專利名稱：具有多個輸出級的數模轉換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種數模轉換器。
已知的數模轉換器包括包含梯形電阻(resister ladder)的系統(tǒng)，該梯形電阻的元件根據輸入數字信號的大小被有選擇地激勵，以產生適當大小的總輸出模擬信號。已知的還有采用脈沖寬度調制(PWM)技術實現(xiàn)數模轉換。通過該脈沖寬度調制(PWM)技術，可以產生占空比受輸入數字信號大小控制的脈沖寬度調制信號。然后，該脈沖寬度調制信號被低通濾波，形成一個大小依賴于脈沖寬度調制信號的占空比的模擬信號。
在包括數字和模擬部分的電路中，希望盡可能多的電路由數字電路部分實現(xiàn)。數字電路部分可以通過集成電路實現(xiàn)，集成電路相對便宜，體積小，效率高，并且能承受模擬電路出現(xiàn)的問題。
采用數模轉換器，在一些級內必定要進行數字電路到模擬電路的轉換。這種接口產生另外的限制，因為希望有盡可能少的信號線被用來連接電路的數字部分和模擬部分。這是因為，電路的數字部分通常由集成電路實現(xiàn)，具有很小的尺寸以及嚴格的輸入/輸出連接端數目。這樣，從電路的數字部分到模擬部分的所要求的連接數目越多，可用于完成數字電路所需的其他功能的連接端數目就越少。
本發(fā)明提出了提供一種改進的數模轉換器的問題，該數模轉換器允許采用增大比例的數字電路，并且要求在電路的數字部分和模擬部分之間有少量的連接。
從一個方面看，本發(fā)明提供了一種用于把輸入數字信號轉換為輸出模擬信號的數模轉換器，該數模轉換器包括多個輸出級，其中每一個輸出級響應所述輸入數字信號的大小，產生一個信號分量，該信號分量是具有一定信號幅度的開信號(onsignal)，具有該信號幅度的脈沖寬度調制信號和關信號(off signal)之一，對于不同的輸出級，所述開信號和脈沖寬度調制信號具有不同的信號幅度，并且被并行耦合到公共求和節(jié)點，以產生一個求和信號；以及一個用于在所述公共求和節(jié)點，對所述求和信號的任意脈沖寬度調制分量進行低通濾波，產生所述輸出模擬信號的低通濾波器。
本發(fā)明應用具有不同信號幅度的多個輸出級，每一個輸出級工作在開/關方式或脈沖寬度調制方式。這就使得在很大的動態(tài)范圍內提供了具有很好的分辨率的脈沖寬度調制，而不必需要很大數目的輸出級。實質上，低通濾波器是唯一需要模擬實現(xiàn)的部分，這就滿足了數模轉換器基本上由數字電路實現(xiàn)的要求。
為了提供一個能平滑而有效地覆蓋所設計的輸出模擬信號范圍的大的動態(tài)范圍，已發(fā)現(xiàn)所述開信號和脈沖寬度調制信號可優(yōu)選為對于不同的輸出級，具有對數相關幅度。
在數字電路中，當所述信號幅度在兩個輸出值之間以因子2增加時，該對數關系就可以簡單地實現(xiàn)。
輸入數字信號值和數模轉換器對其的響應之間的關系可以表現(xiàn)為不同的形式。但是，本發(fā)明的有利地簡化的實施例是那些其中由所述輸入數字信號值的一個或多個弦位(chord bit)控制哪一個所述輸出級產生開信號，哪一個所述輸出級產生脈沖寬度調制信號，以及哪一個所述輸出級產生關信號的實施例。
可能有多于一個的輸出級同時產生脈沖寬度調制分量信號。但是，可用來表示輸入數字信號值的位間距(bit space)(或時隙，是代表時隙的位)本身就是一個代價。存儲模擬信號的數字取樣表示所需的數據存儲容量可能非常大，因此在任意給定的輸入數字信號值中的位間距必須要最大效果地應用。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，對于某一給定的輸入數字信號值，只有一個輸出級是產生脈沖寬度調制信號的脈沖寬度調制輸出級，任何信號幅度小于該脈沖寬度調制輸出級的輸出級都產生開信號，任何信號幅度大于該脈沖寬度調制輸出級的輸出級都產生關信號。
與指定哪一個輸出級產生開或關信號所需的位間距相比，指定脈沖寬度調制信號的占空比到有意義的程度需要更大的位間距。因此，希望在任意給定時間只有一個輸出級產生脈沖寬度調制信號。另外，要在模擬信號幅度范圍內實現(xiàn)所要求的動態(tài)范圍，就必須使低次輸出級處于開狀態(tài)，以提供偏置，且在該偏置之上，脈沖寬度調制信號提供一個附加的精細控制電平，提高單調性。
根據上文，優(yōu)選地為，由所述輸入數字信號值的多個控制域位選擇該脈沖寬度調制信號的占空比。
希望數模轉換器可以產生兩種極性的模擬信號，并且因此優(yōu)選地為，由所述輸入數字信號值的符號位選擇該輸出模擬信號的極性。
低通濾波器可以通過多種不同的方式實現(xiàn)。一個可能出現(xiàn)的問題是數字電路中當驅動低通濾波器時，生產容差和熱漂移產生的影響，驅動低通濾波器會導致輸出模擬信號的絕對值發(fā)生變化。減小這一問題的本發(fā)明的優(yōu)選實施例是，其中所述低通濾波器包括一個差分放大器，一個由預定占空比的參考信號導出的參考電壓作為該差分放大器的參考輸入的實施例。
差分放大器應用中的結合是指由輸出級產生的信號分量的變化將伴隨有參考信號相應的變化，而且兩種變化相互抵消，其中差分放大器被由具有預定占空比的參考信號導出的參考電壓所修正。
一種簡單、有效、便宜的控制不同輸出級的信號幅度的方法是，其中每一個輸出級都包括一個控制該輸出級信號幅度的阻性元件。
當所述阻性元件是由一個或多個同批生產的、具有共同阻值的電阻構成時，不同輸出級信號幅度之間的變化可以被更加精確地控制。
盡管本發(fā)明在多種不同實現(xiàn)中具有體積小、動態(tài)范圍大和分辨率高的優(yōu)點，但在某些實施例中的優(yōu)點尤其顯著，其中所述實施例除了包括該阻性元件、低通濾波器之外，該數模轉換器還包括一個數字集成電路。
為了把不同類型的信號分量有效地驅動到公共求和模式，優(yōu)選為每一個輸出級都包括一個產生所述信號分量的三態(tài)緩沖器。
所選的脈沖寬度調制模式有多種形式。一般來說，信號狀態(tài)之間的轉換要消耗能量。減小能量的消耗被看作是所期望的目標，這是因為它可以使便攜設備的工作時間延長，并且可以減小熱量的積累。但是，為了提高低通濾波器的效率和輸出模擬信號的保真度，所述脈沖寬度調制信號優(yōu)選為，具有最低的低頻傅立葉分量，該分量滿足所需占空比和該脈沖寬度調制信號的過取樣頻率。
本發(fā)明的數模轉換器可以應用于其輸入的數字信號值代表多種不同的物理實體的情形。但是，當所述輸入數字信號值是數字音頻采樣值，并且由所述輸出模擬信號驅動音頻換能器時，本發(fā)明尤其有用。
從另一方面看，本發(fā)明還提供一種用于把輸入數字信號值轉換成輸出模擬信號的數模轉換方法，該數模轉換方法包括下列步驟
響應于多個輸出級的每一個輸出級的所述輸入數字信號值，產生一個信號分量，該信號分量是具有一定信號幅度的開信號，具有該信號幅度的脈沖寬度調制信號和關信號之一，對于不同的輸出級，所述開信號和脈沖寬度調制信號具有不同的信號幅度，并且被并行耦合到公共求和節(jié)點，產生求和信號；以及在所述公共求和節(jié)點，對該求和信號的任意脈沖寬度調制分量低通濾波，產生所述輸出模擬信號。
現(xiàn)在將參照附圖，只以舉例的方式，對本發(fā)明的實施例進行說明，其中

圖1說明了輸入數字信號值的實施例的一種格式；圖2說明了將圖1所示輸入數字信號值轉換成模擬信號的一個輸出級；圖3說明了帶有低通濾波器的一組圖2所示的輸出級；圖4說明了圖1、圖2和圖3所示系統(tǒng)的數模轉換特性曲線；圖5說明了與圖1、圖2和圖3所示系統(tǒng)的不同弦選擇位有關的弦操控(chord-steering)；圖6說明了圖1、圖2和圖3所示系統(tǒng)的輸入數字信號和輸出模擬信號之間的變換；圖7說明了輸入數字信號值的另一種實施例的格式；圖8說明了一種將圖7所示輸入數字信號值轉換成模擬信號的輸出級；圖9說明了帶有低通濾波器的一組圖8所示的輸出級；圖10說明了圖7、圖8和圖9所示系統(tǒng)的數模轉換特性曲線；圖11說明了與圖7、圖8和圖9所示系統(tǒng)的不同弦選擇位有關的弦操控；圖12說明了圖7、圖8和圖9所示系統(tǒng)的輸入數字信號值和輸出模擬信號之間的變換；圖13說明了對于圖7所示輸入數字信號值的不同尾數的脈沖寬度調制編碼；圖14說明了預定占空比的參考信號，參考電壓以及供電/干線電壓之間的關系；圖15說明了未校正的模擬信號和參考電壓的匹配變化；以及圖16說明了另外一種實施例，其中立體聲信號由兩個2級數模轉換器產生，然后被低通濾波和放大。
圖1說明了輸入數字信號值2。該輸入數字信號值2包括一個符號位4，兩個弦選擇(指數)位6和5個控制域(尾數)位8。符號位4控制由數模轉換器產生輸出模擬信號的極性。弦選擇位6控制數模轉換器的哪一個輸出級產生開信號，關信號或者脈沖寬度調制信號。這對應于根據其上包括輸出模擬信號的圖4的特性曲線選擇一個特定的弦?？刂朴蛭?控制由數模轉換器的一個輸出級產生的脈沖寬度調制信號的占空比。這對應于在圖4中沿著由弦選擇位6所選擇的弦指定一個具體位置。控制域位8的5位允許指定32種不同的占空比。
圖2說明了數模轉換器的輸出級10。5位的脈沖寬度調制解碼器12(實際中被所有輸出級共享)把控制域位8轉換為具有32種可能的占空比之一的脈沖寬度調制信號PWM。控制域位00000產生16/32的占空比?？刂朴蛭?1111產生31/32的占空比，控制域位的數字是00001到01110之間時，產生17/32到30/32的占空比。控制域位10000產生0/32的占空比?？刂朴蛭?1111產生15/32的占空比，在10000到11111之間插入的控制域位產生1/32到14/32的占空比。
弦解碼器14響應弦選擇位6，產生弦操控(chord-steering)輸出，并送入到多路調制器16。依據弦選擇位6的內容，弦解碼器14通過弦操控位控制多路調制器16選擇用于多路調制器輸出的開信號，關信號，以及脈沖寬度調制信號之一。弦選擇位6到弦操控信號的映射，對于不同的輸出級而不同，因此，對于任意給定的弦選擇位，一個多路調制器將選擇脈沖寬度調制信號，較高一級的多路調制器將選擇開信號18，較低一級的多路調制器將選擇關信號。
符號位4把輸入信號送入三態(tài)緩沖器22。三態(tài)緩沖器22由多路調制器16的輸出選通，并且將其輸出送入到集成電路的輸出墊片(outputpad)24。圖2中輸出墊片24左邊的元件是集成電路的全部。然后，墊片24的輸出信號經過具有依賴于輸出級次序的某一特定值的阻抗元件26。阻抗元件26由同批生產的，具有相同阻值的電阻網絡構成。以此種方式，可以實現(xiàn)不同輸出級10中各個阻抗元件26的阻抗值之間精確的對數關系。
圖3說明了具有4個輸出級10的數模轉換器。這些輸出級10經過各個阻抗元件26連接到公共求和節(jié)點28。公共求和節(jié)點28的輸出送入低通濾波器30，該濾波器包括一個帶有反饋網絡34的差分放大器32。參考電壓V/2輸入到差分放大器32的非反相輸入端，來自各個輸出級10的求和信號由公共求和節(jié)點輸入到差分放大器32的反相輸入端。反饋網絡34具有根據實用標準選擇出的部件值，以產生具有明顯低于脈沖寬度調制信號的最低傅立葉分量的截止頻率的低通濾波特性。
參考電壓V/2通過集成電路(具有到輸出級的相同的三態(tài)輸出緩沖器，這樣可以修正三態(tài)輸出緩沖器產生的差異)的另外的輸出墊片，由參考信號電路27產生，其中集成電路產生占空比為50％的參考信號RS，然后，該參考信號通過參考信號低通濾波器36產生參考電壓V/2。通過這種方式，由于集成電路，例如由于干線電壓的改變，產生的信號絕對值的變化可以被補償，因為相同的變化將在參考電壓V/2中發(fā)生，該參考電壓作為差分放大器32的參考點。
圖4說明了圖3所示電路的數模轉換特性曲線。模擬信號在-480I到+480I之間變化，其中I是提供模擬信號最小增量的預定電流(在此情形下，近似為V/(8*R)，其中V是當三態(tài)緩沖器22處于開狀態(tài)時，三態(tài)緩沖器22驅動墊片24所達到的輸出電壓)。960I的動態(tài)范圍將被進行10位線性編碼。但是，圖1所述信號的對數表示可以通過8位編碼實現(xiàn)此動態(tài)范圍。在第一弦38輸入數字信號值00到1f(十六進制)，并且產生32種可能的間隔為I的輸出模擬信號電平。第二弦40也產生32種可能的模擬信號電平，但間隔為2*I。同樣，第三弦42和第四弦44分別產生間隔為4*I和8*I的模擬信號電平。當輸入數字信號值的最有效位是“1”時，表示輸出的模擬信號是負值，且相應的采用負值弦38’,40’,42’，和44’。
盡管模擬信號具有很大的動態(tài)范圍，在高電平時其分辨率卻低于傳統(tǒng)的線性編碼的情形。但是，在許多實際的應用中，例如音頻信號，這一點并不重要，因為對數特性可以與人的聽覺反應很好地匹配，因此對于音頻取樣值，可以最好地利用該位間距。
圖5說明了弦選擇位或指數位(EXT)與傳輸到不同的輸出級10的各個多路調制器16的弦操控信號之間的關系。最低次的輸出級具有最大幅度的阻抗元件(在此情形下為8*R)，其選擇的輸出用EN
表示。當選擇最低次的弦38,38’時，最低次的輸出級就產生一個脈沖寬度調制分量，并且關閉所有高次輸出級。隨著指數的增加，產生脈沖寬度調制信號的輸出級向高次方向移動，同時較低次的輸出級始終保持開狀態(tài)，較高次的輸出級保持關狀態(tài)。當通過指數值11選擇最高次弦44,44’時，最高次輸出級(對應于阻抗元件R)產生脈沖寬度調制信號，且所有低次輸出級產生開信號。
圖6說明了輸入數字信號值的符號位，指數位和尾數位與信號分量Iout[n]和被低通濾波的求和信號Itot之間的關系。對于產生脈沖寬度調制信號的輸出級，圖6中所示的數值是給定的尾數和該輸出級的相對信號幅度乘積的占空比。
圖7到圖13說明了本發(fā)明的第二個實施例。該實施例按照上述第一個實施例的原理工作，但在此情形下采用3位指數(弦選擇位)和4位尾數(控制域位)。這在圖7中進行了說明。
圖8顯示了在包括4位脈沖寬度調制解碼器8和響應于三個指數位的弦解碼器50的情形下的輸出級46。多路調制器52和三態(tài)緩沖器54的工作方式與上述方式相同。
圖9說明了一種包括8個圖8所示輸出級46的數模轉換器。在此情形下，阻抗元件的阻值介于R到128*R之間。所有來自輸出級46的輸出信號電流分量在被低通濾波前經過公共求和節(jié)點56。參考信號電路47產生占空比為50％的參考信號，該參考信號被參考信號低通濾波器49進行低通濾波。
圖10說明了圖9所示的數模轉換器的特性曲線。該特性曲線包括8個弦，分別被不同的指數值選擇。各個弦中的最大值分別為16I,48I,112I,240I,496I,1008I,2032I和4080I。特性曲線總的動態(tài)范圍是8160I。該動態(tài)范圍通常需要13位碼進行線性表示。在此對數表示中，只需8位碼，但是步長開支在最后的弦增加到128I。每個弦具有16種可能的等間隔電平。
圖11說明了指數值與弦解碼器50的弦操控輸出之間的關系。這種關系的模式與上面圖5所示的實施例的模式相同。隨著指數的增加，產生脈沖寬度調制信號的輸出級級次增加，同時較低次的輸出級被開啟，較高次的輸出級被關閉。
圖12說明了第二個實施例中的符號位，指數位和尾數位與信號分量和總和信號之間的關系。同第一個實施例相比較，以較大的步長開支實現(xiàn)了較高的動態(tài)范圍。已經發(fā)現(xiàn)，這種折衷在音頻信號的數模轉換中是有意義的。
圖13說明了尾數值和圖8所示4位脈沖寬度調制解碼器48所輸出的脈沖寬度調制信號之間的關系。尾數值1000產生0/16的占空比，該占空比被在其16個時隙(過取樣頻率*16)內保持關狀態(tài)的脈沖寬度調制信號表示。尾數值(控制域位)0000產生8/16(50％)的占空比，其中脈沖寬度調制信號在16個過取樣時隙的每一個時隙內交替關閉和開啟。可以通過8個連續(xù)的關時隙，伴隨8個連續(xù)的開時隙實現(xiàn)50％的占空比。然而，這種解碼器將具有較高的低頻傅立葉分量，這是很難被低通濾掉的。因此，為了提高所導出的模擬信號的保真度，采用高頻模式。
在圖8所示的實施例中，輸入的數字信號值在輸出之前要進行一定程度的數字信號處理。該數字信號處理可以用來補償諸如由于數模轉換器引入的相移而引起的頻率變化之類的因子。如果要求100％占空比的脈沖寬度調制信號，那么可以通過把取樣數據輸入到數字信號處理的預處理電路中實現(xiàn)，該預處理電路迫使取樣數據處于過范圍(over-range)狀態(tài)，同時此過范圍狀態(tài)被傳到4位脈沖寬度調制解碼器48。這是通過圖13中的底線來說明的。
圖14說明了一種包括具有50％占空比，電平在零和供電電壓Vrail之間變化的方波的參考信號。參考信號的均值(經低通濾波后)等于干線電壓的一半，并在電路的其它部分用作參考電壓。
圖15說明了由于未修正模擬信號(公共節(jié)點信號)的惡化而引起的變化是如何與參考電壓的變化所匹配的，例如a/b基本上等于c/d。在此方式中，電壓漂移、偏差，以及由于電路的容限引起的其它問題可以通過把差分放大器的參考電壓作為參考輸入電平而被修正。
圖16說明了具有兩個2級音頻通道AOL,AOR的另一個實施例，其中每一個通道都伴有一個相關的低通濾波器，并且放大器連接于此。輸出Aref經低通濾波后作為參考電壓Vref。此參考電壓Vref輸入到兩個通道的濾波和放大電路，用來補償由集成電路產生的信號AOL,AOR和Aref的變化。
權利要求
1．一種用于使輸入的數字信號值(2)轉換為模擬信號(Vout)的數模轉換器，該數模轉換器包括多個輸出級(10)，其中每一個輸出級響應所述輸入數字信號，產生一個信號分量，該信號分量是具有一信號幅度的開信號(1)，具有該信號幅度的脈沖寬度調制信號(PWM)和關信號(0)之一，對于不同的輸出級，開信號和脈沖寬度調制信號具有不向的信號幅度，并且被并行耦合到公共求和節(jié)點(28)，產生和信號；以及一個在公共求和節(jié)點對求和信號的任意脈沖寬度調制分量進行低通濾波，產生所述輸出模擬信號的低通濾波器(32,34)。
2．權利要求1中的數模轉換器，其中對于不同的輸出級，所述開信號和脈沖寬度調制信號具有對數相關幅度。
3．權利要求2中的數模轉換器，其中在兩個輸出值之間所述輸出信號幅度以因子2增加。
4．權利要求2和3中任一權利要求中的的數模轉換器，其中所述輸入數字信號值的一個或者多個弦位(6)控制哪一個輸出級產生開信號，哪一個輸出級產生脈沖寬度調制信號，以及哪一個輸出級產生關信號。
5．權利要求4中的數模轉換器，其中對于給定的輸入數字信號值，所述輸出級中只有一個是產生脈沖寬度調制信號的脈沖寬度調制輸出級，信號幅度小于該脈沖寬度調制輸出級的任意輸出級產生開信號，信號幅度大于該脈沖寬度調制輸出級的任意輸出級產生關信號。
6．權利要求5中的數模轉換器，其中所述輸入數字信號值的多個控制域位(8)為脈沖寬度調制信號選擇一個占空比。
7．上述任一權利要求中的數模轉換器，其中所述輸入數字信號值的符號位(4)選擇多個所述輸出模擬信號的極性。
8．上述任一權利要求中的數模轉換器，其中所述低通濾波器包括一個差分放大器(32)，該差分放大器的參考輸入端(V/2)為由預定占空比的參考信號導出的參考電壓。
9．上述任一權利要求中的數模轉換器，其中每一個輸出級都包括一個阻性元件(R)用來控制該輸出級的所述信號幅度。
10．權利要求9中的數模轉換器，其中所述阻性元件由一個或多個同批生產的、具有共同阻值的電阻構成。
11．權利要求8和9中任一權利要求中的數模轉換器，其中除了所述阻性元件和低通濾波器之外，該數模轉換器還包括一個數字集成電路。
12．上述任一權利要求中的數模轉換器，其中每一個輸出級都包括一個三態(tài)緩沖器(22)，用來產生所述信號分量。
13．上述任一權利要求中的數模轉換器，其中所述脈沖寬度調制信號具有最低的低頻傅立葉分量，該分量滿足所需占空比和該脈沖寬度調制信號的過取樣頻率。
14．上述任一權利要求中的數模轉換器，其中所述輸入數字信號值是數字音頻采樣值，并且由所述輸出模擬信號驅動音頻換能器。
15．一種用于把輸入數字信號值轉換成輸出模擬信號的數模轉換方法，該數模轉換方法包括下列步驟對應于多個輸出級的每一個輸出級的所述輸入數字信號值，產生一個信號分量，該信號分量是具有一定信號幅度的開信號，具有該信號幅度的脈沖寬度調制信號和關信號之一，對于不同的輸出級，所述開信號和脈沖寬度調制信號具有不同的信號幅度，并且被并行耦合到公共求和節(jié)點，產生求和信號；以及在所述公共求和節(jié)點，對求和信號的任意脈沖寬度調制分量低通濾波，產生所述輸出模擬信號。
全文摘要
一種具有多個輸出級(46)的數模轉換器。每一個輸出級(46)包括一個三態(tài)緩沖器(54),該三態(tài)緩沖器輸出由多路調制器(52)所選擇的開信號,關信號,或者脈沖寬度調制信號,其中,多路調制器(52)由響應輸入數字信號值的指數位的弦解碼器(50)控制。如果選擇脈沖寬度調制信號,那么其占空比由響應輸入數字信號值的尾數位的脈沖寬度調制弦解碼器(48)控制。另外的一個輸出端提供具有預定占空比的脈沖寬度調制信號,作為參考信號,以用來補償在數模電路的其余部分的操作過程中發(fā)生的變化。
文檔編號H03M1/06GK1217098SQ9618028
公開日1999年5月19日 申請日期1996年8月6日 優(yōu)先權日1996年5月7日
發(fā)明者D·W·弗萊恩 申請人:Arm有限公司