專利名稱：低元件靈敏度三階∑-δ過抽樣模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及一種三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，更具體地說，涉及一種具有低靈敏度元件失配和有限放大器增益的三階∑-△過抽樣模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。
通過使用其后跟有數(shù)字低通濾波和分樣的過抽樣內(nèi)插(或∑-△)調(diào)制，用低分辨率元件可獲得高分辨率模/數(shù)(或A/D)信號(hào)轉(zhuǎn)換。過抽樣是指調(diào)制器以高于信號(hào)奈奎斯特(Nyguist)頻率多倍的頻率工作，而分樣是指將時(shí)鐘頻率降低到Nyguist頻率。
∑-△調(diào)制器(有時(shí)稱作∑-△調(diào)制器)用在A/D轉(zhuǎn)換器中已有一段時(shí)間了?？蓮囊韵略诖私Y(jié)合作為參考文獻(xiàn)的技術(shù)文章中獲得詳細(xì)的一般信息。
1)“使用有限循環(huán)振蕩器獲得穩(wěn)定A/D轉(zhuǎn)換器”，J.C.Candy，IEEE Transactions on Communications，Vol.COM-22，No.3，PP.298～305，1974年3月2)“使用三角加權(quán)內(nèi)插從∑-△調(diào)制器獲得13位脈碼調(diào)制(PCM)”J.C.Candy等人，IEEE Transations on Communications，Vol.COM-24，NO.11，PP.1268～1275，1976年11月3)“在∑-△調(diào)制器中使用二重積分”J.C.Candy，IEEE Transactions on Communications，Vol.COM-33，NO.3，PP.249～258，1985年3月對(duì)于給定的過抽樣比率要獲得更高的分辨率，在過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)領(lǐng)域已進(jìn)行了實(shí)際努力來改進(jìn)多階∑-△調(diào)制器。作為使用在此的術(shù)語“階”，∑-△調(diào)制器的階直接取決于對(duì)輸出和輸入間的誤差關(guān)于時(shí)間積分的次數(shù)，而多級(jí)∑-△A/D轉(zhuǎn)換器中的∑-△轉(zhuǎn)換器級(jí)的階直接由從該級(jí)的輸入到輸出過程中對(duì)輸入信號(hào)關(guān)于時(shí)間積分的次數(shù)所決定。
在上面類型的A/D轉(zhuǎn)換器中，分辨率主要由兩個(gè)因素決定(1)調(diào)制器時(shí)鐘頻率與Nyguist頻率的比率，以下稱作為過抽樣比率，以及(2)調(diào)制器的“階”。本文中的“階”與頻率選擇性濾波器的階類似，指明了由調(diào)制器提供的頻譜成形的相應(yīng)次數(shù)。如同濾波器一樣，以增加硬件的復(fù)雜性為代價(jià)，使用更高的階，則可獲得更高的選擇性。承認(rèn)這兩個(gè)因素，高分辨過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器的最新實(shí)現(xiàn)使用了大的過抽樣比率和高的調(diào)制器的階。然而，實(shí)際情況可能限制能夠得到的過抽樣頻率和調(diào)制器階的范圍。例如，對(duì)于給定的調(diào)制器時(shí)鐘頻率，分樣后的過抽樣比率反比于Nyguist頻率，因此不可能在不犧牲轉(zhuǎn)換頻率的情況下獲得任意高的過抽樣比率。多種條件限制了調(diào)制器的階?？梢宰C明使用單個(gè)量化器實(shí)現(xiàn)高于2的階數(shù)僅為條件穩(wěn)定，因而不適用。
可以使用另外一種方法，即通過級(jí)聯(lián)的低階調(diào)制器有效提供高階噪聲頻譜成形以確保穩(wěn)定工作。遺憾的是，這種結(jié)構(gòu)中調(diào)制器的匹配是關(guān)鍵，失配的程度控制著整個(gè)轉(zhuǎn)換器的精度。要求元件的嚴(yán)格匹配和高的運(yùn)算放大器(運(yùn)放)增益意味著只能低產(chǎn)量生產(chǎn)這種電路，并可能需要微調(diào)，因而生產(chǎn)起來很昂貴。
該領(lǐng)域的早期工作，由于涉及與三階或更高階相關(guān)的穩(wěn)定性問題，故一直傾向于實(shí)現(xiàn)一階和二階調(diào)制器。在“一種無雙重積分環(huán)的多級(jí)∑-△調(diào)制器”(Proc.IEEE 1986 Int.Solid-State Circuits Conf.，pp.182-183，1986年2月)中T.Hayashi等人描述了一種使用級(jí)聯(lián)兩個(gè)一階級(jí)獲得二階特性的方法。第一級(jí)的量化誤差輸送到第二級(jí)，因而在數(shù)字微分后，第二級(jí)的輸出信號(hào)含有一個(gè)形成頻率的量化噪聲的拷貝。最后，從第一級(jí)的輸出信號(hào)中減去第二級(jí)輸出信號(hào)產(chǎn)生只包含具有二階噪聲頻譜成形的第二級(jí)的量化噪聲的信號(hào)。但是，這種方法要求兩個(gè)一階調(diào)制器的特性嚴(yán)格匹配和高的運(yùn)放增益。而且，非常需要使用三階調(diào)制器，在這種三階調(diào)制器中由過抽樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的數(shù)字輸出信號(hào)沒有一階和二階量化噪聲。
利用三重級(jí)聯(lián)的一階調(diào)制器將Hayashi等人的方法擴(kuò)展為三階A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)由Y.Matsuya等人在“使用三重積分噪聲頻譜成形的16位過抽樣A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)”(IEEE J.Solid-State Circuits，Vol.SC-22，No.6，pp.921-929，1987年12月)中進(jìn)行了描述。但是，為得到理論上可獲得的分辨率該方法要求更嚴(yán)格的元件匹配同時(shí)也要求高運(yùn)放增益。
在“使用兩級(jí)三階噪聲頻譜成形的13位綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)絡(luò)頻帶A/D轉(zhuǎn)換器(ISDN-Band ADC)”(Proc.1988 Custom Integrated Circuit Conf.，pp.21.2.1-4，1988年6月)中，L.Longo和M.A.Copeland公開了一種略為不同的方法，在該方法中，將一個(gè)二階調(diào)制器以級(jí)聯(lián)方式與一個(gè)一階調(diào)制器相連以實(shí)現(xiàn)三階噪聲頻譜成形。與其它方法稍稍不同的是，該方法具有降低元件匹配要求的優(yōu)點(diǎn)。
本發(fā)明者探索了一種改進(jìn)的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器通過降低對(duì)元件失配、有限放大器增益和其它非理想的電路特性(在此稱為“非理想性”)的靈敏度來獲得三階噪聲頻譜成形。本發(fā)明者找到了能夠作為抽樣數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電容器電路實(shí)現(xiàn)的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的改進(jìn)結(jié)構(gòu)。本發(fā)明者還試圖在具有調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器中提供三階量化噪聲頻譜成形，該調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)使用有限增益放大器而且對(duì)常規(guī)電路非理想性相對(duì)不靈敏，因此A/D轉(zhuǎn)換器可獲得接近理論極限的分辨率。
本發(fā)明者提出了一種新的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)對(duì)通常限制先有技術(shù)三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)分辨率的實(shí)際非理想性(即，元件失配，放大器非線性、有限增益、過長穩(wěn)定時(shí)間，以及有限的信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍)表面出顯著降低的靈敏度?？紤]非理想性，詳細(xì)的模擬表明用過抽樣比率為64的新A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)可在80千赫茲轉(zhuǎn)換頻率獲得16位分辨率。盡管僅有2%的元件匹配和低如1000的放大器增益，仍可得到上述性能。盡管只是普通的所需電路規(guī)范，仍能實(shí)現(xiàn)這些特性水準(zhǔn)表明一種低成本、高產(chǎn)量的A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)現(xiàn)在最切實(shí)可行的。MOS，C MOS，BiCMOS，GaAs.或Bipolar集成電路技術(shù)可與這種新A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)結(jié)合使用以實(shí)現(xiàn)除了去耦合電容器外沒有外部元件的完全單片式的A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。新A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)格的適當(dāng)復(fù)雜性有效實(shí)現(xiàn)了具有高分辨率多通道模擬接口的數(shù)字信號(hào)處理芯片。
CT掃描器使用扇形波束能源，它的中心射線穿過靠近所掃描物體中心的空間中的特定點(diǎn)，因?yàn)樵撃芰吭囱刂渲行脑诳臻g中該特定點(diǎn)的環(huán)形軌跡前進(jìn)。一種弧形長條檢測器元件放置在對(duì)著能量源的能量源空間中那個(gè)特定點(diǎn)的另一邊并跟蹤能量源圍繞空間中該特定點(diǎn)旋轉(zhuǎn)。被掃描的物體總是在扇形波束內(nèi)并吸收一部分在扇形波束的每個(gè)鄰接部分的幅射能量，而扇形波束的每部分的剩余幅射能量或“射線和”由弧形檢測器條上的相應(yīng)檢測器測量。該檢測器響應(yīng)能量源旋轉(zhuǎn)的每一連續(xù)增長，而它的相對(duì)著的弧形檢測器條形成所掃描物體的單獨(dú)的“圖象”。在連續(xù)圖象持續(xù)的過程中檢測器的這些響應(yīng)存儲(chǔ)于存儲(chǔ)器中，因?yàn)閷?duì)這些響應(yīng)的處理不是實(shí)時(shí)進(jìn)行的而是在掃描完成以后進(jìn)行。在這種順序處理過程中來自每一圖象的檢測器的響應(yīng)在背投射到圖象空間以產(chǎn)生圖象元素或“象素”的灰度值之前用精心形成的有限脈沖濾波器核進(jìn)行預(yù)加權(quán)和前置濾波。在對(duì)每一圖象進(jìn)行加權(quán)并取和以便通過背景投影產(chǎn)生象素的灰度值期間，射線加起來穿過每個(gè)象素中心。亦即，由于每一射線之和表示從形成一段扇形波束的射線束吸收的能量之和，所述扇形波束橫過包括象素所在部分物體的連續(xù)部分，因此，歸因于由該段扇形波束所移動(dòng)象素中任何一個(gè)的能量吸收量值可以通過進(jìn)行包括穿過該象素的射線束的所有射線之和的自動(dòng)校正過程確定。這個(gè)自動(dòng)校正過程抑制射線之和中重要象素之前及其之后象素的投射陰影，這是由計(jì)算層析X射線攝影機(jī)產(chǎn)生層析X射線照片的基礎(chǔ)。在包含于實(shí)現(xiàn)該自動(dòng)校正過程之中的射線和的相加結(jié)合中，每個(gè)射線和必須進(jìn)行加權(quán)以在與該象素有關(guān)的射線束穿過該象素之前考慮扇形波束的發(fā)散。
盡管付里葉變換方法對(duì)計(jì)算層析X射線攝影機(jī)對(duì)背景投影重建具有固有的速度優(yōu)點(diǎn)，由于對(duì)噪聲的過度靈敏，用扇形波束掃描器被認(rèn)為是不合適的。卷積和背景投影重建方法適合于圖象管路輸送并產(chǎn)生相對(duì)不含來自處理過程的不希望后生物的圖象。論文“對(duì)發(fā)散波束的卷積重建技術(shù)”(G.T.Herman，A.V.Lakshminarrayan and A.Naparstek，COMPUTER BIOLOGIC MEDICINE，第259-271頁，卷6，1976年10月)是有價(jià)值的，同樣，論文“使用有效計(jì)算技術(shù)和特殊目的處理器的扇形波束圖象重建算法的快速實(shí)現(xiàn)”(B.K.Gilbert，S.K.Kenue，R.A.Robb，A.Chu，A.H.Lent和E.E.Swartzlauder，IEEE TRANSACTIONS ON BIOMEDICAL ENGINEERING，第98-115頁Vol.BME-28，No.2，1981年2月)也是有價(jià)值的。
條形檢測器元件包括具有大約幾百個(gè)閃爍器的線性陣列和排列在閃爍器的線性陣列之后的幾百個(gè)左右的光敏二極管的線性陣列。閃爍器將X射線圖象轉(zhuǎn)換為光圖象，而光敏二極管將在該光圖象的元件中的光子轉(zhuǎn)換為電荷。光敏二極管具有各自的前置放大器，通?；プ璺糯笃鲗?duì)傳感光敏二極管電流提供低輸入阻抗并為驅(qū)動(dòng)后面電路提供低輸出阻抗。在先有技術(shù)CT系統(tǒng)中，光敏二極管-前置放大器組合在這種組合的整個(gè)組的組件中進(jìn)行分配，而且來自每個(gè)組件中前置放大器的模擬輸出電壓對(duì)共享模/數(shù)(或A/D)轉(zhuǎn)換器的輸入端是作時(shí)分多路傳輸。
事實(shí)上已經(jīng)證明將各個(gè)組件的A/D轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換特性匹配是困難的，因?yàn)橐獙?shí)現(xiàn)背景投影計(jì)算，在轉(zhuǎn)換器輸出信號(hào)中要求非常大的分辨率位數(shù)(即，16-20位)。將A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性的線性做得盡可能的好，但是如果光敏二極管-前置放大器組合的每個(gè)組件中的光敏二極管在條狀檢測器元件中相互鄰接，轉(zhuǎn)換特性上的差異在最終的層析X射線照片中，導(dǎo)致“帶狀后生物”。這些帶狀后生物表現(xiàn)為具有相當(dāng)?shù)涂臻g頻率的高度偏差，因此它們對(duì)最終的層析X射線照片的觀察者來說是令人討厭地受到注意。為降低歸因于A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性差異的后生物的可見性，習(xí)慣作法是在每個(gè)光敏二極管-前置放大器組合的組件中使光敏二極管在成條狀的檢測器元件中的位置無規(guī)則排列，這樣在層析X射線照片中減少這些后生物的低空間頻率分量的似然性，而增加層析X射線照片中這些后生物的高空間頻率分量的似然性。如果需要，對(duì)這些后生物的較高空間頻率分量也可進(jìn)行低通空間濾波，相比較層析X射線照片中僅具有一些高空間頻率細(xì)節(jié)的損失。使時(shí)分多路傳輸A/D轉(zhuǎn)換器的光敏二極管-前置放大器組合的連接混亂的作法在CT系統(tǒng)的元件中導(dǎo)致不希望的復(fù)雜電氣互連，但是，通過高速數(shù)字總線用時(shí)分多路傳輸方式來傳輸復(fù)雜數(shù)據(jù)。
使光敏二極管-前置放大器的組合到時(shí)分多路傳輸A/D轉(zhuǎn)換器的連接混亂的作法與將前置放大器和A/D轉(zhuǎn)換器物理上放置得盡可能靠近光敏二極管從而有利于使象噪聲這樣的外部電信號(hào)的干擾最小的要求相沖突。A/D轉(zhuǎn)換器和對(duì)它們進(jìn)行時(shí)分多路傳輸?shù)那爸梅糯笃魍ǔＲ詥纹呻娐?IC)的形式構(gòu)造，將光敏二極管連接到這種采用光敏二極管混亂作法的IC需要大范圍的布線。由于光敏二極管的輸出阻抗為30兆歐量級(jí)，線路上外部信號(hào)的干擾可能是相當(dāng)大的。
本發(fā)明者指出，減小歸因于A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性差異的后生物低空間頻率分量的似然性的一種替換方法是給每個(gè)光敏二極管-前置放大器組合提供它自己的A/D轉(zhuǎn)換器。確實(shí)，這種作法進(jìn)一步省去對(duì)構(gòu)成帶狀后生物產(chǎn)生基礎(chǔ)的A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性的自動(dòng)校正。這種作法還避免在這種模擬多路傳輸中帶來的多路傳輸在模擬方式和動(dòng)態(tài)范圍上的限制。給每個(gè)光敏二極管-前置放大器組合提供其各自的A/D轉(zhuǎn)換器會(huì)遺留棘手的問題，即尋找具有足夠線性和合用分辨率位數(shù)以形成具有可接納的歸因于A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性差異的低后生物的層析X射線照片，該A/D轉(zhuǎn)換器具有足夠簡單和便宜而且被廣泛采用的結(jié)構(gòu)。
∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的簡單性是引導(dǎo)本發(fā)明者在致力于避免產(chǎn)生帶狀后生物的過程中在CT掃描器中的每個(gè)光敏二極管-前置放大器組合之后考慮使用該轉(zhuǎn)換器的一個(gè)因素。在它們的∑-△調(diào)制器的反饋環(huán)路中具有單個(gè)位的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的∑-△A/D轉(zhuǎn)換器還能夠有完全線性的轉(zhuǎn)換特性。本發(fā)明者還認(rèn)識(shí)到∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的分樣濾波器通過在將檢測器響應(yīng)背景投影到圖象空間以產(chǎn)生圖象元素或“象素”的灰度值之前提供仔細(xì)形成的需要用來抑制高頻前置放大器噪聲的有限脈沖濾波能夠完成雙重功能。運(yùn)用在過抽樣頻率上計(jì)時(shí)的分接數(shù)字延遲方式的抽樣數(shù)據(jù)FIR濾波器或功能上等價(jià)的結(jié)構(gòu)可以自動(dòng)調(diào)節(jié)其帶寬以適應(yīng)不同的過抽樣頻率。
當(dāng)希望時(shí)分多路傳輸來自數(shù)字化光敏二極管響應(yīng)的多個(gè)∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的數(shù)字輸出信號(hào)時(shí)，所遇到的一個(gè)問題是在過抽樣頻率上進(jìn)行足夠的輸入信號(hào)抽樣的必要性，由此在對(duì)每個(gè)光敏二極管規(guī)定的檢測其光象部分的時(shí)間內(nèi)，有限脈沖響應(yīng)(FIR)分樣濾波器具有足夠的輸入抽樣覆蓋濾波器核心，即，用所有的FIR濾波器分接負(fù)載對(duì)足夠的輸入抽樣進(jìn)行加載，當(dāng)在檢測器響應(yīng)之前∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的分樣濾波器還提供抑制高頻前置放大器噪聲所需要的仔細(xì)形成的有限脈沖濾波器時(shí)，這變成為更加困難的問題。本發(fā)明者已經(jīng)測定，為具有商業(yè)競爭性，在要求的CT掃描器頻率和檢測器分辨率數(shù)位上，當(dāng)試圖在每個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器中使用單個(gè)一階∑-△調(diào)器時(shí)，過抽樣比率趨于過剩。在此公開的三階∑-△過抽樣轉(zhuǎn)換器特別適合于在CT掃描器中用在每一光敏二極管-前置放大器組合之后，由此避免產(chǎn)生后帶狀后生物。
一種構(gòu)成本發(fā)明的過抽樣內(nèi)插(∑-△)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器網(wǎng)絡(luò)包括接收需轉(zhuǎn)換的模擬信號(hào)作為其輸入信號(hào)并以從其中的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的輸出數(shù)字信號(hào)為響應(yīng)的二階調(diào)制器，其模/數(shù)轉(zhuǎn)換器引入表現(xiàn)為雙微分形式的量化噪聲作為該二階調(diào)制器的數(shù)字輸出信號(hào)的不希望的量化噪聲分量;接收二階調(diào)制器的數(shù)字輸出信號(hào)去掉由其中的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器引入的量化噪聲、并以從其中的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字輸出信號(hào)為響應(yīng)的一階調(diào)制器;以及用于將二階調(diào)制器和一階調(diào)制器的數(shù)字輸出信號(hào)相加、以獲得記述由二階調(diào)制器作為輸入信號(hào)接收的模擬信號(hào)而基本上與來自二階調(diào)制器的不希望量化噪聲分量無關(guān)的數(shù)字輸出信號(hào)的數(shù)字誤差消除電路。
參考附圖，通過對(duì)本發(fā)明的最佳實(shí)施例的詳細(xì)描述，將更好地理解上述和其它目的、方面和優(yōu)點(diǎn)。圖中

圖1為一個(gè)已知的∑-△A/D轉(zhuǎn)換器電路框圖;
圖2(a)、2(b)、2(d)和2(e)示出與圖1中A/D轉(zhuǎn)換器工作相關(guān)的典型的功率譜，而圖2(c)代表了圖1中分樣濾波器的典型濾波特性;
圖3為根據(jù)本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的電路框圖;
圖4為體現(xiàn)本發(fā)明圖3類型的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的一種方案的功能框圖;
圖5為本發(fā)明圖3類型三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)一個(gè)具體實(shí)施例的功能框圖;
圖6為圖5中的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的抽樣數(shù)據(jù)單端轉(zhuǎn)換電容器實(shí)現(xiàn)的電路框圖;
圖7為圖5中的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的抽樣數(shù)據(jù)差分轉(zhuǎn)換電容器實(shí)現(xiàn)的電路框圖;
圖8示出了使用在圖7電路中的時(shí)鐘信號(hào)的波形;
圖9是能夠用在圖3、4和5的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)中的分樣濾波器的電路框圖;
圖10是根據(jù)本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的電路框圖，它是圖3類型的一種替換形式;
圖11是體現(xiàn)本發(fā)明圖10類型的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的一種方案的功能框圖;
圖12示出一種形式的數(shù)字分樣濾波器;
圖13是根據(jù)本發(fā)明的一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的電路框圖，它是圖3和圖9類型的一種替換類型;以及圖14是體現(xiàn)本發(fā)明圖13類型三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的一種方案的功能框圖;
圖15示出了一種形式的數(shù)字分樣濾波器。
圖1表示了一個(gè)已知的∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的實(shí)施例，其中過抽樣內(nèi)插(∑-△)調(diào)制器10與一低通分樣濾波器12耦合，該濾波器12隨即與抽樣頻率壓縮器14耦合，調(diào)制器10的作用是使低分辨A/D轉(zhuǎn)換器的量化噪聲頻譜成形，使其主要集中在高頻。調(diào)制器10的輸入信號(hào)X(n)是頻率為Fs的理想正弦信號(hào)并由調(diào)制器10以抽樣頻率Fm對(duì)其抽樣。接著用低通濾波和分樣來除去量化噪聲體，結(jié)果在降低的轉(zhuǎn)換頻率FM/N處產(chǎn)生一高分辨率數(shù)字信號(hào)，其中N為過抽樣比率，或輸出時(shí)鐘頻率(F′)與輸入時(shí)鐘(或抽樣)頻率FM的比率。
圖1中，顯示了下列函數(shù)輸入信號(hào)x(n)，調(diào)制器輸出信號(hào)u(n)，濾波器輸出信號(hào)W(n)，以及A/D轉(zhuǎn)換器輸出信號(hào)y(n)和濾波器脈沖響應(yīng)特性h(n)。相應(yīng)的頻譜｜X(f)｜、｜U(f)｜、｜W(f)｜、｜Y(f)｜和濾波器特征函數(shù)｜H(f)｜分別表示在圖2(a)、2(b)、2(d)、2(e)和2(c)中，并分別代表了圖1中的電路在(a)、(b)、(d)、(e)和(c)各個(gè)位置時(shí)的狀態(tài)。這些頻譜圖解了由調(diào)制器10提供的噪聲頻譜成形和在由壓縮器14進(jìn)行取樣頻率轉(zhuǎn)換前由低通分樣濾波器12提供的高頻噪聲衰減。
圖3表示了一個(gè)體現(xiàn)本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的簡化框圖，它包含一個(gè)耦合于一階調(diào)制器30的二階調(diào)制器20。二階調(diào)制器20含有一對(duì)級(jí)聯(lián)的積分器22和24，一個(gè)耦合于積分器24輸出端的A/D轉(zhuǎn)換器26，和一個(gè)在第一反饋回路中耦合在A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出和積分器22的輸入(通過一個(gè)加減單元32)之間、在第二反饋回路中耦合在A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出和積分器24的輸入(通過一個(gè)增益為2的放大器23和串聯(lián)連接的加減單元34)之間的數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換器28。
二階調(diào)制器20響應(yīng)模擬輸入信號(hào)x(t)，并在低頻ω＜＜π/T時(shí)(T為取樣周期，T＝1/Fm)產(chǎn)生一個(gè)數(shù)字輸出信號(hào)，約為x+d2Q1/dt2包含一個(gè)為理想模擬輸入信號(hào)的數(shù)字表示的x分量和一個(gè)成形的量化噪聲信號(hào)d2Q1/dt2。在二階調(diào)制器20內(nèi)由A/D轉(zhuǎn)換器26在A/D轉(zhuǎn)換期間產(chǎn)生的量化噪聲Q由兩個(gè)積分器的回路進(jìn)行雙重微分并在二階調(diào)制器20的輸出信號(hào)中推至事實(shí)上更高的頻率。加到A/D轉(zhuǎn)換器26上的信號(hào)為模擬信號(hào)x+d2Q1/dt2-Q1等于數(shù)字輸出信號(hào)x+d2Q1/dt減去附加量化噪聲Q1并將其加到一階調(diào)制器30上。
一階調(diào)制器30包含一個(gè)耦合到A/D轉(zhuǎn)換器38上的信號(hào)積分器36。一個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器40耦合在A/D轉(zhuǎn)換器38輸出和積分器36的輸入(通過一個(gè)加減單元42)間的反饋回路中。在一階調(diào)制器30中由A/D轉(zhuǎn)換器38在A/D轉(zhuǎn)換期間產(chǎn)生的量化噪聲Q由單個(gè)積分器回路進(jìn)行微分并在-階調(diào)制器30的輸出信號(hào)中推至更高頻率。一階調(diào)制器30在低頻ω＜＜πT狀態(tài)下產(chǎn)生一個(gè)數(shù)字輸出信號(hào)，約為x+d2Q1/dt2-Q1+dQ2/dt它等于與它的輸入信號(hào)完全一樣的信號(hào)加上經(jīng)微分的附加量化噪聲信號(hào)dQ2/dt。
一個(gè)數(shù)字減法器44耦合在二階調(diào)制器20和一階調(diào)制器30的輸出端以確定來自調(diào)制器20和30的數(shù)字輸出信號(hào)間的差異。將一個(gè)數(shù)字雙重微分器46耦合到數(shù)字減法器44的輸出端對(duì)來自數(shù)字減法器44的數(shù)字差異信號(hào)進(jìn)行兩次微分。一個(gè)數(shù)字加法器48耦合在二階調(diào)制器20和數(shù)字雙重微分器46的輸出端，將來自調(diào)制器20的數(shù)字輸出信號(hào)加到由數(shù)字雙重微分器46產(chǎn)生的合成數(shù)字輸出信號(hào)上。將由加法器48產(chǎn)生的數(shù)字輸出信號(hào)加到數(shù)字分樣濾波器50上。
現(xiàn)忽略調(diào)制器30的輸出量化噪聲dQ2/dt，來自調(diào)制器20和30的兩個(gè)數(shù)字輸出信號(hào)之間的差異正好等于負(fù)的二階調(diào)制器20的量化噪聲(-Q1)。來自數(shù)字雙微分器46的雙微分信號(hào)(-d2Q2/dt2)通過數(shù)字加法器48加到二階調(diào)制器20的數(shù)字輸出信號(hào)從而實(shí)現(xiàn)將調(diào)制器20的量化噪聲Q1消除。
現(xiàn)在考慮到在前面被忽略的量化噪聲信號(hào)dQ2/dt，噪聲信號(hào)Q由一階調(diào)制器30進(jìn)行一次微分，產(chǎn)生信號(hào)dQ2/dt。由數(shù)字微分器46對(duì)其再進(jìn)行另外兩次微分，因此在加法器48的輸出信號(hào)y(t)中，僅有的噪聲是三次微分噪聲信號(hào)d3Q2/dt3。這等于量化噪聲的三階成形，它大大地衰減了其基帶分量而強(qiáng)調(diào)其高頻功率。由數(shù)字分樣濾波器50將該三次微分噪聲信號(hào)d3Q2/dt3從最后的數(shù)字輸出信號(hào)中有效地消除。
根據(jù)圖4的離散時(shí)間域功能框圖，預(yù)定在一個(gè)抽樣數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電容器電路中實(shí)現(xiàn)三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。使用過抽樣調(diào)制器的一個(gè)設(shè)計(jì)目的是將模擬信號(hào)電平定標(biāo)在參考電壓的那一級(jí)上。因此，在圖4中表示的離散時(shí)間域方案表明對(duì)于本發(fā)明的新轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)該方案是可行的。
圖4中，每個(gè)積分器22、24和36都表示成前面有一加法器(或求和單元)62的一周期延遲寄存器60。數(shù)字雙重微分器46被表示為一對(duì)級(jí)聯(lián)微分器78，每一個(gè)都包含后面跟著數(shù)字減法器82的延遲寄存器80。
具有增益系數(shù)為k1a的放大器84位于二階調(diào)制器20中，在積分器22的輸入端并跟在加法單元32的后面。具有增益系數(shù)k1b的放大器86將積分器22的輸出通過求和單元34耦合到積分器24的輸入端。另一個(gè)具有增益系數(shù)為2k1ak1b的放大器位于D/A轉(zhuǎn)換器28的輸出和求和單元34的負(fù)輸入間的二階調(diào)制器20的反饋回路中，而調(diào)制器20中的第二反饋回路是通過將轉(zhuǎn)換器28的輸出耦合到求和單元32的負(fù)輸入形成的。增益為j1的放大器92將積分器24的輸出耦合到一階調(diào)制器30中的加減單元42，同時(shí)增益為k2的放大器90位于調(diào)制器30中加減單元42，同時(shí)增益為k2的放大器90位于調(diào)制器30中加減單元42后、積分器36的輸入端。
具有乘法系數(shù)為g1的數(shù)字乘法器74將一階調(diào)制器30的A/D轉(zhuǎn)換器38的輸出耦合到數(shù)字減法器44，同時(shí)D/A轉(zhuǎn)換器40將A/D轉(zhuǎn)換器38的輸出耦合到加減單元42。二階調(diào)制器20的A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出通過延遲寄存器76連接到數(shù)字減法器44的負(fù)輸入和數(shù)字加法器48。短劃線9將數(shù)字線路21和模擬線路19分開。
圖4中，系數(shù)k1a、k1b、k2和j1為模擬比例系數(shù)，而g1是數(shù)字乘法系數(shù)。這些系數(shù)必須遵循下列關(guān)系j1g1＝1/(k1ak1b) (1)這些關(guān)系只在僅使用1位A/D轉(zhuǎn)換器和1位D/A轉(zhuǎn)換器的情況下有意義。通常選擇小于1的k系數(shù)以降低調(diào)制中的內(nèi)部電壓電平從而避免限幅。對(duì)圖4中的網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分析，在離散時(shí)間域內(nèi)導(dǎo)出下列輸入信號(hào)/輸出信號(hào)關(guān)系式Vo(n)＝Vi(n-3)+g1[e2(n)-3e2(n-1)+3e2(n-2)-e2(n-3)] (2)和在相應(yīng)的頻率域中Vo(z)＝Z-3Vi(z)+g1(1-Z-1)3E2(Z) (3)其中，n代表離散時(shí)間瞬間nT(T為取樣周期)，Z為離散時(shí)間頻率變量以及E2為第二級(jí)的量化誤差。應(yīng)當(dāng)注意在電壓電平和輸出噪聲強(qiáng)度之間存在協(xié)調(diào)關(guān)系，特別是，如果使用比例換算，則條件k1ak1b＜1導(dǎo)致g1＞1，根據(jù)方程(2)和(3)輸出誤差按比例增大。
雖然在圖4中表示的實(shí)現(xiàn)方案具有使用1位A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器的意思，但通過使用多位A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器可獲得其性能的改善。對(duì)于量化級(jí)L大于一位，即L＞1的情況，圖4中k1a＝k1b＝k2＝1以及j1g1＝1。
圖5表示一個(gè)有L＝1，k1a＝k1b＝k2＝1/2，j1＝1和g1＝4的新的三階∑-△過樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的具體實(shí)現(xiàn)。因此，二階調(diào)制器20中的放大器84和86以及一階調(diào)制器30中的放大器90增益系數(shù)均為1/2，數(shù)字乘法器74乘法系數(shù)為4。(使用在圖4電路中的增益系數(shù)為j1＝1的放大器92和增益系數(shù)為2k1ak1b＝1/2的放大器88在圖5的電路中未示出)。這種裝置只需要1位A/D和D/A轉(zhuǎn)換器。
圖6表示了圖5網(wǎng)絡(luò)的轉(zhuǎn)換電容器實(shí)現(xiàn)，它使用單端信號(hào)流和無寄生電容積分器。對(duì)這種積分器有過描述，例如在“用于信號(hào)處理的模擬MOS集成電路”(R.Gregorian，PP277-280，Wiley，New York，1986)中，在此結(jié)合作為參考文獻(xiàn)。在二階調(diào)制器20中，積分器22體現(xiàn)為具有反饋電容器102和轉(zhuǎn)換輸入電容104的高增益差分放大器(運(yùn)算放大器)。開關(guān)S1用于在模擬輸入信號(hào)和調(diào)制器20的反饋回路之間對(duì)電容器104進(jìn)行轉(zhuǎn)換。開關(guān)S2用于將電容器104的輸出電壓在差分放大器100的兩個(gè)輸入端間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。類似地，積分器24體現(xiàn)為具有反饋電容器112和一對(duì)轉(zhuǎn)換輸入電容器114和103的高增益差分放大器(運(yùn)放)。開關(guān)S3用于在來自差分放大器100的模擬輸出信號(hào)以及地之間轉(zhuǎn)換電容器114，而開關(guān)S9是用于在調(diào)制器20的反饋回路和地之間轉(zhuǎn)換電容器103。開關(guān)S4用于在差分放大器110的兩個(gè)輸入端之間對(duì)電容器114和103的輸出電壓進(jìn)行轉(zhuǎn)換。以抽樣速率Φ1工作的比較器116將差分放大器110的模擬輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制輸出信號(hào)。該二進(jìn)制輸出信號(hào)由鎖存器118存放并通過延時(shí)寄存器76加至數(shù)字減法器44的反相輸端和數(shù)字加法器48。鎖存器118的輸出信號(hào)還控制開關(guān)S5，根據(jù)比較器116鎖存輸出信號(hào)的正負(fù)極性，將反饋回路在正參考電壓+Vref和負(fù)參考電壓-Vref間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。
在一階調(diào)制器30中，積分器36體現(xiàn)為具有一個(gè)反饋電容器122和一個(gè)轉(zhuǎn)換輸入電容器124的高增益差分放大器(運(yùn)放)120。開關(guān)S6用來在來自差分放大器110的模擬輸出信號(hào)和調(diào)制器30的反饋回路間轉(zhuǎn)換電容器124。開關(guān)S7用來在差分放大器120的兩輸入端間轉(zhuǎn)換電容器124的輸出電壓。工作在抽樣相位Φ1的比較器126將來自差分放大器120的模擬輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制輸出信號(hào)。該二進(jìn)制輸出信號(hào)存儲(chǔ)在鎖存器128中，由乘法器74乘4后加到數(shù)字減法器44上。鎖存器128的輸出信號(hào)還控制一個(gè)開關(guān)S8，根據(jù)來自比較器126的被鎖存的輸出信號(hào)極性是正還是負(fù)，在正參考電壓+Vref和負(fù)參考電壓-Vref之間切換反饋回路。由數(shù)字減法器44產(chǎn)生的數(shù)字差分信號(hào)由數(shù)字雙微分器46對(duì)其進(jìn)行二次微分，并將合成微分信號(hào)加到數(shù)字加法器48上。正如在該領(lǐng)域所熟知，可用金屬氧化物半導(dǎo)體轉(zhuǎn)換裝置來實(shí)現(xiàn)的開關(guān)均以共同相位Φ1表示。
開關(guān)S1-S4，S6，S7和S9均為由時(shí)鐘相位信號(hào)Φ1、Φ2控制的模擬開關(guān)，該相位信號(hào)由一振蕩器或時(shí)鐘電路(未示出)產(chǎn)生。該時(shí)鐘信號(hào)不重疊并異相180°。
當(dāng)開關(guān)S1-S4，S6，S7和S9處于圖6所示的位置時(shí)，電容器104充電到模擬輸入信號(hào)的幅度，同時(shí)電容器114充電到放大器100的輸出電壓，電容器124充電到運(yùn)放110的輸出電壓。同時(shí)電容器103完全放電。
由圖所示連接到正參考電壓的開關(guān)S5和S8分別由鎖存器118和128的輸出信號(hào)控制。因此，當(dāng)比較器116或126的輸出信號(hào)鎖存值大時(shí)開關(guān)S5或S8分別與正參考電壓相連，當(dāng)比較器116或126的輸出信號(hào)鎖存值小時(shí)，開關(guān)S5或S8分別與負(fù)參考電壓相連。
當(dāng)相位Φ2出現(xiàn)時(shí)，開關(guān)S1-S4，S6，S7和S9從圖6中所示的位置切換。這樣，D/A轉(zhuǎn)換器28通過開關(guān)S5提供一個(gè)選擇參考電壓(圖示為正極)加到電容器104的電壓上并供給放大器100的反相輸入端。該輸入信號(hào)在電容器102中進(jìn)行積累直到時(shí)鐘相位Φ1重新出現(xiàn)。同時(shí)，放大器100先前(即相位Φ1)的輸出電壓存儲(chǔ)在電容器114中，加上來自開關(guān)S5現(xiàn)在存儲(chǔ)在電容器103的參考電壓，一起提供給放大器110的反相輸入端，放大器110先前(即相位Φ1)的輸出電壓(存儲(chǔ)在電容器124中)提供給放大器120的反相輸入端。放大器100、110和120各自對(duì)提供到相應(yīng)反相輸入端的輸入電壓進(jìn)行累積直到再次出現(xiàn)相位Φ1。
如果輸入到比較器116的信號(hào)是正的，開關(guān)S5與正參考電壓+V連接，而如果信號(hào)是負(fù)的開關(guān)S5與負(fù)的參考電壓-Vref連接。比較器輸入端的信號(hào)由對(duì)電容器103和114上的電壓之差值進(jìn)行積分所決定。積分器22輸出端上的電壓是輸入信號(hào)與根據(jù)開關(guān)S5的位置決定的正或負(fù)參考電壓之間的差值的積分。積分器22的輸出信號(hào)也可看作是模擬輸入信號(hào)與該模擬輸入信號(hào)的數(shù)字表示之間的積分差值。
積分器22對(duì)模擬輸入信號(hào)作為非反相積分器，對(duì)由比較器116控制的一位D/A轉(zhuǎn)換器28作為反相積分器。積分器22的輸出信號(hào)將每個(gè)相位Φ2改變(Vin-VD/Al)k1a的量值，其中VD/Al是D/A轉(zhuǎn)換器28的輸出電壓，同時(shí)在相位Φ1期間，積分器22的輸出信號(hào)保持于上一個(gè)相位Φ2建立的值。積分器36以類似的方式工作，除了其輸入信號(hào)是積分器24的輸出信號(hào)減去D/A轉(zhuǎn)換器40的輸出信號(hào)，即，積分器36的輸出信號(hào)以(V2-VD/A2)k2的量值改變每個(gè)相位Φ2，其中V2是積分器36的輸出電壓并保持在相位Φ1，VD/A2是D/A轉(zhuǎn)換器40的輸出電壓。
積分器24的結(jié)構(gòu)稍不同于積分器22和36的結(jié)構(gòu)，即它將兩個(gè)分開的電容器114和103用于其兩個(gè)輸入信號(hào)。既然對(duì)于積分器24的兩個(gè)輸入信號(hào)需要不同的電容比率，上述結(jié)構(gòu)就是必須的。特別是，對(duì)積分器22的輸出信號(hào)應(yīng)以比例k1b進(jìn)行積分，而對(duì)D/A轉(zhuǎn)換器28的輸出信號(hào)需要以比例-2klaklb進(jìn)行積分，因此，結(jié)合使用非反相和反相轉(zhuǎn)換電容積分器作為積分器24。通過使用迭加，由在緊鄰運(yùn)放100求和結(jié)點(diǎn)的開關(guān)S4上的公共接線提供多重輸入信號(hào)。既然每個(gè)分離的輸入電容器114和103在地與運(yùn)放110的反相輸入端之間轉(zhuǎn)換，開關(guān)S4可共用，盡管單獨(dú)開關(guān)S3和S9需要用來連接兩個(gè)輸入信號(hào)。積分器24的輸出信號(hào)將每個(gè)相位Φ2變化k1bV2-2k1ak1bVD/A2并在相位Φ1期間保持。在k1a＝1/2情況下，兩輸入電容器114和103具有相同的值，可用單個(gè)電容器代替，就象積分器22和36一樣。
圖6的電路對(duì)電容器失配誤差有較大的容限。兩個(gè)轉(zhuǎn)換電容積分器22和36各自分別使用一單個(gè)轉(zhuǎn)換電容器104和124，以獲得其兩個(gè)輸入信號(hào)的差值。因此，減法運(yùn)算不受誤差影響。剩下的轉(zhuǎn)換電容積分器24使用兩個(gè)分開的轉(zhuǎn)換電容器114和103來獲得其兩個(gè)輸入信號(hào)的差值;然而，當(dāng)涉及輸入時(shí)，這里的匹配誤差可忽略。其他剩下的和差運(yùn)算也可無誤差地?cái)?shù)字式地實(shí)現(xiàn)。僅有的與元件失配有關(guān)的誤差是乘積k1ak1b在等于/j1g1上的偏離。這對(duì)來自第一級(jí)的量化噪聲有漏泄作用，其數(shù)量為[1-j1g1/(klaklb)](1-Z-1)E1(Z) (4)使總輸出電壓Vo(z)變?yōu)閂o(z)＝Z-3Vi(Z)+g1(1-Z-1)3E2(Z)+[1-j1g1/(k1ak1b)](1-Z-1)2E1(Z) (5)其中，E1表示第一級(jí)的量化噪聲。既然失配程度，即1-j1g1/(k1ak1b)乘以一個(gè)已有二階噪聲頻譜成形的項(xiàng)，即(1-Z-1)2E1(Z)，則可寬容k1a或k1b比較大的誤差而沒有過分的衰減。例如，可以看到，在過抽樣比率為64比1時(shí)，在乘積k1ak1b上5%的誤差帶來小于1dB的總量化噪聲。
已對(duì)這種新的過抽樣調(diào)制器的一種方案進(jìn)行了擴(kuò)充模擬。新A/D轉(zhuǎn)換器的參數(shù)如下三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器參數(shù)參數(shù) 規(guī)格 單位調(diào)制器時(shí)鐘頻率 5.12 MHz過抽樣比率 64參考電壓 1.25 V分辨率 16 位將模擬結(jié)果概括如下參數(shù) 數(shù)值 單位條件輸入信號(hào) 0.8 V(峰值)運(yùn)放增益 1000運(yùn)放帶寬 80 MHz運(yùn)放變化率 200 V/μS元件容許偏差 1 %分樣濾波器 sinc4(使用一個(gè)梳狀濾波器)
理想特性諧波失真 -145 dB信號(hào)(噪聲+失真) 101.2 dB具有非理想性質(zhì)的特性諧波失真 -125 dB信號(hào)(噪聲+失真) 99.2 dB因此，本發(fā)明構(gòu)造了一種改進(jìn)的獲得三階噪聲頻譜成形的調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)，而且顯著降低了對(duì)元件的匹配和其它大部分實(shí)際非理想特性的靈敏度。模擬表明盡管有2%的元件匹配和1000的運(yùn)放增益，仍可獲得16位信噪比。估計(jì)含有這種調(diào)制器的集成電路可以高產(chǎn)量地制造，無需調(diào)整或校準(zhǔn)，也沒有任何嚴(yán)格的工序技術(shù)要求。因此本發(fā)明預(yù)期能經(jīng)濟(jì)地獲得一種高分辨率、多通道A/D轉(zhuǎn)換器。
盡管到現(xiàn)在只圖示了帶有單端輸出的調(diào)制器元件，即積分器、A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器，本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器可通過應(yīng)用一個(gè)使用帶差分輸出端的積分器的差分信號(hào)通路實(shí)現(xiàn)，從而改善電源噪聲的衰減。這表示在圖7中。
圖7圖示了一個(gè)應(yīng)用了差分放大器的網(wǎng)絡(luò)，該差分放大器是用于三階∑-△過抽樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)測試芯片中的典型電路，同時(shí)圖8圖示了應(yīng)用在圖7中的時(shí)鐘波形。圖7的電路不同于表示在圖6中的單端轉(zhuǎn)換電容器A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，它使用三相時(shí)鐘代替二相時(shí)鐘，使用一個(gè)完全平衡(或差分)信號(hào)通路用以更好地對(duì)寄生電源噪聲和公共模式信號(hào)進(jìn)行衰減，并使用一個(gè)斬波穩(wěn)定電路200來抑制低頻運(yùn)放噪聲，雖然它是一個(gè)差分電路仍可作為單端輸入電路工作。應(yīng)用于圖7電路中的積分器22、24和36每一個(gè)都含有平衡輸出端和平衡輸入端。
考慮圖7電路的工作，假設(shè)總是維持?jǐn)夭ㄏ辔沪礐HP，將先忽略作為積分器22一部分出現(xiàn)的斬波器200。也假設(shè)一個(gè)平衡輸入信號(hào)。在這些情況下，其工作類似于圖6中的單端電路，其時(shí)鐘相位的定義不同，即，圖6電路中的時(shí)鐘相位Φ1和Φ2現(xiàn)分別對(duì)應(yīng)于Φ3和Φ1。如果暫時(shí)忽略相位Φ2，其工作與圖6的描述一樣除了當(dāng)兩個(gè)輸入電容器201和202在相位Φ3期間對(duì)輸入信號(hào)取樣時(shí)，它們的輸出側(cè)通過開關(guān)S10連在一起而代替接地。作這樣的連接以致只獲得輸入信號(hào)的差異部分。如果電容器201和202轉(zhuǎn)換為接地而不作相互連接，對(duì)一個(gè)公共模式信號(hào)(如果存在)也進(jìn)行抽樣;然而，在圖示的結(jié)構(gòu)中，只根據(jù)兩輸入信號(hào)間的差異，而不根據(jù)它們的平均值，將電荷存儲(chǔ)在輸入電容器201和202上。用于網(wǎng)絡(luò)第二級(jí)積分器24中的輸入電容203和204以及用于網(wǎng)絡(luò)第三級(jí)積分器36中的輸入電容205和206有類似的作用。
按剛才所描述的，用于每個(gè)積分器級(jí)的輸入電容器的輸出側(cè)決不與電壓源或地相接，因此每個(gè)電容器上的電壓將是任意的。類似地，接收來自其輸入電容器的信號(hào)的運(yùn)放輸入端的電壓電平也是不確定的。因此，為在輸入電容的輸出(右手)側(cè)產(chǎn)生電勢(shì)，當(dāng)每個(gè)輸入電容的輸入(左手)側(cè)保持連接以接收參考信號(hào)時(shí)，在相位Φ2期間使用接地的連接。
另一與圖6電路的微小差別是，在輸入電容201和202，203和204，以及205和206的輸入(或左手)側(cè)分別直接提供1位D/A轉(zhuǎn)換器210、211和212以取代圖6網(wǎng)絡(luò)所示的使用單極雙擲開關(guān)S5和S8。然而，既然在每個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器210、211和212中，開關(guān)由其相位與所希望的時(shí)鐘相位相等的信號(hào)控制(該時(shí)鐘相位與鎖存比較器信號(hào)為邏輯“與”關(guān)系)，其作用相同。這種裝置避免了要求兩個(gè)開關(guān)串聯(lián)和在高頻電路操作中其有關(guān)的速度損失。
對(duì)D/A轉(zhuǎn)換器210、211和212中各個(gè)開關(guān)位置的邏輯如下ΦDAC1P＝Φ12＊CMP1DΦDAC1N＝Φ12＊CMP2DΦDAC2P＝Φ12＊CMP2DΦDAC2N＝Φ12＊CMP2D其中CMP1D為位于第二級(jí)積分器24輸出端的比較器216的輸出信號(hào)，并由鎖存電路218鎖存;CMP1D為位于第三級(jí)積分器36輸出端的比較器226的輸出信號(hào)，并由鎖存電路228鎖存。圖8示出了時(shí)鐘波形Φ12。
考慮斬波器的作用，由在第一運(yùn)放222的每一側(cè)的雙極、雙擲開關(guān)200表示的MOS開關(guān)裝置在斬波器時(shí)鐘信號(hào)ΦCHP和ΦCHN的控制下，在運(yùn)放的輸入和輸出端完成一個(gè)信號(hào)極性的周期性翻轉(zhuǎn)。圖示在圖8波形中的時(shí)鐘ΦCHP和ΦCHN能夠以是輸出轉(zhuǎn)換頻率的整倍數(shù)的高達(dá)調(diào)制器最大頻率的任意頻率交變。當(dāng)時(shí)鐘ΦCHP為高時(shí)，斬波器在輸入和輸出端選擇通過運(yùn)放222的非反相通路，而當(dāng)相位ΦCHN為高時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)反相結(jié)構(gòu)。既然每當(dāng)時(shí)鐘ΦCHN為高時(shí)在輸入和輸出端同時(shí)發(fā)生反相，所以對(duì)傳輸?shù)椒e分器的信號(hào)沒有影響。然而，來自運(yùn)放本身的噪聲只通過斬波器的輸出開關(guān)，這樣的話它以由斬波器時(shí)鐘的頻率所決定的頻率進(jìn)行極性變化。這等于由振幅為±1的周期性方波信號(hào)增加了噪聲，其相當(dāng)于多達(dá)斬波器方波和其所有諧波的頻率的運(yùn)放噪聲的調(diào)制。結(jié)果，將嚴(yán)重的低頻閃爍(或1/f)噪聲從調(diào)制器的基頻帶移出。閃爍噪聲在R.Gregorian的前面提到的“用于信號(hào)處理的模擬MOS集成電路”第500～505頁中討論過，這里結(jié)合作為參考文獻(xiàn)。隨后由分樣濾波器(圖7中未示出)進(jìn)行數(shù)字濾波，消除調(diào)制器的1/f噪聲。事實(shí)上，以等于分樣濾波器輸出頻率的頻率或一更高整數(shù)倍數(shù)斬波把該方波的基波和諧濾定在該分樣濾波器的零值頻率(若使用梳型濾波器)，這便于消除調(diào)制噪聲。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將會(huì)知道本發(fā)明不僅限于使用數(shù)字分樣濾波器，任何可抑制高頻量化噪聲分量的信號(hào)處理電路均可替換使用。
本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)利用使用在誤差信號(hào)初級(jí)積分器中的運(yùn)算放大器的斬波穩(wěn)定性使這種新的A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的實(shí)用性、以及正在開發(fā)的其它∑-△型A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的實(shí)用性大為增強(qiáng)。F.Yassa，S.Garverick，G.Ngo，R.Hartley，J.Prince，J.Lam，S.Noujaim，R.Korsunsky和J.Thomos在他們的出現(xiàn)在IEEE 1989CUSTOM INTEGRATED CORCUIT CONFERENCE DIGEST OF TECHNICAL PAPERS(CH2671-6/89/0000-0125$1.00C.1989 IEEE)第20.5.1-20.5.5頁、題為“LVDT和RVDT位置傳感器的多通道解調(diào)器”的論文中描述了在∑-△(或△-∑)調(diào)制器中利用斬波穩(wěn)定消除放大器偏移和元件失配，并產(chǎn)生一高頻脈動(dòng)信號(hào)加到輸入上以對(duì)低幅度信號(hào)獲得更高靈敏度。Yassa等人所用的在∑-△調(diào)制器之后的分樣濾波器的零值與斬波信號(hào)的頻率相等，以便更好地抑制高頻脈動(dòng)信號(hào)和其它在斬波頻率產(chǎn)生的調(diào)制器后生現(xiàn)象。斬波穩(wěn)定作用在頻譜上將放大器的閃爍(或1/f)噪聲從斬波頻率的基帶移動(dòng)到邊帶，該邊帶的更低部分一定程度上混入基帶。只要過抽樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)不要求高分辨率，混入基帶的1/f噪聲小于相鄰量化級(jí)之間的差值，即使在每秒周期中斬波信號(hào)的頻率與在每秒抽樣中來自分樣濾波器的輸出的頻率相同。
然而，當(dāng)力求在數(shù)字化輸出中增加分辨率時(shí)，如果斬波信號(hào)的頻率在每秒周期中與每秒抽樣中分樣濾波器輸出的頻率相同，混入基帶的1/f噪聲變得比相鄰量化級(jí)間的差值要大。本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，如果將斬波頻率增加為分樣濾波器輸出頻率的多數(shù)(大于1)倍，該問題得到改進(jìn)。本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，更快的斬波頻率導(dǎo)致一種增加每次對(duì)其進(jìn)行轉(zhuǎn)換之后復(fù)原該斬波穩(wěn)定放大器而引起的非線性的趨勢(shì)。因此，通常最好不要將斬波頻率增加到等于過抽樣頻率的一半。反之，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，從獲得最高的以位表示的分辨率的觀點(diǎn)來講，通常最好在-過抽樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)中選擇斬波頻率為分樣濾波器輸出頻率的較低倍數(shù)。最好選擇該較低倍數(shù)盡可能接近于分別與1/f噪聲有關(guān)以及與每次對(duì)其進(jìn)行轉(zhuǎn)換之后復(fù)原該斬波穩(wěn)定放大器引起的非線性有關(guān)的特性在值上呈現(xiàn)交叉之處。因此，可使相鄰量化極之間的差值最小，從而可得到最大的分辨率位數(shù)。
圖9示出了圖3的數(shù)字分樣濾波器50可采用的一種形式。圖9示出一種sincn型梳形濾波器，這種類型由E.Dijkstra，O.Nye，C.Piguet和M.Degrauwe在他們的論文“在∑-△調(diào)制器中使用模運(yùn)算梳形濾波器”(pp 2001-2004，Proc.of the IEEE Conf.On Acoustics，Speech & Processing，1988)中進(jìn)行了描述。圖3中的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)用下列6階正弦形特性形成它的量化噪聲頻譜SN(ωT)＝kQN[2Sin(ωT/2)]2L其中kQN是未成形的(白)量化噪聲的功率譜密度，L＝3是∑-△調(diào)制器的階數(shù)。如果n比L大1，sincn型梳形濾波器能夠充分抑制這種量化噪聲。圖9中的梳形濾波器(其中n等于4)將在圖3的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)中的加法器48的和輸出信號(hào)中充分抑制量化噪聲kQN[2sin(ωT/2)]6。
圖9的梳形濾波器接收來自圖3、4或5∑-△調(diào)制器的數(shù)字加法器48的和輸出信號(hào)作為它的輸入信號(hào)在級(jí)聯(lián)的n個(gè)積分器中進(jìn)行n次積分，在圖9的梳形濾波器中n等于4，每個(gè)積分器300包括一個(gè)相應(yīng)的數(shù)字加法器301和一個(gè)相應(yīng)的延遲寄存器302用來將加法器301的和輸出反饋回其輸入端。在分樣過程中，這種級(jí)聯(lián)的4重積分響應(yīng)在一個(gè)可由多位鎖存器形成的數(shù)字抽樣器310中作n∶1二次抽樣。數(shù)字抽樣器310的二次抽樣響應(yīng)在級(jí)聯(lián)的n個(gè)微分器320中進(jìn)行n次微分，在圖9的梳形濾波器中n等于4，所圖示的每個(gè)微分器320包括用來將微分器320的輸入信號(hào)的當(dāng)前抽樣與儲(chǔ)存在延遲寄存器322中的以前抽樣加在一起的數(shù)字加法器321，由此產(chǎn)生一和輸出信號(hào)，該和輸出信號(hào)是微分器320輸入信號(hào)關(guān)于時(shí)間的導(dǎo)數(shù)。由最后的微分器320出來的響應(yīng)在幅度上由一數(shù)字換算器330按比例降低n，它是最終分樣濾波器50的響應(yīng)。
圖10示出圖3三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的一個(gè)替換實(shí)施例。二階調(diào)制器20的輸出信號(hào)在數(shù)字雙積分器51中進(jìn)行二次積分，并且數(shù)字雙積分器51的響應(yīng)在數(shù)字加法器52中與二階調(diào)制器20輸出信號(hào)相加，而不對(duì)減法器44的差分輸出信號(hào)相對(duì)于時(shí)間進(jìn)行雙微分和將結(jié)果與二階調(diào)制器20的輸出信號(hào)相加，以消除來自二階調(diào)制器20的量化噪聲。加法器52的和輸出信號(hào)包括模擬輸入信號(hào)的低通濾波(兩次積分)數(shù)字化加上來自一階調(diào)制器30的一階量化噪聲。來自二階調(diào)制器20的量化噪聲不在加法器52的和輸出信號(hào)中出現(xiàn)，該和輸出信號(hào)提供給以數(shù)字輸出信號(hào)y(t)為響應(yīng)的數(shù)字分樣濾波器53。
圖11示出圖4三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的一個(gè)替換實(shí)施例并是一般地示于圖10的類型。數(shù)字雙積分器51更具體地圖示在圖11中作為一對(duì)級(jí)聯(lián)的積分器54，每個(gè)積分器54包含一數(shù)字加法器55和一個(gè)用來將加法器55的和輸出反饋回其輸入端的延時(shí)寄存器56。
圖12示出數(shù)字分樣濾波器53可采用一種形式。數(shù)字分樣濾波器53與圖10或11中的數(shù)字加法器52的和輸出信號(hào)連接，接收該信號(hào)作為它的輸入信號(hào)，并與圖3或圖4中連接到數(shù)字加法器48的和輸出信號(hào)以該和輸出信號(hào)作為其輸入信號(hào)的數(shù)字分樣濾波器50提供同樣的響應(yīng)。數(shù)字分樣濾波器50的兩個(gè)引導(dǎo)積分器300在數(shù)字分樣濾波器53中沒有也行，因?yàn)閳D10或11三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)具有用于二階調(diào)制器20輸出信號(hào)的數(shù)字雙積分器51而不具有用于數(shù)字減法器44輸出信號(hào)的數(shù)字雙微分器46，所以這是可能的。
圖13示出圖3和圖10三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的另一替換實(shí)施例。減法器44的差值輸出信號(hào)在單個(gè)數(shù)字積分器78中相對(duì)于時(shí)間僅微分一次，二階調(diào)制器20的輸出信號(hào)在數(shù)字積分器54中僅積分一次，數(shù)字積分器78和數(shù)字積分器54的響應(yīng)在數(shù)字加法器57中相加。加法器57的和輸出信號(hào)包括模擬輸入信號(hào)的低通濾波(一次積分)數(shù)字化加上來自一階調(diào)制器30的二階量化噪聲。二階調(diào)制器20的量化噪聲不在加法器57的和輸出信號(hào)中出現(xiàn)，該和輸出信號(hào)提供給以數(shù)字輸出信號(hào)y(t)為響應(yīng)的數(shù)字分樣濾波器58。
圖14示出圖4和圖11的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的替換實(shí)施例并是一般地示于圖13的類型。所示微分器78包括用于將來自減法器44的差值信號(hào)的當(dāng)前抽樣與存儲(chǔ)在延時(shí)寄存器80中的以前抽樣相加的數(shù)字加法器82，因此產(chǎn)生是來自減法器44的差值信號(hào)相對(duì)于時(shí)間的微分的和輸出信號(hào)。所示積分器包括一數(shù)字加法器55和一用來將加法器55的和輸出反饋回其輸入端的延遲寄存器56。
圖15示出數(shù)字分樣濾波器58可采用的一種形式。該數(shù)字分樣濾波器58與圖13或14的數(shù)字加法器52的和輸出信號(hào)連接，將其接收作為它的輸入信號(hào)，并與圖3或4連接于數(shù)字加法器48的和輸出信號(hào)以其作為它的輸入信號(hào)的數(shù)字分樣濾波器50提供同樣的響應(yīng)。數(shù)字分樣濾波器50的引導(dǎo)積分器300在數(shù)字分樣濾波器58中可以省去，因?yàn)閳D13或14三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)具有用于二階調(diào)制器20輸出信號(hào)的數(shù)字積分器54而僅具有用于數(shù)字減法器44輸出信號(hào)的單個(gè)數(shù)字微分器78，所以這是可能的。
這里僅圖示和描述了本發(fā)明的某些最佳特性，本領(lǐng)域的技術(shù)人員依照本說明書的講授可進(jìn)行許多修改和變更。因此，應(yīng)該明白所附權(quán)利要求是用來覆蓋落在本發(fā)明的實(shí)質(zhì)精神內(nèi)的所有這類修改和變更。
權(quán)利要求
1.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，它包括一個(gè)二階調(diào)制器，它包含以級(jí)聯(lián)方式耦合以使所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，以及耦合于所述第二積分器的輸出端的一個(gè)第一A/D轉(zhuǎn)換器，所述第一積分器適用于接收模擬輸入信號(hào)，所述第一A/D轉(zhuǎn)換器適合于將來自所述第二積分器的模擬輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)外加一個(gè)二階微分量化噪聲分量的第一數(shù)字輸出信號(hào)，所述模擬輸出信號(hào)對(duì)應(yīng)于所述第一數(shù)字輸出信號(hào)減去所述二階調(diào)制器的量化噪聲，一個(gè)一階調(diào)制器，它包含第三積分器，將所述第二積分器的輸出耦合到所述第三積分器的輸入的裝置，以及一個(gè)耦合于所述第三積分器輸出的第二A/D轉(zhuǎn)換器，用于將所述第二積分器的所述模擬輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)于所述模擬輸出信號(hào)外加一階微分量化噪聲分量的第二數(shù)字輸出信號(hào)，以及用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)相結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的裝置。
2.如權(quán)利要求1所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，包括耦合于所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端、用于提供代表所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器輸出信號(hào)之間差異的數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字減法器裝置。
3.如權(quán)利要求1所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端、用于對(duì)所述數(shù)字差值信號(hào)進(jìn)行雙微分的數(shù)字雙微分器，耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器和所述數(shù)字雙微分器的輸出端、用于將所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)與所述數(shù)字雙微分器的輸出信號(hào)相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端、用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置輸出信號(hào)的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
4.如權(quán)利要求2所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端、用于對(duì)所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)進(jìn)行二次積分的數(shù)字雙積分器，耦合于所述數(shù)字減法器裝置和所述數(shù)字雙積分器的輸出端、用于將所述數(shù)字減法器裝置的輸出信號(hào)與所述數(shù)字雙積分器的輸出信號(hào)相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端、用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置輸出信號(hào)的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
5.如權(quán)利要求2所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端、用于微分所述數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字微分器，耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端用于對(duì)所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)積分的數(shù)字積分器，耦合于所述數(shù)字微分器和所述數(shù)字積分器的輸出端用于將所述數(shù)字微分器的輸出信號(hào)與所述數(shù)字積分器的輸出信號(hào)相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端、用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號(hào)的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
6.如權(quán)利要求1所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述二階調(diào)制器包括分別耦合在所述第一A/D轉(zhuǎn)換器輸出端與所述第一和第二積分器的輸入端之間的第一和第二反饋回路中的第一D/A轉(zhuǎn)換器，以及所述一階調(diào)制器包括耦合在所述第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端和所述第三積分器的輸入端之間的第三反饋回路中的第二D/A轉(zhuǎn)換器。
7.如權(quán)利要求6所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，包括耦合于所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端用于形成代表所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)之間的差異的數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字減法器裝置。
8.如權(quán)利要求7所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一調(diào)制器的所述第一和第二階數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端對(duì)所述數(shù)字差值信號(hào)進(jìn)行雙微分的數(shù)字雙微分器，耦合于所述A/D轉(zhuǎn)換器和所述數(shù)字雙微分器的輸出端、將所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)與所述數(shù)字雙微分器的輸出信號(hào)相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號(hào)的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
9.如權(quán)利要求7所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器輸出端、對(duì)所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)進(jìn)行二次積分的數(shù)字雙積分器，耦合于所述數(shù)字減法器裝置和所述數(shù)字雙積分器的輸出端、用于將所述數(shù)字減法器裝置的輸出信號(hào)與所述數(shù)字雙積分器的輸出信號(hào)相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號(hào)的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
10.如權(quán)利要求7所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)結(jié)合以產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸入信號(hào)、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號(hào)的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端、用于微分所述數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字微分器，耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器輸出端、用于對(duì)所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)進(jìn)行積分的數(shù)字積分器，耦合于所述數(shù)字微分器和所述數(shù)字積分器的輸出端、用于將所述數(shù)字微分器的輸出信號(hào)與所述數(shù)字積分器的輸出信號(hào)相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端、用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號(hào)的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
11.如權(quán)利要求6所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第二積分器的輸出端耦合到所述第三積分器的輸入端的所述裝置包括一個(gè)增益為j1的放大器，所述網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括耦合于所述第二A/D轉(zhuǎn)換器輸出端、將所述第二數(shù)字輸出信號(hào)乘以數(shù)字乘法器系數(shù)g1的數(shù)字乘法器，所述二階調(diào)制器進(jìn)一步包括具有模擬比例系數(shù)k1a、用于改變提供給所述第一積分器的信號(hào)的比例的第一電路裝置和具有模擬比例系數(shù)k1b、用于改變所述第一積分器的輸出信號(hào)的比例的第二電路裝置。
12.如權(quán)利要求11所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述一階調(diào)制器進(jìn)一步包括耦合于所述增益為j1的所述放大器的輸出端和所述第二D/A轉(zhuǎn)換器的輸出端的減法器裝置，以及具有模擬比例系數(shù)k2、用于提供所述減法器裝置的一種比例形式的模擬輸出信號(hào)至所述第三積分器的第三電路裝置。
13.如權(quán)利要求7所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第二積分器的輸出端耦合到所述第三積分器的輸入端的所述裝置包括一個(gè)增益為j1的放大器，所述網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括;耦合到所述第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端、將所述第二數(shù)字輸出信號(hào)乘以系數(shù)g1的數(shù)字乘法器，具有模擬比例系數(shù)k1a、用于改變其輸出信號(hào)比例的所述第一積分器，進(jìn)一步包括響應(yīng)所述模擬輸入信號(hào)和所述第一D/A轉(zhuǎn)換器輸出信號(hào)的第一減法器裝置以及具有模擬比例系數(shù)k1a、用于將所述減法器裝置的比例輸出信號(hào)提供給所述第一積分器的第一電路裝置的所述第一反饋回路，進(jìn)一步包括用于改變所述第一D/A轉(zhuǎn)換器的輸出信號(hào)的比例的模擬比例系數(shù)2k1ak1b和具有響應(yīng)所述第一D/A轉(zhuǎn)換器的比例輸出信號(hào)的一個(gè)輸入端的第二減法器裝置的所述第二反饋回路，所述第一和第二積分器的所述級(jí)聯(lián)耦合包括所述第二減法器裝置和用于改變所述第一積分器的輸出信號(hào)的比例并將所述第一積分器的比例輸出信號(hào)提供給所述第二減法器裝置的第二輸入端的模擬比例系數(shù)k1b、所述第二減法器裝置的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端，所述系數(shù)按照j1g1＝1/k1ak1b相互關(guān)聯(lián)。
14.如權(quán)利要求13所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述第一，第二和第三積分器中的每一個(gè)分別包括用于接收在其第一輸入端的輸入信號(hào)的模擬加法器，和耦合于所述模擬加法器輸出端的延遲寄存器，所述延遲寄存器的輸出端耦合在到所述模擬加法器的第二輸入端的反饋結(jié)構(gòu)中。
15.如權(quán)利要求1所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述第一，第二和第三積分器中的每一個(gè)分別包括平衡輸入和平衡輸出。
16.如權(quán)利要求1所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器，其特征在于所述第一積分器是一種包括斬波穩(wěn)定放大器的類型，在斬波穩(wěn)定放大器中輸入和輸出信號(hào)的斬波以預(yù)定斬波頻率進(jìn)行并包含輸出到輸入的反饋電容。
17.如權(quán)利要求1所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器結(jié)合對(duì)來自將所述第一和第二數(shù)字信號(hào)結(jié)合的裝置的所述數(shù)字輸出信號(hào)進(jìn)行梳形濾波的分樣濾波器，所述分樣濾波器在所述斬波頻率和其諧波上具有零值。
18.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括響應(yīng)用于產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于模擬輸入信號(hào)加上二階微分量化噪聲分量的第一數(shù)字輸出信號(hào)和用于產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述第一數(shù)字輸出信號(hào)減去所述二階調(diào)制器的量化噪聲的模擬輸出信號(hào)的模擬輸入信號(hào)的二階調(diào)制器，響應(yīng)用于產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所述模擬輸出信號(hào)加上一階微分量化噪聲的第二數(shù)字輸出信號(hào)的所述二階調(diào)制器的所述模擬輸出信號(hào)的一階調(diào)制器，用于確定所述第一和第二數(shù)字輸出信號(hào)之間的差異以產(chǎn)生包含來自所述一階調(diào)制器的一階噪聲分量減去來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字減法器，用于兩次微分所述數(shù)字差值信號(hào)以產(chǎn)生包含來自所述一階調(diào)制器的三階微分量化噪聲分量減去來自所述二階調(diào)制器的二階微分量化噪聲分量的合成數(shù)字信號(hào)的數(shù)字雙微分器，將所述第一數(shù)字輸出信號(hào)與所述合成數(shù)字信號(hào)相加以產(chǎn)生在其中已消除了一階和二階微分噪聲分量的第三數(shù)字輸出信號(hào)的數(shù)字加法器，以及用于抑制來自所述第三數(shù)字輸出信號(hào)的三階微分噪聲分量的數(shù)字分樣濾波器。
19.如權(quán)利要求18所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字雙微分器包括一對(duì)以級(jí)聯(lián)方式耦合的數(shù)字微分器，每個(gè)所述微分器分別包括延遲寄存器和將第一輸入耦合到所述延遲寄存器的輸出端、將第二輸入耦合到所述延時(shí)寄存器的輸入端的數(shù)字減法器。
20.如權(quán)利要求19所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述二階調(diào)制器包括以級(jí)聯(lián)方式耦合以使所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，以及一個(gè)耦合到所述第二積分器的輸出端的A/D轉(zhuǎn)換器，所述A/D轉(zhuǎn)換器適合于將來自所述第二積分器的模擬輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述第一數(shù)字輸出信號(hào)，以及所述一階調(diào)制器包括具有耦合到所述第二積分器輸出端的輸入端的第三積分器和耦合到所述第三積分器的輸出端用于將所述第二積分器的模擬輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為所述第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二A/D轉(zhuǎn)換器。
21.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括以級(jí)聯(lián)方式耦合以致于所述第一積分器的輸出端耦合互所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，耦合到所述第二積分器的輸出端用于提供第一數(shù)字輸出信號(hào)的第一比較器，第一轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的裝置，所述第一積分器響應(yīng)模擬輸入信號(hào)和所述第一轉(zhuǎn)換參考源電壓以提供第一模擬輸出信號(hào)至所述第二積分器，所述第二積分器響應(yīng)所述第一模擬輸出信號(hào)和所述第一轉(zhuǎn)換參考源以提供選擇模擬輸出信號(hào)給所述第一比較器，所述第一比較器響應(yīng)所述選擇的模擬輸出信號(hào)以提供所述第一數(shù)字輸出信號(hào)，耦合到所述第二積分器的輸出端的第三積分器，耦合到所述第三積分器的輸出端用于提供第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二比較器，第二轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的裝置，所述第三積分器響應(yīng)所述選擇的模擬輸出信號(hào)和所述第二轉(zhuǎn)換參考源以提供第二選擇模擬輸出信號(hào)至所述第二比較器，所述第二比較器響應(yīng)所述第二選擇模擬輸出信號(hào)以提供所述第二數(shù)字輸出信號(hào)，用于將所述第二數(shù)字輸出信號(hào)乘以乘法器系數(shù)的數(shù)字乘法器，耦合于所述數(shù)字乘法器和所述第一比較器以提供數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字減法器，耦合于所述數(shù)字減法器用于對(duì)所述數(shù)字差值信號(hào)進(jìn)行兩次微分以產(chǎn)生合成數(shù)字信號(hào)的數(shù)字雙微分器，用于將所述第一數(shù)字輸出信號(hào)和所述合成數(shù)字信號(hào)相加以產(chǎn)生第三數(shù)字輸出信號(hào)的數(shù)字加法器，以及響應(yīng)所述第三數(shù)字輸出信號(hào)用于提供所述模擬輸入信號(hào)的數(shù)字表示的數(shù)字分樣濾波器。
22.如權(quán)利要求21所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于每個(gè)所述第一，第二和第三積分器分別包括具有第一和第二輸入端和一個(gè)輸出端的差分放大器，連接在所述輸出端和所述第一輸入端之間的反饋電容器，輸入電容器，以及有選擇地將所述輸入電容器連接到接收的模擬電壓或參考電壓以便對(duì)所述輸入電容器充放電，并在所述輸入電容器連接到所述參考電壓時(shí)選擇性地將所述輸入電容器連接到所述第一輸入端。
23.如權(quán)利要求21所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字雙微分器包含一對(duì)以級(jí)聯(lián)方式連接的數(shù)字微分器，所述第個(gè)微分器分別包括一個(gè)相應(yīng)的延時(shí)寄存器，以及具有耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸出端的第一輸入端和耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸入端的第二輸入端的相應(yīng)數(shù)字減法器。
24.如權(quán)利要求21所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的所述裝置包括用于存儲(chǔ)所述第一數(shù)字輸出信號(hào)的第一鎖存器，將所述第二轉(zhuǎn)換參考源耦合到所述第二比較器的輸出端的所述裝置包括用于存儲(chǔ)所述第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二鎖存器，所述第一鎖存器將所述數(shù)字減法器耦合到所述第一比較器。
25.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括以級(jí)聯(lián)方式耦合以致于所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，耦合至所述第二積分器的輸出端用于提供第一數(shù)字輸出信號(hào)的第一比較器，第一轉(zhuǎn)換參考電壓源，耦合所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源至所述第一比較器輸出端的裝置，所述第一積分器響應(yīng)模擬輸入信號(hào)和所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源以便提供第一模擬輸出信號(hào)到所述第二積分器，所述第二積分器響應(yīng)所述市一模擬輸出信號(hào)和所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源以便提供一選擇的模擬輸出信號(hào)至所述第一比較器，所述第一比較器響應(yīng)所述選擇的模擬輸出信號(hào)以提供所述第一數(shù)字輸出信號(hào)，耦合至所述第二積分器輸出端的第三積分器，耦合至所述第三積分器輸出端以提供第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二比較器，第二轉(zhuǎn)換參考電壓源，耦合所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源至所述第二比較器輸出端的裝置，所述第三積分器響應(yīng)所述經(jīng)選擇的模擬輸出信號(hào)和所述第二轉(zhuǎn)換參考源以提供第二選擇模擬輸出信號(hào)至所述第二比較器，所述第二比較器響應(yīng)所述第二選擇模擬輸出信號(hào)以產(chǎn)生所述第二數(shù)字輸出信號(hào)，將所述第二數(shù)字輸出信號(hào)乘以乘法器系數(shù)的數(shù)字乘法器，耦合到所述數(shù)字乘法器和所述第一比較器用于提供它們之間的數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字減法器，用于對(duì)所述第一數(shù)字輸出信號(hào)進(jìn)行兩次積分以產(chǎn)生合成數(shù)字信號(hào)的數(shù)字雙積分器，用于將所述數(shù)字差值信號(hào)與所述合成數(shù)字信號(hào)相加以產(chǎn)生第三數(shù)字輸出信號(hào)的數(shù)字加法器，以及響應(yīng)所述第三數(shù)字輸出信號(hào)、用于產(chǎn)生所述模擬輸入信號(hào)的數(shù)字表示的數(shù)字分樣濾波器。
26.如權(quán)利要求25所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，所述第一，第二和第三積分器中的每一個(gè)分別包括具有第一和第二輸入端和一個(gè)輸出端的差分放大器，連接在所述輸出端和所述第一輸入端之間的反饋電容器，輸入電容器，以及用于選擇性地連接所述輸入電容器至接收的模擬電壓或參考電壓以便對(duì)所述輸入電容器充放電、和當(dāng)所述輸入電容器連接至所述參考電壓時(shí)選擇性地連接所述輸入電容器至所述第一輸入端的轉(zhuǎn)換裝置。
27.如權(quán)利要求26所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字雙積分器包括一對(duì)以級(jí)聯(lián)方式連接的數(shù)字積分器，所述每個(gè)數(shù)字積分器分別包括一個(gè)相應(yīng)的延遲寄存器，以及具有第一輸入端和耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器輸出端的第二輸入端以及耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器輸入端的輸出端的相應(yīng)數(shù)字加法器。
28.如權(quán)利要求25所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的所述裝置包含用于存儲(chǔ)所述第一數(shù)字輸出信號(hào)的第一鎖存器以及將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的所述裝置包含用于存儲(chǔ)所述第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二鎖存器，所述第一鎖存器將所述數(shù)字減法器耦合到所述第一比較器。
29.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括以級(jí)聯(lián)方式耦合以致于所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，耦合到所述第二積分器的輸出端、用于提供第一數(shù)字輸出信號(hào)的第一比較器，第一轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的裝置，所述第一積分器響應(yīng)模擬輸入信號(hào)和所述第一轉(zhuǎn)換參考源以便提供第一模擬輸出信號(hào)給所述第二積分器，所述第二積分器響應(yīng)所述第一模擬輸出信號(hào)和所述第一轉(zhuǎn)換參考源以便提供選擇模擬輸出信號(hào)給所述第一比較器，所述第一比較器響應(yīng)所述選擇模擬輸出信號(hào)以提供所述第一數(shù)字輸出信號(hào)，耦合至所述第二積分器輸出端的第三積分器，耦合至所述第三積分器輸出端、用于提供第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二比較器，第二轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的裝置，所述第三積分器響應(yīng)所述選擇模擬輸出信號(hào)和所述第二轉(zhuǎn)換參考源以提供第二選擇模擬輸出信號(hào)給所述第二比較器，所述第二比較器響應(yīng)所述第二選擇模擬輸出信號(hào)以產(chǎn)生所述第二數(shù)字輸出信號(hào)，用于將所述第二數(shù)字輸出信號(hào)與乘法器系數(shù)相乘的數(shù)字乘法器，耦合于所述數(shù)字乘法器和所述第一比較器、用于提供它們之間的數(shù)字差值信號(hào)的數(shù)字減法器，耦合于所述數(shù)字減法器、用于對(duì)所述數(shù)字差值信號(hào)進(jìn)行一次微分以產(chǎn)生合成微分?jǐn)?shù)字信號(hào)的數(shù)字微分器，用于對(duì)所述第一數(shù)字輸出信號(hào)進(jìn)行一次積分以產(chǎn)生合成積分?jǐn)?shù)字信號(hào)的數(shù)字積分器，用于將所述合成微分?jǐn)?shù)字信號(hào)與所述合成積分?jǐn)?shù)字信號(hào)相加以產(chǎn)生第三數(shù)字輸出信號(hào)的數(shù)字加法器，以及響應(yīng)所述第三數(shù)字輸出信號(hào)、用于產(chǎn)生所述模擬輸入信號(hào)的數(shù)字表示的數(shù)字分樣濾波器。
30.如權(quán)利要求24所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述第一、第二和第三積分器中的每一個(gè)分別包括具有第一和第二輸入端以及一個(gè)輸出端的差分放大器，連接在所述輸出端和所述第一輸入端之間的反饋電容器，一個(gè)輸入電容器，以及用于選擇性地將所述輸入電容器連接到接收的模擬電壓或參考電壓以便對(duì)所述輸入電容器進(jìn)行充放電以及當(dāng)所述輸入電容器連接至所述參考電壓時(shí)選擇性地將所述輸入電容器連接到所述第一輸入端的轉(zhuǎn)換裝置。
31.如權(quán)利要求30所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字微分器包括一個(gè)相應(yīng)延遲寄存器，和具有耦合到其所述相應(yīng)延時(shí)寄存器的輸出端的第一輸入端以及耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸入端的第二輸入端的數(shù)字減法器，所述數(shù)字積分器包括一個(gè)相應(yīng)的延遲寄存器，和具有第一輸入端、耦合于其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸出端的第二輸入端、以及耦合于其所述相應(yīng)延遲寄存器輸入端的輸出端的數(shù)字加法器。
32.如權(quán)利要求29所述的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的所述裝置包括用于存儲(chǔ)所述第一數(shù)字輸出信號(hào)的第一鎖存器和其特征在于將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的所述裝置包含用于存儲(chǔ)所述第二數(shù)字輸出信號(hào)的第二鎖存器，所述第一鎖存器將所述數(shù)字減法器耦合到所述第一比較器。
33.在一過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器中具有以級(jí)聯(lián)形式跟有一分樣濾波器的∑-△調(diào)制器，分樣濾波器以是過抽樣頻率1/R倍量的輸出頻率為所述過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器提供數(shù)字輸出信號(hào)，以所述過抽樣頻率提供所述分樣濾波器輸入信號(hào)的數(shù)字抽樣，R是至少為4的整數(shù)，∑-△調(diào)制器包含連接為用于產(chǎn)生為誤差信號(hào)的時(shí)間積分的積分器輸出信號(hào)的Miller積分器的斬濾穩(wěn)定放大器，用于量化所述積分器輸出信號(hào)從而以過抽樣頻率產(chǎn)生所述分樣濾波器輸入信號(hào)的數(shù)字抽樣的裝置，用于產(chǎn)生相應(yīng)于所述分樣濾波器數(shù)字化輸入信號(hào)的模擬反饋信號(hào)的D/A轉(zhuǎn)換器，以及用于差分組合所述模擬反饋信號(hào)與所述過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入信號(hào)由此產(chǎn)生所述誤差信號(hào)的裝置，改進(jìn)部分包括用于以低于所述過抽樣頻率的一半而高于所述輸出頻率的斬波頻率操作所述斬波穩(wěn)定放大器的裝置。
34.在一過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器中具有以級(jí)聯(lián)形式跟有一分樣濾波器的∑-△調(diào)制器，分樣濾波器以是過抽樣頻率1/R倍量的輸出頻率為所述過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器提供數(shù)字輸入信號(hào)，以所述過抽樣頻率提供所述分樣濾波器輸入信號(hào)的數(shù)字抽樣，R是至少為4的整數(shù)，∑-△調(diào)制器包含連接為用于產(chǎn)生為誤差信號(hào)的時(shí)間積分的積分器輸出信號(hào)的Miller積分器的斬濾穩(wěn)定放大器，用于量化所述積分器輸出信號(hào)從而以過抽樣頻率產(chǎn)生所述分樣濾波器輸入信號(hào)的數(shù)字抽樣的裝置，用于產(chǎn)生相應(yīng)于所述分樣濾波器數(shù)字化輸入信號(hào)的模擬反饋信號(hào)的D/A轉(zhuǎn)換器，以及用于差分組合所述模擬反饋信號(hào)與所述過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入信號(hào)由此產(chǎn)生所述誤差信號(hào)的裝置，改進(jìn)的特征在于選擇所述斬波穩(wěn)定放大器的斬波頻率使1/f噪聲和在每次對(duì)其進(jìn)行轉(zhuǎn)換之后復(fù)原該斬波穩(wěn)定放大器而引起的非線性在頻率基帶上具有同數(shù)量級(jí)的幅度，由此可從所述過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器獲得更多位的分辨率。
全文摘要
一種內(nèi)插過抽樣(∑-Δ)A/D轉(zhuǎn)換器的改進(jìn)調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)包括對(duì)其數(shù)字輸出信號(hào)和其模擬輸入信號(hào)之間的誤差進(jìn)行二次積分的二階調(diào)制器，以及對(duì)其數(shù)字輸出信號(hào)和由二階調(diào)制器提供到那里的模擬信號(hào)之間的誤差進(jìn)行單次積分的一階調(diào)制器。所述調(diào)制器將它們的輸出信號(hào)傳輸給數(shù)字誤差消除電路，該電路在提供給分樣濾波器的信號(hào)中抑制二階調(diào)制器中出現(xiàn)的量化噪聲。本網(wǎng)絡(luò)對(duì)通常限制這種類型A/D轉(zhuǎn)換器分辨率的實(shí)際非理想性表現(xiàn)出顯著降低的靈敏度。
文檔編號(hào)H03M1/12GK1057741SQ9110230
公開日1992年1月8日 申請(qǐng)日期1991年4月6日 優(yōu)先權(quán)日1990年4月6日
發(fā)明者戴維·伯德·里比納 申請(qǐng)人:通用電氣公司