絡平均來說是這樣音樂的低頻分量較之高頻分量處在更高的電平并且這些分量近似地送循以25微秒速率轉移的曲線-單極點在6KHz處轉移。這樣，在6KHz有單極點的一個預加重曲線“預白化”了音樂信號它向上推高頻分量，結果所得到的信號具有一個白(平坦的)均衡譜。雖然預加重似乎會增加在高頻上的過載概率，但這種傾向不會發(fā)生，因為太多數(shù)音樂不包含甚至在預加重后會使系統(tǒng)過載的高電平高頻分量。
在實際的具體實例中，可變頻率低通濾波器的轉角頻率趨近作為理論組的6KHz。因此，可變?yōu)V波器同預加重/去加重傾斜濾波器級聯(lián)的總的效果是一個在高于6KHz頻率上的兩極點轉移。兩極點轉移提供一個在高頻噪聲調(diào)制削減方面轉單極點轉移好得多，同時它影響高頻過載能力。但這可由犧牲動態(tài)范圍來解決，動態(tài)范圍是足夠的。本發(fā)明的一個具體實現(xiàn)的動態(tài)范圍多于110dB，這樣，降低到該電路的額定輸入電平使得單極點預加重的高頻過載能力重新提高了與音頻頻譜頂端附加提升相同的量;約8dB。
反饋通路改變該電路的工作模式，把可變增益積分器變成了可變頻率積分器;如果設有反饋通路該電路起一個具有由低通傾斜網(wǎng)絡提供的附加噪聲整形的可變階梯步長的△調(diào)制器的作用。
可變頻率積分器從△調(diào)制器到△-∑調(diào)制器轉換的轉置頻率隨自適應控制信號而變化。與可變增益放大器聯(lián)合工作的運算放大器的反饋通路上的外電容影響結果提供了形成可變頻率漏積分器的極點。(其中所說的可變增益放大器與圍繞可變增益放大器和運算放大器聯(lián)合所加的反饋協(xié)同工作)。圍繞該網(wǎng)絡所加的反饋地低頻增益限制在一個固定值上在低頻當圍繞運算放大器和可變增益放大器之組合的回路增益大于1時，頻率響應是平坦的，由反饋通路上的電阻決定。在高頻率當回路增益下落到低于1時，總增益實質(zhì)上就強吩鲆嬉蛭蠢〉繾璧墓畢妝浣梢院雎?。这样，结果是一个频率上变化的低茖Й点，因为低频增益保持不睗诞咈增益蕽撲化的。当前向增益变化时由反馈引汽R墓潭ㄔ鲆嬗氡浠目吩鲆嫦嘟壞哪且壞鬩鵂閽碩 在這類的實際實現(xiàn)中，濾波器的自適應范圍是有限的，濾波器能達到的最高頻率近似地等于傾斜濾波器的極點頻率。這就在自適應范圍和信號處理能力上提供一個合理的折衷。如果降低傾斜網(wǎng)絡的極點頻率，以最大信號電平曲線在頻率上也會向下移，因而相對于低頻信號也就削減了高頻信號的處理能力。
在穩(wěn)態(tài)情況下，該電路這樣工作的，使可變頻率濾波器的轉角頻率大體上同所加的在最大幅度電平上的正弦波頻率配準。如果所加的正弦波的幅度電平小于線路參數(shù)選擇的最大電平，濾波器的轉角頻率不能完全移到該正弦波的頻率而是低于該頻率;濾波器采用低于正弦波頻率的轉角頻率以便在正弦波頻率上提供足夠的編碼器增益以保持合適的比特流載荷。
該電路的另一優(yōu)點是它本質(zhì)上消除了在先前技術中可變步長△調(diào)制器中的音頻低音噪聲，在該調(diào)制器中不但應用可變增益調(diào)制器而且也用脈沖高度調(diào)制。例如，在本發(fā)明的線路中低頻和直流的增益不變，因此電壓控制單元輸入偏置的放大量是不變的，而在先前技術中用的是可變增益積分器型△調(diào)制器。本發(fā)明的這一電路不必在可變放大器做任何偏置微調(diào)。
如前所述，當此編碼器和譯碼器用于數(shù)字音頻延時線的場合，1至2MHz的時鐘頻率是合適的。然而在很多應用中可用低得多的時鐘頻率，況且，時鐘頻率對本發(fā)明不是關鍵。在作為延時線的應用中，這里編碼器和詳碼器非常貼近，它們的觸發(fā)器10和10′可以安放在一個單集成電路片上。
在很多應用中，低通濾波器20可以做一個單極點RC濾波器。然而在一些應用中，如果所用時鐘頻率較低，即大概需要用二階低通濾波器。濾波器的轉角頻率可以正好處在或略高于全系統(tǒng)所處理的音頻帶的上限。例如，約在23KHz的主濾波器對用在要處理高達15KHz的信號是合適的。該低通濾波器濾除時鐘信號分量以提供代表數(shù)字比特流中編碼音頻的連續(xù)模擬信號的輸出。因為觸發(fā)器輸出用作模擬信號，應該對電源進行噪聲濾波。
整流器22快速隨低通濾波后的比特流峰值給平滑電容器充電。平滑電路24有一個快增長/慢衰落特性。在實際實現(xiàn)中，所用的衰落和增長的時間比為10∶1。
自適應控制信號產(chǎn)生器18含有設置門限電平的裝置，高于比門限控制信號調(diào)整可變頻率濾波器14的狀態(tài)，低于此門限控制信號不對可變頻率濾波器起作用。高于該門限電平時，當控制信號(如一個電流)按濾波后，整流后、平滑過的比特流信號的指數(shù)函數(shù)(方塊26的一個結果)增加時，濾波器的轉角頻率在頻率上向上移動。因為指數(shù)器是一個與控制線路的反饋環(huán)路相串聯(lián)的非線性電路，隨著信號電平的增長，它使得所加的環(huán)路增益愈來愈大。隨著比特流載荷的增加，壓縮系數(shù)增加使得在足夠高比特流加載電平上它是以具有無限壓縮斜率的自動增益控制電路的方式起作用。在低電平下，壓縮斜率隨意降低了誤跟的機會。
譯碼器同樣也是利用到目前為止已除述過的全部電路，但編碼器需要某些附加電路減法器6，它被做成運算放大器來計算加入的輸入音頻信號和壓編碼器的本地譯碼器的輸出端口上重建的音頻信號之間的差值。這個差值由比較器8量化成兩二進制電平之一，然后被D觸發(fā)器10時間取樣。加到編碼器的模擬音頻輸入到輸入端口2，再送到工作為減法器6的運算放大器的一個輸入端。來自濾波器16的重建的音頻信號加到運算放大器，而其極性是與輸入音頻信號做減法。
圖1的低通傾斜網(wǎng)絡16的噪聲整形特性可由擴展其低頻響應而獲改善。這是濾波器17的功能，它是在運算放大器減法器6的反饋通路上的一個RC網(wǎng)絡。在一個實際實例中，這就指供了一個傾斜網(wǎng)絡，其極點頻率(圖1中濾波器17的突變頻率f3)等于運算放大器開環(huán)響應的頻率，約在50至100Hz。在運算放大器的反饋通路上的串聯(lián)電阻和電容產(chǎn)生了傾斜網(wǎng)絡的零點(濾波器17的突變頻率f4)，約在6KHz。在線路中的這個環(huán)節(jié)上設置極點和零點而不是在輸出上(與濾波器14有關)，僅僅噪聲整形特性受到影響而預加重不受影響，這樣該電路約過載余度大體上也不受影響。
到現(xiàn)在，有關電路工作原理的討論主要考慮是蔡皇嵌誦?。因为悲d⒚韉淖爸檬且桓鍪涑隹刂品蠢』仿廢低常雜謨胍羝敵藕叛顧跗骱駝箍砥髦邢嗤畝藕判в紓諮顧跗髦械男藕偶夥搴馱謖箍砥髦械男藕鷗杭夥?，它是敏感的。染J桓靄緲燜偕仙囊羝敵藕偶擁獎痙⒚韉謀嗦肫鰨諼忍允視Φ縉街纖峁┑目占淶拇笮。╤eadroom)決定該系統(tǒng)可采用多高電平超調(diào)不使比特流過載。調(diào)整在自適應電平控制信號通路上的門限可以選擇穩(wěn)態(tài)自適應電平值和比特流的過載點之間空間的大小。
理想上，前述的△調(diào)制器的運行使得比特流載荷量最佳。即是，可變頻率低通濾波器的轉角頻率的選擇使在無過載和削波時比特流中的信息最大。當比特流過載時它就放出一長串的1或0，表明它已經(jīng)盡可能把轉向正或負。在此條件下，低通濾波后的比特流呈削波波形即或者正或者負的水平直線。例如，如果這樣一種削波信號加到一個固定增益積分器，該積分器的輸出就是一個固定增長或下降的電壓-轉換頻率的極限。調(diào)整在自適應電平控制信號電路中非線性平滑網(wǎng)絡的增長時間，能設置系統(tǒng)的增長時間以制止信號過量超越某一最大幅度。增長時間隨同穩(wěn)態(tài)自適應電平一起調(diào)整使系統(tǒng)很可能適應不使比特流極度過載和削波的信號過量。
權利要求
1.在一信息頻帶內(nèi)代表并根據(jù)模擬輸入信號和時鐘抽樣信號產(chǎn)生一數(shù)字編碼輸出信號的自適應單比特數(shù)字編碼器，所說的編碼器包括對第一和第二模擬信號和時鐘抽樣信號敏感來產(chǎn)生上述的數(shù)字編碼的輸出信號的量化裝置(8，10)，其中所說的輸出信號是一個數(shù)字比特流，該比特流中的每個單個數(shù)字比特都是在時鐘抽樣信號的抽樣時間對第一和第二模擬信號的響應，把模擬電輸入信號耦合到上述量化裝置而作為上述第一模擬信號，為產(chǎn)生自適應控制信號對上述數(shù)字比特流響應的控制信號產(chǎn)生裝置(18)，為根據(jù)自適應控制信號把消息頻帶動態(tài)地分為第一和第二工作段而對上述編碼輸出信號起響應的自適應裝置14，在屬于第一工作段的消信頻帶10那部分中，自適應裝置以Δ-Σ調(diào)制方式對數(shù)字編碼輸出起作用，在屬于第二工作段的那部分消息頻帶中，該自適應裝置以Δ調(diào)制的方式對數(shù)字編碼輸出信號起作用輸出一個模擬信號，和把由自適應裝置產(chǎn)生的模擬信號耦合到量化裝置而作為第二模擬信號的裝置(6)。
2.根據(jù)權利要求1的一編碼器，其中上述的自適應裝置的第一工作段運行在較第二工作段低的消息頻帶的頻率上。
3.根據(jù)權利要求1的一個編碼器，在屬于第一工作段那部分消息頻帶上自適應裝置以低通濾波器的通帶的方式起作用，而在屬于第二工作段的那部分消息頻帶上自適應裝置是以一個積分器的方式起作用。
4.根據(jù)權利要求1，2或3的一個編碼器，其中所說的自適應裝置由一個可變頻率低通濾波器(14)組成，其中低通濾波器的轉角頻率是對自適應控制信號起響應，而低于濾波器轉角頻率的那部分消息頻帶是落于濾波器的通帶內(nèi)，而高于濾波器轉角頻率那部分被滾落以產(chǎn)生一個積分功能。
5.根據(jù)權利要求4的一個編碼器，其中所說的低通濾波器是一個單極點濾波器。
6.根據(jù)權利要求1，2，或3的一個編碼器，其中所說的控制信號產(chǎn)生裝置包括從數(shù)字比特流中消除時鐘抽樣信號分量以提供一個代表數(shù)字比特流中信息的模擬信號的裝置(20)，整流從數(shù)字比特流中得到的模擬信號的裝置(22)，以及平滑整流過的信號的裝置(24)。
7.根據(jù)權利要求6的編碼器，所說的控制信號產(chǎn)生裝置還含有對平滑后的信號做非線性處理的裝置(26)。
8.根據(jù)權利要求6的編碼器，其中所說的整流裝置還包含一個峰值響應整流器。
9.根據(jù)權利要求6的編碼器，其中所說的平滑裝置包括一個能快速充電并慢速放電的時常數(shù)電路。
10.根據(jù)權利要求6的編碼器，其中所說的非線性處理平滑后信號的裝置由一個指數(shù)電路組成;
11.根據(jù)權利要求1，2或3的編碼器，其中所說的把由自適應裝置產(chǎn)生的模擬信號耦合到量化裝置的裝置包括一個噪聲整形濾波器(16)。
12.根據(jù)權利要求11的一個編碼器，其中所說的噪聲整形濾波器的功能也起第二積分器的作用，并且也起預加重網(wǎng)絡的作用。
13.根據(jù)權利要求11的編碼器，其中所說的噪聲整形濾波器具有低通傾斜網(wǎng)絡的特性。
14.根據(jù)權利要求13的編碼器，其中所說的量化裝置包括另一個噪聲整形濾波器(17)。
15.根據(jù)權利要求14的編碼器，其中所說的另一個噪聲整形濾波器也有低通傾斜的特性，所說的另一個噪聲整形濾波器的特性在擴大前一個噪聲整形濾波器的低頻響應方面起作用。
16.工作在一個消息頻帶內(nèi)為產(chǎn)生一個代表并響應于一個數(shù)字編碼輸入信號的模擬輸出信號的一個自適應單比特數(shù)字譯碼器。所說的譯碼器包括響應于一數(shù)字比特流以產(chǎn)生自適應控制信號的控制信號產(chǎn)生裝置(18′)，響應于一數(shù)字比特流，根據(jù)自適應控制信號動態(tài)地把消息頻帶分為第一工作段和第二工作段的自適應裝置(14′)，在屬于第一工作段的那部分消息頻帶內(nèi)，該自適應裝置以△-∑調(diào)制的方式對數(shù)字比特流起作用，在屬于第二工作段的那部分消息頻帶，該自適應裝置以△調(diào)制的方式對數(shù)字式比特流起作用以產(chǎn)生模擬信號，把數(shù)字編碼器輸入信號作為數(shù)字比特流耦合到控制信號產(chǎn)生裝置和自適應裝置的裝置(10′)，提供模擬輸出信號的輸出裝置(30)，和把自適應裝置產(chǎn)生的模擬信號耦合到輸出裝置的裝置(16′)。
17.根據(jù)權利要求16的一個譯碼器，其中所說的自適應裝置的第一工作段運行在消息頻帶內(nèi)較第二工作段低的頻率上。
18.根據(jù)權利要求16的一個譯碼器，其中在屬于第一工作段的部分消息頻帶內(nèi)自適應裝置以低通濾波器的通帶的方式起作用，在屬于第二工作段的部分消息通帶內(nèi)自適應裝置以一個積分器的方式起作用。
19.根據(jù)權利要求16，17，或18的一個譯碼器，其中所說的自適應裝置包括一個可變頻率低通濾波器(14′)，其中低通濾波器的轉角頻率響應于自適應控制信號，而低于濾波器轉角頻率那部分消息頻帶處于濾波器通帶之內(nèi)，高于濾波器轉角頻率的那部分被滾落以產(chǎn)生積分功能。
20.根據(jù)權利要求19的一個肼肫鰨渲興檔牡屯瞬ㄆ魘且桓齙ゼ懵瞬ㄆ鰲
21.根據(jù)權利要求16，17，或18的一個譯碼器，其中所說的控制信號產(chǎn)生裝置包括從數(shù)字比特流中消除時鐘抽樣信號分量以提供代表數(shù)字比特流中信息的模擬信號的裝置(20′)，整流從數(shù)字比特流中獲得的模擬信號的裝置(22′)，平滑上述整流后的信號的裝置(24′)。
22.根據(jù)權利要求21的一個譯碼器，其中所說的控制信號產(chǎn)生裝置還包括用于對平滑后信號做非線性處理的裝置(26′)。
23.根據(jù)權利要求21的一個譯碼器，其中所說的釋流裝置包括一個峰值響應整流器。
24.根據(jù)權利要求21的一個譯碼器，其中所說的平滑裝置包含一個具有快充電時間和慢放電時間的時常電路。
25.根據(jù)權利要求21的一個譯碼器，其中所說的對平滑后信號做非線性處理的裝置包括一個指數(shù)電路。
26.根據(jù)權利要求16，17，或18的一個譯碼器，其中所說的把由自適應裝置所產(chǎn)生的模擬信號耦合到輸出裝置的裝置包括一個去重網(wǎng)絡(16′)。
27.根據(jù)權利要求26的一個譯碼器，其中所說的去重網(wǎng)絡具有低通傾斜網(wǎng)絡的特性。
28.一個對編碼的數(shù)字比特流響應、能產(chǎn)生自適應控制信號用于自適應單比特數(shù)字編碼器或譯碼器中的信號產(chǎn)生器包括從數(shù)字比特流中消除時鐘抽樣信號分量以提供一個代表數(shù)字比特流中的信號的模擬信號的裝置(20′)，整流從數(shù)字比特流中得到的模擬信號的裝置(221′)，平滑整流后信號的裝置(24′)。
29.根據(jù)權利要求28的一個控制信號產(chǎn)生器還包括非線性處理平滑后信號以提供自適應控制信號的裝置(26)。
30.根據(jù)權利要求28的一個控制信號產(chǎn)生器，其中所說的整流裝置(22)包括一個峰值響應整流器。
31.根據(jù)權利要求28的一個控制信號產(chǎn)生器，其中所說對平滑裝置(24)的裝置包含具有快充電時間和慢放電時間的一個時常電路。
32.根據(jù)權利要求28的一個控制信號產(chǎn)生器，其中所說的非線性處理平滑后的信號的裝置包含一個指數(shù)電路。
全文摘要
一個自適應單比特編碼器和譯碼器，其自適應功能由把消息頻帶動態(tài)地分成△—∑調(diào)制工作段和△調(diào)制廠作段而決定。在實際實現(xiàn)中，它是由改變漏積分器形式的可變頻率低通濾波器(14，14)的轉角頻率實現(xiàn)的，結果低于轉角頻率時工作于△—∑調(diào)制，高于轉角頻率時工作于△調(diào)制。自適應控制電路(18，18)消除來自編碼比特流的時鐘信號分量以提供一個代表比特流信息或載荷的模擬信號用于產(chǎn)生控制信號。
文檔編號H03H21/00GK1032890SQ88106880
公開日1989年5月10日 申請日期1988年9月24日 優(yōu)先權日1987年9月25日
發(fā)明者道格拉斯·伊文·曼德爾 申請人:多爾拜實驗特許公司