專利名稱：數(shù)字式無線電接收機(jī)用的頻率控制裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字式無線電系統(tǒng)，具體涉及數(shù)字式無線電接收機(jī)中頻率誤差的快速校正。所述的接收機(jī)接收由發(fā)射機(jī)發(fā)出的脈沖群式的通信消息。
無線電接收機(jī)通常利用一個(gè)電路來自動(dòng)校正所接收信號(hào)的載波頻率與超外差接收機(jī)中所用本機(jī)振蕩器頻率之間的頻率偏差。該本機(jī)振蕩器可將所接收信號(hào)的載波頻率及由邊帶攜帶的有關(guān)信息變換到一個(gè)適當(dāng)?shù)闹蓄l頻率上。典型的頻率校正過程在一個(gè)比較長的時(shí)間段內(nèi)實(shí)現(xiàn)，并且假定所接收信號(hào)的載波頻率在此期間連續(xù)存在著。對載波頻率的跟蹤可應(yīng)用振幅檢波器、鑒頻器或產(chǎn)生頻率控制信號(hào)的類似電路。某些系統(tǒng)中可采用一個(gè)調(diào)制在載波頻率上的導(dǎo)頻信號(hào)為接收機(jī)提供一個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)，以使能導(dǎo)得頻率控制信號(hào)(這種導(dǎo)頻控制在美國專利4541118中有詳細(xì)敘述)。
該頻率控制信號(hào)隨后加給本機(jī)振蕩器，使其初始頻率改變到另一個(gè)頻率，該頻率能將接收的載波頻率變換到一個(gè)最佳的中頻頻率上，它處于中頻放大級(jí)和濾波級(jí)的選擇性之內(nèi)。
數(shù)字式接收機(jī)對這類常規(guī)的自動(dòng)頻率控制網(wǎng)絡(luò)帶來一系列新的問題。解決數(shù)字式接收機(jī)快速頻率控制的一種方法已發(fā)布在題為“純正弦波數(shù)字自動(dòng)頻率控制”的285，147號(hào)美國專利申請中，申請日為1988年12月16日，伯斯(Borth)等人提出。
通常，數(shù)字式接收機(jī)必須以線性方式處理接收的載頻信號(hào)。這種線性處理使得接收信號(hào)的振幅變化會(huì)在頻率偏離的檢測中產(chǎn)生出進(jìn)一步的誤差。再者，實(shí)現(xiàn)數(shù)字通信時(shí)經(jīng)常采用脈沖群式的傳輸技術(shù)，例如，TDMA(時(shí)分多址)方式。脈沖群式傳輸并不提供出連續(xù)的可供應(yīng)用的載波或載波加導(dǎo)頻，而它們在通常的頻率控制技術(shù)中是要用到的。
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是要快速校正接收信號(hào)與數(shù)字式無線電接收機(jī)中所調(diào)諧的接收頻率之間的頻率誤差。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是快速校正接收機(jī)的振蕩器，消除標(biāo)稱頻率與所需頻率之間的頻率誤差。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是在接收數(shù)據(jù)的一個(gè)單幀內(nèi)校正接收信號(hào)與正確的接收機(jī)本機(jī)振蕩器頻率之間的頻率誤差。
本發(fā)明還有一個(gè)目的，是從正確的脈沖群信號(hào)中確定出頻率誤差，并直接校正本機(jī)振蕩器頻率。


圖1是可利用本發(fā)明的一種TDMA接收機(jī)的方框圖圖2示出增加相位軌跡和減小相位軌跡的展開過程圖3示出計(jì)算機(jī)模擬的結(jié)果圖4示出利用本發(fā)明頻率控制的TDMA脈沖群傳輸?shù)亩〞r(shí)圖。
圖1示出可利用本發(fā)明的TDMA接收機(jī)的方框圖。這種接收機(jī)可在一個(gè)時(shí)隙內(nèi)通過天線104接收TDMA發(fā)射機(jī)103發(fā)出的脈沖群式通信信號(hào)，該信號(hào)X(t)加到正交解調(diào)器105上。正交解調(diào)器105產(chǎn)生出兩個(gè)正交相關(guān)的下變頻信號(hào)，它們分別加到通常的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器107和109。這兩個(gè)信號(hào)的每一個(gè)被數(shù)字化后，兩個(gè)正交相關(guān)的數(shù)字化信號(hào)再加到數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)功能塊111。在這個(gè)優(yōu)選的實(shí)施例中，DSP功能塊111是采用莫托羅拉公司生產(chǎn)的DSP56001(或其它等效的功能塊)來實(shí)現(xiàn)的。DSP功能塊111應(yīng)用常規(guī)的TDMA技術(shù)在通信信號(hào)恢復(fù)功能塊113內(nèi)恢復(fù)出數(shù)據(jù)通信信號(hào)。這種信號(hào)恢復(fù)功能包括信道估測、信道均衡和數(shù)據(jù)解調(diào)。頻率控制信號(hào)的恢復(fù)也包括在DSP功能塊111內(nèi)，這就可以快速調(diào)整正交解調(diào)器105內(nèi)的壓控振蕩器115，以使TDMA接收機(jī)能迅速進(jìn)入這樣的狀態(tài)，即在X(t)的載波頻率與壓控振蕩器115的頻率之間實(shí)際上不存在頻率誤差。由于調(diào)整的速度很重要，所以本發(fā)明的一個(gè)主要特點(diǎn)在于，壓控振蕩器115的頻率調(diào)整基本上是一步完成的，沒有振蕩頻率的搜索或者逐漸地趨近到最后的振蕩頻率。
假設(shè)對應(yīng)于頻率正確的脈沖群(或純正弦波)的發(fā)送信號(hào)由下式給定X(t)＝Acos「ωCt+ωOt」 (1)式中，A是信號(hào)振幅;
ωC＝2πfC是信號(hào)載波角頻率(rad/s);
ωO＝2πfO是純正弦波基帶信號(hào)角頻率(rad/s)，ωO＝2π×67.708KHZ。
在無多徑噪聲、雷利(Rayleigh)衰落等情況下，接收信號(hào)由(1)式給出。一般，沒有頻率控制的壓控振蕩器115的頻率為(ωC+Δω)。這里，Δω對應(yīng)于頻率偏差(rad/s)。因此，假定壓控振蕩器的輸出信號(hào)由下式給出VI(t)＝cos[(ωC+Δω)t] (2)
VI(t)在移相器117里移相-90°后，得到的信號(hào)由下式給出VQ(t)＝sin「(ωC+Δω)t」 (3)同相位(I)混頻器119的輸出(在無任何直流偏移時(shí))由下式給出IA(t)＝X(t)VI(t)＝ACos「ωCt+ωOt」cos[(ωC+Δω)t]＝ 1/2 A｛cos[(ωO-Δω)t]+cos[2ωCt+(ωO+Δω)t]｝ (4)由帶寬約為4ωOrad/s的低通濾波器121濾波后，得到IB(t)＝ 1/2 Acos[(ωO-Δω)t] (5)同樣，正交相位(Q)混頻器123的輸出(在無任何直流偏移時(shí))由下式給出QA(t)＝X(t)VQ(t)＝Acos[ωCt+ωOt]·sin[(ωC+Δω)t]＝ 1/2 A｛sin[2ωCt+Δω)t]-sin[(ωO-Δω)t]｝ (6)由低通濾波器125濾波后得到QB(t)＝- 1/2 Asin[(ωO-Δω)t] (7)兩個(gè)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器107和109分別將IB(t)和QB(t)取樣量化、為等效值IB(K)和QB(K)。在無任何直流偏移時(shí)，IB(K)＝IC(K)，QB(K)＝QC(K)。注意，由計(jì)數(shù)式(5)和式(7)信號(hào)的過零點(diǎn)的頻率計(jì)直接測量頻率差Δω會(huì)產(chǎn)生如下的測量誤差頻率測量誤差＝1/測量周期＝1/時(shí)隙周期＝1/0.58ms＝±1724HZ(8)它相應(yīng)于在900MHZ時(shí)有±1.9ppm(百萬分率)的誤差。在某些無線電系統(tǒng)中，例如在歐洲使用的、規(guī)定在GSM文件GSMO5.01/3.1.0“無線電通路物理層一般說明”和GSM5.10/3“無線電子系統(tǒng)的同步”中的數(shù)字無線電電話系統(tǒng)，壓控振蕩器115所需穩(wěn)定性必須處在基站來的所接收到信號(hào)的±0.1ppm之內(nèi)。因此，必須代之以采用不計(jì)數(shù)過零點(diǎn)的頻率誤差測量方法。本發(fā)明的裝置和方法包括1.將式(5)和式(7)中給出的I和Q信號(hào)的67.7KHZ變換為直流信號(hào)，亦即消去式(5)和式(7)中的ωO項(xiàng)2.在規(guī)則間隔的各時(shí)段內(nèi)計(jì)算變換后的信號(hào)的相位3.根據(jù)相位取樣值作出相位軌跡4.根據(jù)該相位軌跡的時(shí)間導(dǎo)數(shù)計(jì)算該頻率變換信號(hào)瞬時(shí)頻率的估測值。
直流偏移的補(bǔ)償DSP功能塊111接收量化的I、Q信號(hào)，通過直流減法處理塊129處理I、Q這兩個(gè)信號(hào)。出現(xiàn)未校正的直流偏移是I與Q信道不匹配及本機(jī)振蕩器泄漏造成的。對IB(K)直流偏移的估測由直流估測功能塊131實(shí)現(xiàn)，該功能塊131將輸入信號(hào)進(jìn)行平均，在數(shù)字加法器133內(nèi)從IB(K)中減去此平均值輸出，得到IC(K)，即沒有直流成分的同相位I信號(hào)。同樣，對QB(K)直流偏移的估測由直流估測功能塊135實(shí)現(xiàn)，并在數(shù)字加法器137內(nèi)作減法運(yùn)算，得出QC(K)，即沒有直流成分的正交相位Q信號(hào)。
為了在定點(diǎn)小數(shù)制的通用數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)例如DSP56001中實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的上述頻率控制，必須執(zhí)行幾個(gè)特定的步驟。正交解調(diào)器105運(yùn)用中的缺點(diǎn)是在其輸出中必然產(chǎn)生直流偏移，這對頻率控制來說必須予以補(bǔ)償。
在正交解調(diào)器105輸出中存在直流偏移會(huì)嚴(yán)重限制頻率控制的性能。我們看一下為什么會(huì)有這種情況。假設(shè)式(5)和式(7)中IB(t)和QB(t)包含的直流偏移項(xiàng)的大小分別為C和D，即IB′(K)＝ 1/2 Acos「(ωO-Δω)K」+C (5a)Q′B(K)＝- 1/2 Asin「(ωO-Δω)K」+D (7a)于是用ejωoK進(jìn)行頻率變換后可表示如下I′D(K)＝Re｛「SB(K)+C+jD」ejωok｝＝Re｛「 1/2 Ae-j(ωo-Δω)K+C+jD」ejωoK｝＝ 1/2 AcosΔωK+CcosωOK-DsinωOKQ′D(K)＝Im｛「SB(K)+C+jD」ejωoK｝＝Im｛「 1/2 Ae-j(ωo-Δω)K+C+jD」ejωoK｝＝ 1/2 AsimΔωK+CsinωOK+DcosωOK在角頻率ωO上存在兩個(gè)正交分量，它們阻礙了在不引入混疊誤差下的進(jìn)一步倍率取樣(或小數(shù)點(diǎn)化)，並會(huì)對于下面式(13)的計(jì)算tan-1「QE(K)/IE(K)」造成明顯的誤差。
清去兩個(gè)不需要的頻率成分以獲得下面的式(11)，可用以下兩種方法實(shí)現(xiàn)(1)將I′D(K)和Q′D(K)進(jìn)行低通濾波，以除去sinωOK和cosωOK分量(2)在用ejωoK進(jìn)行頻率變換之前先清除直流成分。
第一種方法需要一個(gè)這樣的低通濾波器，例如其帶寬小于fO/10＝6.7KHZ，而脈沖響應(yīng)時(shí)間例如將大于5/6.7KHZ＝0.73ms，即脈沖響應(yīng)時(shí)間大于單個(gè)時(shí)隙的持續(xù)期。很明顯，這是一種不能接受的方法。
第二種方法是簡單地計(jì)算兩個(gè)正交分量各別的平均值流值，并從各自的分量信號(hào)中減去這種直流值，得到IC(K) = IB(K) -1JΣK = 1JIB(K)]]>QC(K) = QB(K) -1JΣK = 1JQB(K)]]>67.7KHZ的頻率變換與上面提到的那些GSM規(guī)范相兼容的TDMA接收機(jī)使用了一個(gè)頻率校正信號(hào)，該信號(hào)按精確的67.7KHZ的載頻偏移在TDMA傳輸?shù)囊粋€(gè)時(shí)隙期間發(fā)送出來。同相位信道I信號(hào)和正交相位信道Q信號(hào)67.7KHZ頻率變換得出這樣的結(jié)果，即信號(hào)被變換為0HZ±Δω/2π。因此，降低了信息數(shù)據(jù)率，允許進(jìn)一步小數(shù)點(diǎn)化。
這是依靠由67.7KHZ振蕩器139產(chǎn)生的量化的正交67.7KHZ信號(hào)實(shí)現(xiàn)的。
變換由復(fù)數(shù)正交混頻器141完成，該混頻器是在DSP中實(shí)現(xiàn)復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。
令SC(K)=IC(K)+jQC(K)=12Ae-j(ωD-Δω)K.....(9)]]>
式中，IC(K)和QC(K)在上面已給出。將SC(K)乘以ejωok后，得到SD(K)＝ID(K)+jQD(K)＝ 1/2 A｛ejωK｝＝ 1/2 AcosΔωK+j 1/2 AsinΔωK (10)即ID(K)＝ 1/2 Acos ΔωKQD(K)＝ 1/2 Asin ΔωK (11)在本實(shí)施例中，TDMA調(diào)制是由發(fā)射機(jī)按已知的GMSK方式通常那樣地處理的，而GMSK方式限制了發(fā)送信號(hào)占用的帶寬。由于Δω一般小于所發(fā)送的GMSK隨機(jī)數(shù)據(jù)信號(hào)(即正常的脈沖群信號(hào)而不是頻率校正脈沖群)的信息帶寬，所以SD(K)可以用因數(shù)M進(jìn)行小數(shù)點(diǎn)化，以便在不降低控制精度的情況下減小頻率控制所需的信號(hào)處理的復(fù)雜性。小數(shù)點(diǎn)化的信號(hào)SE(K)可從SD(K)通過下列運(yùn)算得出SE(K)＝SD(MK) (12)這是在功能塊143中實(shí)現(xiàn)的，該功能塊是一個(gè)通常的化小數(shù)電路(decimalor)。于是，在SE(K)的有效取樣值之間的M-1個(gè)SD(K)取樣值可簡單地去除掉。
計(jì)算化小數(shù)的變換信號(hào)的相位根據(jù)已知的三角公式，可以應(yīng)用化小數(shù)和變換后的I、Q信號(hào)取樣值來計(jì)算壓控振蕩器115輸出信號(hào)與X(t)之間的相位關(guān)系。對于第K個(gè)化小數(shù)的取樣周期，這個(gè)相位關(guān)系可表示為θ(K)。各個(gè)相位樣值θ(K)都可由SE(K)通過如下的運(yùn)算得出
θK＝tan-1「QE(K)/IE(K)」＝tan-1(sinΔωK/cosΔωK)＝tan-1(tanΔωK)＝ΔωK(13)這里、K的時(shí)間長度應(yīng)理解為化小數(shù)的周期。
在計(jì)算式(13)的tan-1「QE(K)/IE(K)」時(shí)發(fā)生三個(gè)問題1.在定點(diǎn)小數(shù)制計(jì)算機(jī)上將QE(K)除以IE(K)僅限于當(dāng)IE(K)＞QE(K)≥0時(shí)。
2.tan-1(X)是個(gè)反超越函數(shù)，需要用泰勒級(jí)數(shù)展開或者查表。
3.在相位展開后tan-1「QE(K)/IE(K)」的有效范圍延伸到±180°之外，因而對于定點(diǎn)小數(shù)的計(jì)算機(jī)，此tan-1函數(shù)必須適當(dāng)?shù)赜枰詷?biāo)度。
這三個(gè)問題可采用以下辦法解決。
(a)使用一個(gè)小的ROM(256字)存儲(chǔ)「0，45°」的反正切函數(shù)值表。應(yīng)用該表時(shí)，需要一個(gè)QE(K)除以IE(K)的簡短(8個(gè)指令周期)除法來產(chǎn)生8比特的ROM表地址。要注意，在整個(gè)反正切ROM表范圍內(nèi)，須保持不等式IE(K)＞QE(K)≥0。
(b)通過以下措施將反正切函數(shù)值表的范圍擴(kuò)展到±180°(ⅰ)保留QE(K)和IE(K)的符號(hào);
(ⅱ)注意是1IE(K)｜＞｜QE(K)｜還是相反(ⅲ)應(yīng)用三角公式的計(jì)算表來計(jì)算四個(gè)象限中的反正切函數(shù)。
(c)將ROM表的數(shù)值在展開相位θO(K)的最大可能范圍內(nèi)進(jìn)行標(biāo)應(yīng)，該范圍由下式給定±V＝±「最大可容許頻率誤差(HZ)X1個(gè)時(shí)隙的持續(xù)時(shí)間(S)×360°+180°」例如，在1GHZ上頻率穩(wěn)定性為±2.5ppm，的壓控振蕩器115，最大可容許頻率誤差為±2.5KHZ，而θo(K)的相位范圍為±「(2.5KHZ)·(0.58ms)·360°+180°」＝±702°＝±V。
因此，所有的相位值必須以V＝702°來標(biāo)度，以免在相位展開算法中發(fā)生溢出。
根據(jù)相位取樣值作出相位軌跡只要IE(K)和QE(K)的符號(hào)予以保留，則tan-1「QE(K)/IE(K)」僅僅在[-π，π]區(qū)間上有定義，或者說，僅僅在「-180°，180°」區(qū)間上有定義。由于在頻率控制過程中絕對相位是不知道的，所以任一個(gè)給定的SE(K)取樣值將在上述范圍內(nèi)產(chǎn)生一個(gè)相位樣值θ(K)。例如，如果將θ(K)的相位計(jì)算值輸出直接用于相位軌跡，并假定θ(1)＝179°，θ(2)＝-179°，θ(3)＝-177°，……，則由于在θ(1)和θ(2)之間有明顯的-358°相位跳變，通過相位軌跡θ(K)的時(shí)間微分來確定瞬時(shí)頻率偏差將產(chǎn)生含糊的結(jié)果。實(shí)際上，在此例子中如果相位是“展開”的，允許相位樣值的每個(gè)樣值都增加+2°。
為了展開這些相位樣值，在本發(fā)明的DSP中使用了相位展開處理器147。增大的相位軌跡和減小的相位軌跡的展開處理概念性地示于圖2，并由本發(fā)明的DSP111執(zhí)行以下步驟來完成初始化θ(K)，K＝1，…，N，第2步起先前值＝θ(1)總相位＝0閾值＝90°DOK＝2到N當(dāng)前值＝θ(K)+總相位IF(｜(當(dāng)前值-先前值)｜＜閾值)THENθO(K)＝θ(K)先前值＝θO(K)(無相位跳變)ELSEIF((當(dāng)前值-先前值)＜-閾值)THEN總相位＝總相位+360°θO(K)＝當(dāng)前值+360°先前值＝θO(K)(-360°相位跳變)ELSE總相位＝總相位-360°θO(K)＝當(dāng)前值-360°先前值＝θO(K)(+360°相位跳變)EИDIFEИDDO展開的相位點(diǎn)陣列θO(K)，K∈「1，И」，應(yīng)用于瞬時(shí)頻率偏差的接續(xù)計(jì)算中。注意，展開的相位樣值θO(K)正是式(13)中給出的ΔωK?，F(xiàn)在，式中的ΔωK可取任一值(包括在「-180°，180°」區(qū)間之外的值)。
從相位軌跡的時(shí)間導(dǎo)數(shù)計(jì)算頻率變換后信號(hào)的瞬時(shí)頻率不存在任何噪聲、量化或頻率不穩(wěn)定時(shí)，瞬時(shí)頻率誤差就可以應(yīng)用任意兩個(gè)相位樣值之差根據(jù)式(13)來計(jì)算。實(shí)際上，噪聲、量化和頻率不穩(wěn)定都會(huì)導(dǎo)致所采用的那兩個(gè)樣值有測量誤差。代替的方法是采用線性擬合相位軌跡的最小二乘法。因此，這種最小二乘法線性擬合曲線的斜率正比于瞬時(shí)頻率。根據(jù)McGraw-Hill出版公司1975年出版的M.Schwartz和L.Shaw所著《信號(hào)處理離散頻譜的分析、檢測和估測》一書中的第14-15頁，擬合于2И+1個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)組θO(-N)、θO(O)、……θO(N)的最小二乘法線性擬合線的斜率(S)，由功能塊149進(jìn)行以下計(jì)算來給定
假設(shè)θO(n)的單位是度，則瞬時(shí)頻率誤差由下式給定f誤差(HZ)＝dθ/dt＝S/360N·L·270.833×103(15)式中，L是模/數(shù)轉(zhuǎn)換器107和109中使用的過取樣因子，亦即模/數(shù)轉(zhuǎn)換器取樣速率為L·270.833×103樣值/秒。重要的是應(yīng)注意到，頻率誤差為(a).與輸入幅度A無關(guān);(b)可以直接用HZ來刻度「見式(15)」。
由式(15)給出的頻率誤差在放大器功能塊151中乘上環(huán)路增益系數(shù)α，并經(jīng)常規(guī)的積分器153將乘積結(jié)果積分以后，由數(shù)/模轉(zhuǎn)換器155將積分器的輸出轉(zhuǎn)換為模擬電壓VC(t)。此數(shù)/模轉(zhuǎn)換器155輸出的模擬電壓VC(t)去驅(qū)動(dòng)壓控振蕩器115，因而形成閉合的頻率控制環(huán)路。
適當(dāng)選擇環(huán)路增益系數(shù)α和已知壓控振蕩器控制靈敏度Hz/V時(shí)，由于式(15)給出的頻率誤差可直接以頻率(Hz)刻度，因此可做到在TDMA信號(hào)的剛好一個(gè)時(shí)間幀時(shí)期內(nèi)將環(huán)路鎖定。
一般地說，在最小二乘法線性擬合算法中所用的相位樣值點(diǎn)數(shù)目越多，計(jì)算得的頻率測量誤差就越小。然而，對于大量的數(shù)據(jù)點(diǎn)需要作大量的計(jì)算。為了在復(fù)雜性與頻率測量準(zhǔn)確性之間考慮折衷，進(jìn)行了大量的計(jì)算機(jī)模擬計(jì)算，其中包括(a)頻率偏差以1.95HZ為增量在±500Hz范圍內(nèi)變化，在每個(gè)頻率步長上有一個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)隙，(b)變化不同的小數(shù)化因數(shù)(M)的值和變化在最小二乘法線性擬合算法中使用的被測數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)目，而保持乘積(2N+1)(M)≈800，以使在每種情況下所用的數(shù)據(jù)點(diǎn)跨度相同。
將三種模擬情況概括于下模擬號(hào)MN2N+1絕對頻率偏差1 1 398 797 1HZ2 20 19 39 11HZ3 40 9 19 27HZ由于在頻率控制環(huán)路中使用通常的8比特?cái)?shù)/模轉(zhuǎn)換器155，并且壓控振蕩器115的穩(wěn)定度在1GHZ上為±2.5ppm，意味著誤差步級(jí)為19.5HZ，因而相對于壓控振蕩器115的穩(wěn)定度而言，在模擬號(hào)2中采用的N和M值將導(dǎo)致約為數(shù)/模轉(zhuǎn)換器155的1/2LSB的頻率測量誤差。模擬號(hào)2的結(jié)果出于圖3，其中VC(t)表示成頻率偏差的函數(shù)。
注意，一旦選定N，式(14)中的分母可以預(yù)先計(jì)算。為了方便起見，式(14)中的分母可以選定得加速頻率測量過程，方法是選定分母W為2的一個(gè)幕，亦即令S ′ =Σn = －NNn2s/w]]>應(yīng)用式(15)中上面規(guī)定的系數(shù)，依照測得的參數(shù)S′，瞬時(shí)頻率誤差的表達(dá)式為f誤差(HZ) ＝S ′/360 ·N ·L ·270.8333×102W ·VΣn = －NNn2]]>在優(yōu)選實(shí)施例中，M＝20，W＝512，L＝8，V＝2048，N＝19，Σn = －NNn2= 4940]]>因此，f1NST(HZ)＝63875·S′n＝-N並且，f誤差(HZ)＝63875·S′其中應(yīng)用到本發(fā)明的接收機(jī)的一種系統(tǒng)，是在前面提到的GSM文件中為泛歐系統(tǒng)(Pan-EuropeanSystem)制定規(guī)范的系統(tǒng)。圖4中所示的定時(shí)圖將脈沖群式TDMA傳輸與本發(fā)明的頻率控制聯(lián)系起來。在圖4所示的示例性傳輸中，一個(gè)傳輸幀和第二傳輸幀的一部分畫成一些信息傳輸塊，信息由以中心載波頻率(fC)為準(zhǔn)的頻率偏移來傳遞。每個(gè)這樣的信息塊都是通常的TDMA時(shí)隙，而每個(gè)時(shí)隙將信息傳送給所選定的不同的接收機(jī)。在優(yōu)選的實(shí)施例中，每一幀持續(xù)的時(shí)間為4.6ms，每一時(shí)隙持續(xù)時(shí)間為0.58ms。
為將一個(gè)頻率校正信號(hào)從發(fā)射機(jī)傳送給各種的接收機(jī)，優(yōu)選的實(shí)施例中在一個(gè)預(yù)定的時(shí)隙期間，例如在401示出的期間，使用了一個(gè)特定的載波頻率偏移。(此載波頻率偏移前面已稱為“純正弦波”(PSW))。該載頻偏移等于13MHz/192≈67.708KHz(在±0.05ppm的容差范圍＝±0.00338Hz之內(nèi))。如圖所示，規(guī)則的TDMA通信可在隨后的時(shí)隙內(nèi)進(jìn)行。純正弦波不需要在每幀內(nèi)傳送。本優(yōu)選實(shí)施例以大約每秒21次的速率傳送純正弦波。
如前所述，本發(fā)明的頻率控制對純正弦波進(jìn)行處理。接收到純正弦波時(shí)，根據(jù)相位軌跡計(jì)算所算出的頻率偏差值，去查詢頻率偏差(Hz)與所需頻率控制信號(hào)(MV)的關(guān)系曲線。對應(yīng)于該頻率偏差，確定出控制信號(hào)VC(t)的單一函數(shù)值。這個(gè)單值的控制信號(hào)輸入到壓控振蕩器115，作為單獨(dú)的一步將壓控振蕩器的頻率置于所發(fā)送的TDMA信號(hào)載波頻率的0.03ppm之內(nèi)。這個(gè)單一的控制信號(hào)值在該信號(hào)幀的時(shí)期內(nèi)保持著，直到接收到下一個(gè)純正弦波為止。這樣，就可做到發(fā)送的載波頻率與接收到的頻率之間快速、準(zhǔn)確的頻率校正。
權(quán)利要求
1.用于脈沖群式無線電通信系統(tǒng)的一種頻率控制裝置，它使用一個(gè)以脈沖群發(fā)送的頻率校正信號(hào)，以校正接續(xù)的通信脈沖群無線電載頻波頻率與由無線電接收機(jī)接收的頻率之間的頻率差異，該頻率控制器裝置的特征在于包含有一個(gè)頻率可變的振蕩器，用以接收頻率校正信號(hào)脈沖群和處理通信信息脈沖群，該通信信息脈沖群的無線電載波頻率與上述可變頻率振蕩器之間有著頻率差異包含有一個(gè)與接收上述頻率校正信號(hào)脈沖群的裝置相連接的裝置，用以產(chǎn)生一個(gè)單值的控制信號(hào)，並將該信號(hào)值加到上述可變頻率振蕩器上，以校正上述的頻率差異。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率控制裝置，其中，所述的該裝置的特征還在于，至少計(jì)算一個(gè)與上述頻率差異相關(guān)的相位值;上述處理通信信息脈沖群的裝置的特征還在于，將上述頻率校正信號(hào)脈沖群轉(zhuǎn)變?yōu)檎坏念l率校正脈沖群信號(hào)I和Q的裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的頻率控制裝置，其中，所述的該裝置的特征還在于對上述正交的I和Q頻率校正脈沖群信號(hào)中的至少一個(gè)，將其頻率用一個(gè)預(yù)定的頻率進(jìn)行變換的裝置;對上述正交的I和Q頻率校正脈沖群信號(hào)進(jìn)行取樣，以產(chǎn)生I和Q校正信號(hào)樣值的裝置;根據(jù)上述I和Q校正信號(hào)樣值中的至少一個(gè)，作出一相位軌跡圖的裝置;具有補(bǔ)償直流偏移的裝置。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的頻率控制裝置，其中，所述的用于計(jì)算至少一個(gè)相位值的裝置的特征還在于，計(jì)算出Q值校正信號(hào)樣值被I校正信號(hào)樣值相除之商的反正切值的裝置;所述的產(chǎn)生出相位軌跡圖裝置其特征還在于，就一個(gè)反正切的第一計(jì)算對一個(gè)反正切的第二計(jì)算作出最小二乘法線性擬合曲線的裝置，由之得出頻率差值與控制信號(hào)值的關(guān)系曲線，據(jù)此，可對每個(gè)頻率差值導(dǎo)并一個(gè)單一的控制信號(hào)值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的頻率控制裝置，其中，上述該裝置的特征還在于，產(chǎn)生出頻率差值與控制信號(hào)值的關(guān)系曲線的裝置，據(jù)此可對每個(gè)頻率差值導(dǎo)得一個(gè)單一的控制信號(hào)值;又，上述產(chǎn)生和施加校正上述頻率差值的單一控制信號(hào)值的裝置在具有許多通信信息脈沖群的一幀內(nèi)施加上述單一控制信號(hào)。
6.一種無線電接收機(jī)的自動(dòng)頻率控制電路，其特征在于振蕩器，用以產(chǎn)生具有預(yù)定標(biāo)稱頻率的振蕩信號(hào);接收裝置，它接收實(shí)際上等于振蕩器頻率的通信信號(hào)和一個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)，該基準(zhǔn)信號(hào)對該通信信號(hào)頻率具有一個(gè)固定的頻率偏差;對該基準(zhǔn)信號(hào)起響應(yīng)的數(shù)字電路，它給振蕩器提供一個(gè)校正信號(hào)，使該振蕩器產(chǎn)生出等于該通信信號(hào)頻率的信號(hào)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的自動(dòng)頻率控制電路，其中，產(chǎn)生校正信號(hào)的裝置其特征在于，用數(shù)字方式產(chǎn)生一個(gè)以頻率偏差為函數(shù)的有刻度的校正值的S形曲線的裝置，對基準(zhǔn)信號(hào)的幅度變化基本上是不敏感的。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的自動(dòng)頻率控制電路，其中，校正信號(hào)使振蕩器在10個(gè)系統(tǒng)幀內(nèi)的一步中產(chǎn)生的信號(hào)，其頻率偏差處在通信信號(hào)頻率的百萬分之一之內(nèi)。
9.在脈沖群式無線電通信系統(tǒng)中接收機(jī)用的一種頻率控制方法，該系統(tǒng)以脈沖群方式發(fā)送一個(gè)頻率校正信號(hào)，用以校正接續(xù)的通信信息脈沖群無線電載波頻率與無線電接收機(jī)的接收頻率之間的頻率差異，該頻率控制方法的特征在于有以下步驟接收頻率校正信號(hào)脈沖群，并處理通信信息脈沖群，在可變頻率振蕩器與上述通信信息脈沖群的無線電載波頻率之間具有一個(gè)頻率差異對接收的上述頻率校正信號(hào)脈沖群起響應(yīng)而產(chǎn)生一個(gè)單一的控制信號(hào)值，將該單一個(gè)控制信號(hào)值加到上述可變頻率振蕩器上，以校正上述頻率差異。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，對上述通信信息脈沖群處理步驟的特征還在于，將上述頻率校正信號(hào)脈沖群轉(zhuǎn)換為正交的I和Q頻率校正脈沖群信號(hào)而其中上述的至少計(jì)算一個(gè)相位值的步驟的特征還在于，計(jì)算出Q校正信號(hào)樣值被I校正信號(hào)樣值相除之商的反正切值就一個(gè)反正切的第一計(jì)算對一個(gè)反正切的第二計(jì)算作出最小二乘法線性擬合曲線，由之得出頻率差值與控制信號(hào)值的關(guān)系曲線，據(jù)此對每個(gè)頻率差值導(dǎo)得一個(gè)單一的控制信號(hào)值其中，上述步驟的特征還在于有以下步驟(a)計(jì)算與上述頻率差值相關(guān)的至少一個(gè)相位值(b)按一個(gè)預(yù)定的頻率將上述正交的I和Q頻率校正脈沖群信號(hào)中的至少一個(gè)信號(hào)轉(zhuǎn)換頻率(c)對上述正交的I和Q頻率校正脈沖群信號(hào)進(jìn)行取樣，產(chǎn)生出I和Q校正信號(hào)樣值(d)根據(jù)上述I和Q校正信號(hào)樣值中的至少某一個(gè)作出一相位軌跡圖(e)補(bǔ)償直流偏移。
全文摘要
一種數(shù)字式無線電接收機(jī)用的頻率控制裝置和方法。在時(shí)分多址(TDMA)方式數(shù)字通信的一幀信號(hào)期內(nèi)，于一個(gè)時(shí)隙段上發(fā)送一個(gè)有持定載波頻率偏移的純正弦波脈沖群，接收機(jī)中利用數(shù)字處理器快速調(diào)整正交解調(diào)器內(nèi)壓控振蕩器的振蕩頻率，做到一步地消除接收信號(hào)的載波頻率與壓控振蕩器的振蕩頻率之間的頻率偏差，沒有振蕩頻率的搜索或逐漸地趨近到最后的振蕩頻率上的現(xiàn)象。
文檔編號(hào)H03J7/02GK1046074SQ9010179
公開日1990年10月10日 申請日期1990年3月30日 優(yōu)先權(quán)日1989年3月31日
發(fā)明者大衛(wèi)·E·鮑斯, 詹姆斯·F·開普勒 申請人:莫托羅拉公司