專利名稱：低電壓雙頻段接收機的調(diào)諧帶寬最小化的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及使用一對選擇的發(fā)送和接收頻率的移動通信，以及涉及主VCO振蕩器的調(diào)諧帶寬的最小化。
背景技術：
眾所周知，在移動無線電話技術中，采用接收機來接收一個接收頻率信號，而發(fā)射機同時在另一個方向上發(fā)送一個發(fā)送頻率信號，發(fā)送頻率與接收頻率相隔一個被稱為雙工間隔的恒定偏差。
雖然雙工間隔通常是一個常量，但它可以是取決于移動電話正在運行的頻段的不同常量。這樣，在構建運行在一個以上的頻段的移動電話時會帶來復雜性。
題目為“Transmit Signal Generation with the Aid ofReceiver(借助于接收機產(chǎn)生發(fā)送信號)”(Dolman)的美國專利申請序列號No.08/795,930描述了使用接收機的第二本地振蕩器作為參考頻率，通過該參考頻率，相對于接收頻率來進行發(fā)送頻率控制，以便達到第一或第二雙工間隔。Dolman的專利申請在此引用，以供參考。
從現(xiàn)有技術中也獲知，當把兩個頻率綜合器PLL電路封裝在一個共同的集成電路中時，可將兩個PLL的參考分頻器進行同步或互相聯(lián)系，以使得它們的相位比較器不會互相干擾。市面上有售的Philips公司的UM1005和8026雙綜合器集成電路采用了這種技術。這些電路包括使用分數(shù)-N分頻器和可編程環(huán)路帶寬，例如在美國專利No.5,095,288和5,180,993中所描述的那樣，這些專利在此引用，以供參考。在美國專利No.5,535,432和5,610,559中所描述了在雙模式衛(wèi)星/蜂窩電話中采用這樣的綜合器的新穎方式，以便達到不同頻段中的不同的調(diào)諧步長，這些專利也在此引用，以供參考。
電子學中的不斷進步便于創(chuàng)造符合各種各樣的國內(nèi)和國際協(xié)議的更小的移動電話。作為在歐洲被稱為GSM、和在美國被稱為PCS 1900的國際移動電話標準，其運行時的發(fā)送/接收雙工間隔，對于歐洲900MHz頻段是45MHz，對于歐洲1800MHz頻段是95MHz，以及對于美國1900MHz PCS頻段是80MHz。信道間隔是200kHz(13MHz/65)，以及發(fā)送符號速率是13MHz/48。在該標準中的所有定時都涉及13MHz時鐘，正如所公知的那樣。在被稱為DAMPS的美國IS 136系統(tǒng)中，運行時的雙工間隔在US 800MHz蜂窩頻段是45MHz，以及在US 1900MHzPCS頻段是80.4MHz，調(diào)諧步長為30kHz和發(fā)送符號速率為24.3千符號/秒。在IS 136中，正如所公知的，調(diào)諧步長、符號速率和內(nèi)部定時都是可從19.44MHz時鐘得到的。另一個被稱為IS 95的美國標準使用以1228.8MHz的發(fā)送碼片速率的碼分多址，在800MHz頻段，以45MHz的雙工間隔結(jié)合30kHz的調(diào)諧步長，以及在1900MHz頻段，是50kHz步長結(jié)合80MHz的雙工間隔。在IS 95中，碼片速率和頻率步長不容易從同一個晶體振蕩器得到?？赡芎苋菀卓吹剑绻谕粋€手持單元中組合兩個或多個上述的協(xié)議，則會由于各種各樣的必須對調(diào)諧步長、雙工間隔、和符號速率進行同步的要求而受阻。因此，需要一種改進的射頻結(jié)構，以使得這樣的組合易于實行。
因為移動電話被設計成采用更少的電池單元，對于接收機中的適當?shù)腣CO(壓控振蕩器)的要求變得更復雜。這些要求對于3個電池單元的雙頻段電話提出了重大的挑戰(zhàn)。VGO單邊帶(SSB)相位噪聲確定在接收機的交調(diào)性能上的終止點。滿足這種要求的能力涉及到VCO的增益(Kv)，當增益增加時，這將變得更困難。該增益的單位是MHz/V，其中MHz是VCO的頻率覆蓋總量以及伏特(V)是可提供用來改變變?nèi)莨艿碾娙莸碾妷嚎偭?。例如，對?5MHz的固定的調(diào)諧范圍，VCO增益Kv隨電池電壓的減小而增加。對于5-電池單元電話，調(diào)諧電壓范圍在Kv為20時將是0.5V到4.3V。3-電池單元電話對于Kv為44時，具有0.5V到2.2V的范圍。在帶有一個用于給出這個相當高的Kv的雙頻段的VCO的3-電池單元電話中，將很難滿足SSB的相位要求。
解決低電壓雙頻段接收機的交調(diào)問題上的終止點的一個方法是對于雙頻段電話的每個頻段要有一個單獨的接收VCO。然而，這個解決辦法對于雙頻段接收機需要2個VCO，所以，這是昂貴的和在體積上不經(jīng)濟的。第二個解決辦法將是將一個切換的振蕩回路用于接收機VCO。然而，這個解決辦法是不能接受的，因為它汲取電流，這大大地減小在該開關提取電流的情況下頻段中的備用時間。
發(fā)明概要本發(fā)明通過配備一種多頻段通信接收機克服了上述的問題，并得到附加優(yōu)點，該接收機使用單個壓控振蕩器從第一和第二頻段中的接收信號來產(chǎn)生中頻信號。振蕩器的增益和調(diào)諧范圍通過把每個頻段中的中頻限制為由關系RX1-2RX2所規(guī)定的范圍而被最小化，其中RX1和RX2分別是用于第一和第二頻段的接收頻率。更具體地，該范圍是通過使用每個頻段的最高和最低預期接收頻率來計算第一和第二數(shù)值而確定的。
本發(fā)明可以使得單個壓控振蕩器的調(diào)諧范圍最小化到30MHz，并導致對于一個運行在PCS和蜂窩(AMPS)頻段的接收機的大約17.6的VCO增益，由此，使得接收機能夠使用較少的電池單元并在不用附加電路的情況下保持或改進交調(diào)性能。
附圖簡述在參照附圖閱讀以下的說明時，將能更全面地了解本發(fā)明，其中

圖1顯示了現(xiàn)有技術參考頻率分布；圖2顯示了另一個現(xiàn)有技術方案；圖3顯示了在引用的Dolman參考文獻中描述的改進的系統(tǒng)；圖4顯示了新穎的本發(fā)明的參考分布方案；圖5顯示了本發(fā)明的頻率綜合方案的細節(jié)；圖6顯示了使用倍頻器的本發(fā)明的雙頻段方案；圖7顯示了使用二分頻器的本發(fā)明的雙頻段方案；圖8顯示了使用一個二分頻器和一個倍頻器的本發(fā)明方案；圖9顯示了一個本發(fā)明的方案，其中二分頻器和倍頻器被切換到適當位置；圖10顯示了一個本發(fā)明方案，其中對于AMPS接收，倍頻器可以省電；圖11是使用二分頻器的對于圖10的修正；圖12顯示了對于雙模式無線裝置的另一個參考頻率分布；圖13顯示了對于圖12的雙模式無線裝置的分頻比；圖14顯示了對于PCS 1900模式使用中頻零拍的雙模式無線裝置；圖15顯示了使用單個晶體的雙模式無線裝置；圖16顯示了對于圖15的雙模式無線裝置的分頻比；圖17顯示了使用兩個參考晶體的雙模式無線裝置；圖18顯示了對于圖17的雙模式無線裝置的分頻比；圖19顯示了為了取消圖17的第二晶體的分頻比；圖20顯示了用于從19.5MHz產(chǎn)生194.4kHz的跳躍計數(shù)器；圖21顯示了按照本發(fā)明的一個方面的雙頻段接收機的方框圖；和圖22顯示了圖21的接收機的更詳細的方框圖.
優(yōu)選實施例詳細描述現(xiàn)在參照圖1，現(xiàn)有技術的蜂窩電話包括天線(10)，它通過發(fā)送/接收雙工器(11)連接到接收機和發(fā)射機。當采取同時發(fā)送和接收(頻率雙工)時，正如模擬FM AMPS標準或IS 95CDMA標準那樣，雙工器(11)是雙工濾波器。替換地，對于TDMA系統(tǒng)，諸如采用時間雙工的GSM/PCS 1900或D-AMPS/IS 136，雙工器可以是T/R開關。對于在一個頻段采用頻率雙工以及在另一個頻段采用時間雙工的雙頻段電話，雙工器(11)可以是具有開關和雙工濾波器的雙頻段雙工器。當在兩個頻段中都使用頻率雙工時，雙工器(11)可以包括用于兩個頻段的雙工濾波器，以及當在兩個頻段中都使用時間雙工時，單個T/R開關可用于兩個頻段。
雙工器允許發(fā)射機被連接到天線，而不影響接收機靈敏度。接收機包括被稱為“前端”的低噪聲放大器和下變頻器(12)。前端可被制做在單個集成電路中，它包括低噪聲放大器、下變頻以及可能還有鏡像抑制混頻器、以及第一本地振蕩器，這些被用于兩個或多個不同的頻段(諸如800MHz和1900MHz頻段)中的每個頻段。
第一本地振蕩器與想要的接收頻率信號混頻，以產(chǎn)生第一中頻信號。濾波可以采用固定頻率帶通濾波器，IF濾波器(15)來進行。借助于第一本地振蕩器綜合器鎖相環(huán)(14)，通過把本地振蕩器調(diào)諧到等于想要的接收的頻率和第一IF的和值或差值，可以選擇想要的接收的頻率。第一LO PLL把第一LO調(diào)諧到基本調(diào)諧步長的一個可編程的整數(shù)倍數(shù)，這是從晶體參考振蕩器(21)通過用另一個整數(shù)除以晶體頻率得到步長從而得出來的。對于小的步長，綜合器也可以先從晶體振蕩器(21)通過除以更小的整數(shù)得出較大的步長，然后使用在以上引用的參考文獻中所描述的分數(shù)-N綜合的技術在這些較大的步長之間進行內(nèi)插而得出所希望的更小的步長。第一LO PLL電路(14)把第一LO頻率與晶體參考信號進行比較，以及產(chǎn)生誤差信號。誤差信號在環(huán)路濾波器(24)中被濾波和積分，以產(chǎn)生控制信號來控制振蕩器頻率直至該頻率正好是所預期的頻率為止。
接收機放大已濾波的第一IF信號，然后慣例地通過使用第二超外差混頻器和第二本地振蕩器進行第二下變頻。IF放大器、第二本地振蕩器和第二混頻器都被包含在傳統(tǒng)的第二集成電路(16)中。在第二次下變頻到第二或最后的中頻以后，在最后的IF中可進一步進行放大，并且可以利用檢測器電路來產(chǎn)生與接收信號的強度有關的射頻信號強度指示(RSSI)。第二IF放大器可以是硬限幅的，然后輸出一個硬限幅的最后的IF信號去進行數(shù)字信號處理(20)，在這里通過使用第二IF信號同時對RSSI信號進行數(shù)字化從而提取相位信息和進行數(shù)字化，正如在題為“Log-polar signal processing(對數(shù)-極坐標信號處理)”的美國專利No.5,048,059中所描述的那樣，該專利在此引用，以供參考。IF放大器電路(16)的第二本地振蕩器部分借助于綜合器PLL電路(17)和環(huán)路濾波器(23)也被控制到想要的頻率。第二LO頻率與晶體振蕩器(21)進行比較，以及像前面那樣地產(chǎn)生出誤差信號。因此，兩個綜合器電路(14)和(17)使用晶體作為參考頻率或精度標準，以便用來控制第一和第二LO。數(shù)字信號處理邏輯決(20)也需要精確的頻率標準以用于產(chǎn)生接收機采樣和處理速率以及發(fā)送符號速率，所以也要被饋送以晶體振蕩器(21)的輸出。
發(fā)射機包括發(fā)送頻率產(chǎn)生電路(19)，用于產(chǎn)生與接收頻率之間有一個固定的雙工間隔的偏移的信號。這樣，發(fā)送頻率與第一LO頻率的偏移為雙工間隔與第一中頻的組合，無論如何，這仍舊是一個恒定偏移。該恒定的發(fā)送偏移或者等于第一IF減去雙工間隔或者等于第一IF加上雙工間隔，取決于第一LO是低于還是高于接收和發(fā)送頻率。
發(fā)送信號然后在調(diào)制器(18)(例如是具有I和Q輸入信號的正交調(diào)制器)中被來自數(shù)字信號處理器(20)的信息進行調(diào)制。調(diào)制的信號然后通過功率放大器電路(13)(在雙頻段電話中，可以是雙頻段功率放大器)被放大到發(fā)射功率電平。
發(fā)送偏移PLL形成發(fā)送頻率和第一LO頻率之間的差值，以及通過把該偏移與晶體參考進行比較，可以測試出它是否等于想要的偏移。TX(發(fā)送)偏移PLL因此也需要來自振蕩器(21)的晶體參考頻率信號，造成必須把振蕩器信號進行分布的四個位置。
來自振蕩器(21)的四個分離的輸出必須由緩沖放大器充分地互相隔離，以及被調(diào)節(jié)來驅(qū)動在印刷電路主板上的印刷銅線條。這消耗電池功率，并造成有害的輻射干擾。通常，為了在備用期間節(jié)省電池功率，在該時刻不需要的輸出(例如，饋送發(fā)送偏移PLL的輸出)可以由來自控制處理器(數(shù)字信號處理器20的一部分)的控制信號關斷，這造成進一步的復雜性。因此，希望借助于去向多個目的地的印刷電路板線條來減少晶體參考信號的分布。
在愛立信(Ericsson)公司在美國銷售的現(xiàn)有技術產(chǎn)品中，已采取了在這方面的第一個步驟。通過在單個芯片(諸如PhilipsUM1005或8026部件)中組合第一和第二LO PLL，可以使用對于晶體參考的單個輸入端，因為二者都使用晶體作為參考。而且，通過把晶體振蕩器(21)與TX偏移PLL和調(diào)制器(18)組合成發(fā)送信號發(fā)生器芯片，在振蕩器(21)與偏移PLL(19)之間不需要外部輸出連接。
因此，參照圖2，所需要的晶體參考信號輸出端的數(shù)目被減小為兩個，一個饋送給雙綜合器電路(14+17)，另一個饋送給數(shù)字信號處理器(20)。
在上面引用的，授權給Dolman的美國專利申請序列號No.08/795,930中，說明了對于所有的PLL可以把晶體參考頻率除以最小的可能的整數(shù)，以便與它們控制的振蕩器頻率(它也被除以最小的可能的整數(shù))進行比較。用另一種方式表示這一點，在可控制的振蕩器頻率與參考頻率之間希望有最大的可能的公共因子。Dolman揭示，這在通過使用第二LO而不是晶體(22)作為參考頻率來產(chǎn)生發(fā)送偏移頻率時是容易實現(xiàn)的。圖3上顯示了Dolman的有創(chuàng)造性裝置。
第二LO提供第一輸出信號給它的控制PLL(17)，并且提供第二輸出給TX偏移PLL(19)。由于晶體振蕩器在發(fā)送電路(18,19)中現(xiàn)在不再被使用于任何用途，振蕩器(21)再次被顯示為單獨的電路(21)，它具有兩個緩沖的輸出。射頻信號輸出的總數(shù)目無論如何是增加了，因為單獨的集成電路芯片數(shù)目增加了。在印刷電路板上分布的射頻信號為如下(1)從前端(12)到PLL(14)的第一LO信號；(2)從前端(12)到TX偏移PLL(19)的第一LO信號；(3)從振蕩器(21)到PLL(14+17)的晶體參考頻率；(4)從振蕩器(21)到處理器(20)的晶體參考頻率；(5)從IF芯片(16)到控制PLL(17)的第二LO信號；以及(6)從IF芯片(16)到TX偏移PLL(19)的第二LO信號。
當前本發(fā)明的一個目的是從上面列舉的六條中減少RF分布線條的數(shù)目。
圖4顯示了本發(fā)明的一個實施方案。將第一LO信號路由到的兩個地方，即第一LO PLL(14)和TX偏移PLL(19)，它們與調(diào)制器電路(18)一起共同位于第一(發(fā)送)集成電路中。因此，從前端芯片(12)到發(fā)送芯片(14,18,19)只有單個第一LO輸出連接。
然而，當兩個綜合器PLL共同位于同一個芯片上時，它們應當在不同的時間產(chǎn)生輸出。這種安排是很難或不可能的，如果兩個相位比較器具有獨立的參考頻率源的話，例如當?shù)诙﨤O被使用于TX偏移PLL參考而晶體被用作為第一LO參考時。所以，按照本發(fā)明，第二LO也被用作為對于第一LO綜合器PLL的參考。而且，將如下面所顯示的，在使用第二LO作為用于第一LO的參考源時有許多優(yōu)點，特別是當希望構建雙頻段/雙模式無線裝置時。因此，來自IF芯片(16)的第二LO的單個參考輸入被提供給PLL(14)和(19)。
晶體振蕩器電路(21)現(xiàn)在與第二LO PLL和IF電路(16)相組合，這樣，從振蕩器(21)到PLL(17)的參考信號只是內(nèi)部的連接。同樣地，到它的控制PLL(17)的第二LO信號只是內(nèi)部的連接。僅僅剩余的外部信號是從參考振蕩器(21)到數(shù)字處理器(20)。
射頻振蕩器信號分布現(xiàn)在被減少為以下的信號(1)從前端(12)到PLL(14與19)的第一LO信號；(2)從振蕩器(21)到處理器(20)的晶體參考頻率；以及(3)從IF芯片(16)到TX偏移PLL(14與19)的第二LO信號。
同樣可以想像到把晶體振蕩器(21)放置到數(shù)字處理芯片(20)中，然而，振蕩器(21)是與使用相同的集成電路制造過程的其它的模擬/RF電路在邏輯上更加相關的，所以，可以預見將它優(yōu)選地與IF芯片(16,17,21)集成在一起。有可能在某些應用項中可以直接使用甚高頻(VHF)晶體(例如諧波晶體)來控制第二本地振蕩器的頻率而不必使用數(shù)字頻率綜合器PLL電路；無論如何，VHF諧波晶體比起基模晶體是更難以調(diào)節(jié)到想要的振蕩頻率的，所以，寧愿采用帶有數(shù)字PLL的基模晶體參考振蕩器。
圖5給出了按照圖4的本發(fā)明的方框圖的參考頻率分布和頻率綜合裝置的更多的細節(jié)。
該裝置中基本的精確頻率參考源是被連接到振蕩器電路(21)的圖1-4的石英晶體諧振器(22)。即使石英晶體也不能提供運行在2GHz射頻頻譜區(qū)域的蜂窩電話所需要的必須的精度，所以在數(shù)字處理器(20)內(nèi)所包含的裝置要確定相對于從地面網(wǎng)站或衛(wèi)星中繼站接收的信號的接收機頻率誤差，該誤差來源于晶體(22)，然后，把一個調(diào)節(jié)信號發(fā)送到被連接到晶體(22)的頻率調(diào)節(jié)元件(例如，變?nèi)荻O管)，以便消除該誤差。
在圖5上，振蕩器電路(21)連同第二本地振蕩器(33)一起被裝入到IF芯片(30)，它的控制PLL包括參考分頻器(35)、第一可變分頻器(32)、相位比較器(31)、和環(huán)路濾波器(34)。晶體振蕩器信號的頻率由計數(shù)器/分頻器(35)分頻，即它被除以第一整數(shù)M1，以產(chǎn)生一個比相頻率Fref/M1，其中Fref是晶體頻率。第二本地振蕩器信號的頻率由在第一可變分頻器(32)分頻，即除以整數(shù)N1，以產(chǎn)生第二比相信號，把它與來自除以M1的分頻電路(35)的比相頻率信號進行比較，從而產(chǎn)生來自第一相位比較器(31)的一個比相頻率信號。相位誤差信號通過環(huán)路濾波器(34)被濾波和積分，以產(chǎn)生一個消除了比較頻率脈動的頻率控制信號送到第二本地振蕩器(33)去。來自分頻器(35)的比較頻率越高，則環(huán)路濾波器(34)消除這個不想要的脈動越容易，從而保持快的響應速度以便可校正由于噪聲或振動造成的第二LO頻率的不希望的起伏。所以，本發(fā)明的目的是得出高的比較頻率，也就是低的參考分頻比M1。第二本振頻率因此被精確地控制為等于Frof．N1/M1。
按照Dolman的在先發(fā)明和當前的發(fā)明，從第二本地振蕩器(33)輸出緩沖的第二本振信號，它被用作為產(chǎn)生其它的頻率的參考，具體地是發(fā)送偏移頻率(按照上述的Dolman的在先申請)和現(xiàn)在按照本發(fā)明的第一本振頻率。由于TX偏移和第一LO綜合器PLL電路共同位于發(fā)送信號產(chǎn)生芯片(40)中，以便減小第二LO信號到單個交叉電路板連接的分布，所以希望各個PLL的相位比較器應當在某個最長的公共周期內(nèi)相隔得盡可能遠的不同的時間處發(fā)出脈沖。這就確保當一個電荷泵相位比較器接收來自電源的電流脈沖時，其它的電荷泵處在其第三態(tài)，也就是高阻抗狀態(tài)或開路輸出，而沒有電流流到它的各個環(huán)路濾波器。這減小了從一個電荷泵到另一個電荷泵的干擾的風險。在上面引用的美國專利No.5,095,288中更全面地描述了電荷泵鑒相器的設計和運行。
為了提供在電荷泵(43,49)之間的優(yōu)選的不同相關系，需要尋找這樣的內(nèi)部的頻率規(guī)劃，其中用于TX偏移環(huán)路的相位比較頻率是用于第一LO的相位比較頻率的整數(shù)倍M3。由于第二LO頻率按照Dolman的所引用的申請也是整數(shù)M2乘以TX偏移參考，所以，第一LO比較頻率現(xiàn)在必須與第二LO頻率除以M2.M3相關。
因此，第二LO頻率信號從IF芯片(30)輸入到TX芯片(40)，以及在第二參考分頻器(41)中被除以整數(shù)M2，以便得出按照Dolman的對于TX偏移相位比較器(43)的相位參考FLO2/M2=Fref.N1/(M1.M2)這個頻率然后再在第三參考分頻器(42)中被除以整數(shù)M3，以便得出用于第一LO相位比較器(49)的相位比較頻率。而且，分頻器M3和相位比較器(43)被安排成可以去響應分頻器M2的輸出的相反的沿，例如一個響應于上升沿(低電壓或“0”狀態(tài)轉(zhuǎn)變到高電壓或“1”狀態(tài))而另一個響應于下降沿(1到0的轉(zhuǎn)變)。這就確保它們在分頻器(41)的輸出端是在它們的最小公倍數(shù)頻率的時間上間隔半個周期進行響應。
因此，用于電荷泵相位比較器(49)的相位比較速率是Fref.N1/(M1.M2.M3)把這個頻率與來自第一LO(51)的第一LO頻率在第三可變分頻器(48)中被除以因子N3而得出的頻率進行比較，以便從比較器(49)產(chǎn)生一個頻率與相位誤差信號，該信號在環(huán)路濾波器(52)中被濾波，以便得到一個反饋控制信號來把振蕩器(51)控制到想要的第一LO頻率Fref.N3.N1/(M1.M2.M3)優(yōu)選地，N3不是整數(shù)因子，而是包括一個整數(shù)部分和一個分數(shù)部分，第一LO PLL的一些部件(48、49和52)構成按照上面引用的專利No.5,180,993的分數(shù)-N綜合器?？扇芜x地，M3和N3可以以按照題目為“Frequency Synthesis by Sequential FractionApproximations(順序分數(shù)近似的頻率綜合)”(Dent，——提交的)的美國專利申請No.——中的分數(shù)-(N,M)控制器產(chǎn)生的圖案進行改變，該專利申請在此引用，以供參考。分數(shù)-N和分數(shù)-(N,M)技術都具有使得第一LO相位比較頻率高于想要的調(diào)諧步長的希望的效果，這樣使得環(huán)路濾波器(52)更容易濾除不想要的比較頻率起伏，從而保持能糾正錯誤的快速控制環(huán)路響應。
發(fā)射機頻率信號在需要發(fā)射時由發(fā)送頻率振蕩器(45)產(chǎn)生。來自振蕩器(45)的發(fā)送頻率信號在TX混頻器(46)中與來自第一LO(51)的第一LO信號進行混頻。第一LO信號優(yōu)選地是從接收芯片(12)經(jīng)過單個跨板連接而給出的，以便減少RF印刷線條。對于任何的所提到的芯片間信號的單個跨板連接可以是一個平衡連接，它包括兩條被反相激勵的印刷線條，因為在高頻時到RF芯片和來自RF芯片的平衡連接可減小不想要的雜散耦合和輻射效應。
TX混頻器(46)把發(fā)送頻率與第一LO頻率進行混頻，以產(chǎn)生一個TX偏移頻率Ftxoff的差值頻率信號。從混頻器(46)輸出的差值頻率信號可以被低通濾波，以確保原先的較高的輸入頻率被去除，然后激勵第二可變分頻器(47)，后者把信號按因子N2分頻。頻率為Ftxoff/N2的輸出信號然后在第二相位比較器(43)中與來自分頻器(41)的相位參考進行比較，以產(chǎn)生一個頻率與相位誤差信號。來自比較器(43)的誤差信號在環(huán)路濾波器(44)中被濾波和積分，以產(chǎn)生一個控制信號，后者控制TX振蕩器直至精確地達到想要的TX偏移頻率。因此，TX偏移頻率被給出為Ftxoff/N2=Fref.N1/(M1.M2)，或Ftxoff=Frof.N2.N1/(M1.M2)包括部件(41,43,44,45,46,47)的TX偏移PLL也可以是一個分數(shù)-N綜合器，然而，分數(shù)-N綜合器比起整數(shù)綜合器復雜得多，因此，希望在設備中避免具有一個以上的分數(shù)-N綜合器。所以，因子N2最好是整數(shù)。
獲得用于相位比較器(31,43,49)的最高可能的相位比較頻率在一個發(fā)送與接收頻道之間具有單個雙工間隔的單邊帶無線裝置中很少是一個問題。在必須以一個以上的雙工間隔運行的雙頻段無線裝置的情況下，這首先是更困難的。所以，現(xiàn)在將借助于圖6、7、8和9來描述按照本發(fā)明的雙頻段無線裝置設計。
按照圖6的雙頻段無線裝置將包括發(fā)送頻率振蕩器(45)，它用于產(chǎn)生在兩個可能的發(fā)送頻段中的較低頻段內(nèi)的頻率。然后，當希望運行在兩個頻段的較高頻段時，使用倍頻器(45a)，以便使該頻率倍增，較低頻段與較高頻段近似相隔一個倍頻程。當需要較低頻段運行時，來自振蕩器(45)的輸出直接被使用來驅(qū)動調(diào)制器，同時，當希望運行在較高頻段時，使用來自倍頻器(45a)的輸出。然而，如圖6所示，直接來自振蕩器(45)的較低頻率進入TX混頻器(46)。
同樣地，第一本地振蕩器(51)運行在適合于兩個可能的接收頻段的較低頻段的一個頻率上，以便把接收信號變頻為想要的第一中頻；當希望運行在兩個接收頻段的較高頻段時，來自第一LO(51)的信號通過倍頻器(51a)被倍頻，用于較高頻段的LO頻率比起用于較低頻段的LO頻率近似地高一個倍頻程。這個近似可通過適當?shù)剡x擇第一中頻和通過在前端芯片(12)中適當?shù)剡x擇高端混頻或低端混頻而被變換成一個很接近的近似。
例如，對于低頻段接收運行，我們有Flol(lo)=Frx(lo)+Fifl對于高端混頻，或Flol(lo)=Frx(lo)-Fifl對于低端混頻，其中Flol(lo)是低頻段第一LO頻率，F(xiàn)rx(lo)是低頻段接收信道頻率，以及Fifl是所選擇的第一中頻。
同樣地，F(xiàn)lol(hi)=Frx(hi)+Fifl對于高端混頻，或Flol(hi)=Frx(hi)-Fifl對于低端混頻，其中Flol(hi)是高頻段第一LO頻率，F(xiàn)rx(li)是高頻段接收信道頻率，以及Fif1是與低頻段相同的選擇的第一中頻。
這樣，為了使得F101(hi)是F101(lo)的兩倍，我們有Frx(hi)+/-Fifl=2(Frx(ho)+/-Fifl)給出Fifl=Frx(hi)-2Frx(lo)(兩個任選符號都是“+”)…(1)或Fifl=(Frx(hi)-Frx(lo))/3 (高頻段為“-”和低頻段為1+1)…(2)或Fifl=2Frx(lo)-Frx(hi) (兩個任選符號)或Fifl=(2Frx(lo)-Frx(hi))/3 (高頻段為“+”和低頻段為1-1)后兩個方程給出負的結(jié)果，這是不可能的。一個可能的替換方案是使得在高頻段的第一LO范圍是低頻段的第一LO范圍的三倍，給出Fifl=(3Frx(lo)-Frx(hi))/2(兩個任選符號都是“-”)…(3)Fifl=(3Frx(lo)-Frx(hi))/4(高頻段和低頻段為“+”)…(4)現(xiàn)在將描述按照IS54“D-AMPS”單邊帶標準運行的對于按照圖4和5的無線裝置的優(yōu)選的內(nèi)部頻率規(guī)劃的實例。在相位比較器(31,43和49)處給出最高可能的相位比較頻率的頻率規(guī)劃的搜索產(chǎn)生了以下結(jié)果第一IF 第二LO TX偏移M1 N1 M2N2M3 第一LO分數(shù)一N模數(shù)101.64 101.52 146.64947913478以上結(jié)果給出用于第二LO相位比較器(31)的相位比較頻率Fxtal/M1=19.44/9=2.16MHz；用于TX偏移相位比較器(43)的相位比較頻率F102/M2=101.52/9=11.28MHz；和用于第一LO相位比較器(49)的相位比較頻率F102/(M2.M3)=11.28/47=240kHz。通過采用對于N3給出1/8的步長的分數(shù)-N分頻器(即分數(shù)-N的模數(shù)是8)，第一LO調(diào)諧步長從以上的240kHz減小到30kHz。
以上解決辦法提供了11.28MHz的高的TX偏移相位比較頻率。其它的準則可能得到最高的第二LO相位比較頻率。第二LO剛好是晶體的諧波的另一個結(jié)果例如是第一IF 第二LO TX偏移 M1 N1 M2 N2 M3 第一LO分數(shù)-N模數(shù)116.76 116.64 161.76 1 6 243 337 116以上的數(shù)值導致相位比較器(33)的19.44MHz的第二LO相位比較頻率，以及因為M1=1，分頻器(35)并不是必須的。發(fā)送偏移和第一LO相位比較器(43,49)都以480kHz運行，以及因為M3=1，可以省略分頻器(42)。通過采用允許N3以1/16的步長變化的模數(shù)16的分數(shù)-N分頻器，第一LO調(diào)諧步長從480kHz減小到30kHz。
現(xiàn)在把注意力轉(zhuǎn)到具有按照圖6的內(nèi)部頻率參考分布的雙頻段無線裝置。顯示了以上的兩個示例性解決辦法，因為它們也與按照雙頻段DAMPS標準IS 136運行的雙頻段無線裝置相兼容。在下面的表格中給出了對于雙頻段無線裝置的一些解，其中第一本地振蕩器對于800MHz頻段運行是在高端，對于1900MHz是在低端，以及第二IF固定在120kHz。
表1顯示了一些解，其中第二LO是晶體的諧波，也就是第二LO具有最高的可能的相位比較頻率，M1等于1。
表1第二LO為晶體諧波時的雙頻段800(1900)解 當使用以上表1中的數(shù)字確定用于TX偏移相位比較器(43)的鑒相器比較頻率時，必須考慮在倍頻器(51a)中倍頻到1900MHz之前，圖6的裝置控制TX振蕩器(S1)頻率。
所以，相位比較器(43)必須運行在由分頻器(41)和指示的M2數(shù)值提供的一半的頻率上。
這樣，當運行在1900MHz頻段時，相位比較器(43)必須包含另一個除以2的電路，以便把來自分頻器(41)的頻率減半，或者對于1900MHz的M2的數(shù)值必須被加倍。
在后一種情況下，對于1900MHz運行的M3的數(shù)值必須被減半(由于M3在1900MHz時總是奇數(shù)，這是不可能的)，或者對于1900MHz運行的分數(shù)模數(shù)必須被減半。后者是優(yōu)選的，所以在1900MHz的優(yōu)選的分數(shù)模數(shù)是4或12并且結(jié)合M2數(shù)值的加倍，如在表1中對于1900MHz運行所顯示的。因此，在相位比較器(43)中的TX偏移相位比較頻率，對于1900MHz是1080kHz，而不是通過把表1的第二LO頻率除以指出的M2的數(shù)值所得到的2160kHz。
而且，應當指出，在圖6上，被饋送到以對于N3的可變分頻器(48)作為開頭的分數(shù)-N第一LO綜合器環(huán)路的，總是來自倍頻器(Sla)的已加倍的頻率。由于在800MHz頻段運行期間用于接收機混頻器的頻率是綜合的頻率的一半，所以為了按30kHz步長來調(diào)諧接收機，綜合器只需要提供60kHz步長。這樣，用于800MHz運行的表1所示的分數(shù)-N模數(shù)可以被減半。
可以希望使用同樣的分數(shù)-N模數(shù)運行在兩個頻段，這總可以通過使用是800MHz和1900MHz的最小公倍數(shù)的一個模數(shù)來完成，假定允許在一個頻段或兩個頻段中的頻率步長可以比需要的更細，則超過所需要的頻率分辨率是可接受的。
以上的問題是對于考慮與圖6的倍頻電路(45a,51a)相反的圖7的頻率減半電路(45b,51b)的一個考慮原因。另一個考慮原因是相位噪聲被倍頻電路加倍，而被頻率減半電路減半。因此，當使用頻率減半電路時，就期待得到較低的不想要的相位噪聲和脈動。再一個考慮原因是倍頻電路需要一個濾波器去消除不想要的基波泄漏以及其它的不想要的更高的諧波；二分頻電路的輸出無論如何在一定程度上消除其它的不想要的頻譜分量。
現(xiàn)在參照圖7，可以看到，振蕩器(S1)的非分頻的輸出被饋送到以混頻器(46)作為開頭的TX偏移綜合器環(huán)路。所以，對于800MHz頻段運行的相位比較器必須運行在表1所示的兩倍的頻率，即M2的數(shù)值必須被減半，或者，N2的數(shù)值必須是用于800MHz運行的表1所示的頻率的2倍。前者對于M2是奇數(shù)的情況是不可能的，但當?shù)谝籌F是155.64MHz和M2=162時它是可能的。因此，當表1被應用于圖7時，對于800MHz的N2的數(shù)值應當被加倍，除非第一IF=155.64MHz，在這種情況下，較好的選擇是把M2減半到81；然后必須倍增用于800MHz運行的M3的數(shù)值(到2)，以便于保持在相位比較器(49)中同樣的第一LO相位比較頻率，或者，把分數(shù)-N模數(shù)從32增加到64。另一方面，由于在對于800MHz運行的接收機中振蕩器(51)的頻率在使用以前被減半，振蕩器(51)以60kHz步長被調(diào)諧是足夠的，允許分數(shù)-N模數(shù)被減半從而再次返回到32。
以上對于圖7的考慮也適用于圖8和9的裝置，其中TX頻率信號和第一L0總是控制在較高的頻率上，然后被減半以用于800MHz。
在圖6、7、8、和9的實施方案之間進行選擇時，另一個考慮原因是功率消耗。在圖6上，x2電路51a在800MHz頻段接收運行期間必須被加電，這對于電池必須被重新充電之前的備用時間有很大影響。而且，x2電路45a只需要對于1900MHz發(fā)送時被加電，這樣在800MHz頻段發(fā)送時可節(jié)省功率。在圖7上，分頻器51b只需要對于800MHz接收時上電，以及對于1900MHz接收時可以省電。2分頻電路45b同樣地只需要對于800MHz發(fā)送時被上電，以及對于1900MHz發(fā)送時不需要上電。
在圖8上，x2電路45a對于任一個頻段的發(fā)送時都必須上電，但這不太重要，因為功率放大器(13)在發(fā)送功率消耗中占主要部分。2分頻器51b在1900MHz接收期間可以省電。在圖6和9上，x2電路51a對于任一個頻段的接收時總是必須上電。所以，這對于在1900MHz時所希望的備用電池壽命不是像圖7或8那樣。
1900MHz D-AMPS運行使用TDMA，它由于低的接收占空因子而可以給出長得多的備用時間。然而，800MHz運行包括模擬FM AMPS模式，在其中接收備用占空因子是較長的。所以，800MHz AMPS運行是電池壽命的限制因素，因此這使得我們?nèi)タ紤]圖10，在其中第一LO總是在較低的頻率被控制，允許倍頻器51a在800MHz接收期間省電。
參照圖10，第一LO總是在較低頻率(即在倍頻以前)被控制。這允許倍頻器51a在800MHz運行時省電。然而，一個缺點是，為了提供在1900MHz上的30kHz步長，振蕩器51必須以15kHz步長被調(diào)諧，需要分數(shù)-N模數(shù)被加倍，而這是不希望的?？紤]到在目前半導體技術中的2分頻電路消耗非常少的功率(在多數(shù)情況它是小于倍頻器電路的)，連同上述的寧愿采取頻率減半而不是頻率加倍的其它優(yōu)點，圖7很可能是最佳的實際的實施方案。
在以上表1所列的解之中，第二LO是晶體的諧波，給出對于分頻器(35)的最低的單位值。表2列出了第二LO相位比較器(31)運行在6.48MHz(這是晶體頻率除以3(M1=3)的結(jié)果)時的解。
表2第二LO為晶體諧波時的雙頻段800(1900)解 對于第二本地振蕩器是2．16MHz(晶體/9，即M1=9)、或720kHz(晶體/27，或M1=27)的倍數(shù)，也有許多解，以及對于M1=6，至少一個解。下面的表3只列出其它的解，它們具有特別重要的特性，例如在800MHz或1900MHz時的對于TX偏移比較器(43)的高比較頻率。表3特別重要的其它的解 以上的解對于在一個或其它的頻段中的(M2,N2)的相當?shù)偷臄?shù)值是值得注意的，在這種情況下給出非常高的TX偏移相位比較頻率。如上所述，有利的是在較高的頻率范圍中的第一本地振蕩器應當在一個大約等于在較低頻段運行時所需要的頻率范圍的兩倍的范圍上調(diào)諧。
對于800MHz蜂窩頻段的接收頻率范圍是869.04到893.97MHz，而1900MHz PCS頻段的接收頻率范圍是1930.08到1990.08MHz。代入到以上的方程(1),(2),(3)和(4)，分別給出等于192MHz,64MHz,338.52MHz和169.26MHz的想要的第一中頻。64MHz IF太低，因而當運行在60MHz寬的1900MHz接收頻段時不能提供足夠的鏡像抑制。338.52MHz的IF是很難選擇的，因為不可能提供在該頻率上的30kHz帶寬的SAW(聲表面波)或晶體濾波器。所以，優(yōu)選的是方程(1)或方程(4)的解。
表1-3中所有的以上的解是對于800MHz的第一LO高和1900MHz的第一LO低的情況、即對于方程(2)的解。在本地振蕩器(51)的范圍是在800MHz和1900MHz運行之間頻段切換的情況下，可以采用這些解。并不希望試圖在一個頻段內(nèi)覆蓋對于運行在800MHz和1900MHz時所需要的整個調(diào)諧范圍。
對于方程(1)的情況的解的搜索，將產(chǎn)生第一IF最接近于192MHz的以下結(jié)果第一IF189.96MHz第二LO190.08MHz=88/9×19.44MHz晶體(N1=88,M1=9)TX偏移(800MHz)234.96MHz=89/72x第二LO(N2=89,M2=72)TX偏移(1900MHz)270.00MHz=125/88x第二LO(N2=125,M2=88)800MHz時TX偏移比較頻率=2640kHz(對于圖7的裝置，實際上為5280kHz，并且n2=89,M2=36)190MHz時的TX偏移比較頻率=2160kHz第二L0比較頻率=2160kHz可能的第一LO分數(shù)一N模數(shù)1,2,4,8,11,22,44,或88(800MHz)以及1,2,3,4,6,8,9,12,18,24,36或72(1900MHz)如果對于兩個頻段選擇分數(shù)-N模數(shù)為8，則第一LO相位比較頻率例如是240kHz。
可替換地，可以選擇分數(shù)-N模數(shù)為24，以便給出在1900MHz時的等于720kHz的相位比較頻率，但在800MHz時的相位比較頻率仍將是240kHz。在800MHz時的調(diào)諧步長對于同樣的24的模數(shù)將是10kHz，或?qū)τ趫D7的裝置甚至是5kHz。這比所需要的30kHz更細，但它是可接受的。240kHz是對于800MHz運行時適當?shù)谋容^頻率，對于1900MHz運行時希望等于720kHz的更高的比較速率，此時振蕩器相位噪聲是在800MHz時的2倍。
按照方程(4)的解假定對于800MHz運行時，高頻段第一本地振蕩器頻率被除以3.換句話說，圖7的分頻器(51b)必須從二分頻電路改變?yōu)槿诸l電路。這樣也必須把分頻器45b改變?yōu)槿诸l電路，以便校正在800MHz時的發(fā)送頻率步長。這里不再進一步研究這個解，因為對于雙頻段IS 136蜂窩電話不是優(yōu)選的，以及無論如何它是所揭示的方法的明顯的擴展。
本發(fā)明可被使用于雙頻段/雙模式無線電話，其中希望在800MHz頻段時有AMPS與IS54(DAMPS)的兼容性以及與PCS 1900(基于GSM)標準的兼容性。
要解決的問題是，通常在設計一個用于D-AMPS運行的無線裝置時，是基于使用一個19.44MHz的晶體來作為24.3kS/S傳輸符號速率、30kHz信道間隔、和8kS/S話音數(shù)字化的最方便的公倍數(shù)。另一方面，對于GSM、DCS 1800、或PCS 1900運行而設計的無線裝置，則基于使用一個13MHz的晶體，它是270.833kb/S傳輸比特速率(13MHz/48)、200kHz的信道間隔(13MHz/65)、和8kS/S話音數(shù)字化速率的最小公倍數(shù)。由于部件數(shù)的增加，這使得很難把一種設計的無線裝置與另一種設計的無線裝置集成在一起。所以希望找到內(nèi)部頻率規(guī)劃方案，它允許要被設計的部件可以根據(jù)任一個晶體頻率來運行，以及作為另一個目的，希望找到參考頻率分布方案，它允許在800MHz時的AMPS模式下、在800或1900MHz時的D-AMPS模式下、或在1900MHz時的PCS 1900模式下都能以相同的晶體參考頻率運行。
圖12顯示了使用被連接到參考振蕩器(21)的13MHz和19.44MHz的兩個晶體的解，然而，通過來自數(shù)字邏輯電路(20)的一個“選擇晶體”控制信號的控制，一次只有一個晶體工作。
單個中頻放大器芯片包括雙晶體參考振蕩器(21)、第二LO及其控制PLL(17)、和雙帶寬第二IF放大器與第二混頻器(16)。參考振蕩器運行在13MHz時的一個模式，然后第二LO被控制到12×13MHz?？商鎿Q地，在第二模式，參考振蕩器運行在19.44MHz上，第二LO被控制到例如155.52MHz，它足夠地接近于156MHz，以致于可以使用同一個振蕩器，同時它也是19.44MHz的倍數(shù)(8×19.44MHz)。
IF放大器芯片接收來自前端芯片(12)的下變頻信號，該信號通過寬帶IF濾波器(15 WB)或窄帶IF濾波器(15 NB)被濾波。寬帶模式時的濾波器中心頻率是150MHz，它與在該模式下的156MHz的第二LO進行混頻，以產(chǎn)生6MHz的第二IF，它連同RSSI信號一起被饋送到數(shù)字信號處理器(20)。窄帶第一IF濾波器運行在比155.52的第二LO高120kHz的中心頻率(即155.64MHz)，給出在窄帶模式下120kHz的第二IF，該第二IF然后被饋送到信號處理芯片(20)。在窄帶模式下120kHz或在寬帶模式下6MHz的第二IF信號優(yōu)選地在使用第二IF濾波器(未示出)的IF放大器(16)中被進一步濾波。在一個實施方案中，120kHz第二IF濾波器是具有大約30kHz通帶寬度的集成有源帶通濾波器，以及被制造成為IF放大器芯片(16,17,21)的一部分。6MHz第二IF的濾波是通過大約170kHz帶寬的外部陶瓷濾波器(未示出)來實行的，正如用于電視聲音IF級的濾波器那樣。
當運行在800MHz的窄帶AMPS模式時，雙工間隔是45MHz，所以發(fā)送頻率是低于第一LO的45+155.64MHz。TX偏移將是200.64MHz。然而，如圖13所示，TX混頻器(46)在加倍的800MHz頻率對發(fā)送和接收振蕩器(45,51)信號混頻，因此產(chǎn)生401.28MHz的偏移。這與155.52MHz的第二LO具有1920kHz的最高公倍數(shù)，這樣，分頻器(47)把來自TX混頻器(46)的TX偏移除以第一整數(shù)N2，得到第一個1920kHz信號，以及分頻器(41)把來自IF芯片(30)第二LO除以整數(shù)M2=81，產(chǎn)生第二個1920kHz信號。兩個1920kHz信號在發(fā)送相位比較器(43)中進行比較，以產(chǎn)生誤差信號，誤差信號在環(huán)路濾波器(44)中被濾波和積分，產(chǎn)生出用于控制TX振蕩器(45)的控制信號，以便使它保持為所需要的頻率，當該頻率在分頻器(45b)中被減半時，就成為需要的800MHz發(fā)送頻率。
這個在800MHz的頻率規(guī)劃也可被用于800MHz頻段的D-AMPS模式。對于運行在1900MHz時的D-AMPS模式，雙工間隔是80.04MHz，這樣，發(fā)送偏移是80.04+155.64MHz=235.68MHz。這不僅僅涉及到155.52MHz的第二L0頻率；然而，由于在1900MHz只使用時間雙工模式，使得發(fā)送和接收發(fā)生在不同的時隙、即不同時出現(xiàn)，所以第一本地振蕩器可以在發(fā)送和接收之間偏離240kHz的相對較小的量，以使得可以使用235.44MHz的TX偏移，而不是235.68MHz。
235.44MHz的略微修正的TX偏移與155.52MHz的第二LO共用了2160kHz的公共因子。因此，在1900MHz的D-AMPS模式下，分頻器(47)把235.44MHz除以重新編程的整數(shù)N2，以得到2160kHz，同時，二分頻器(41)被重新編程而除以72的M2，以得出2160kHz，相位比較器(43)現(xiàn)在比較的信號是2160kHz，而不是1920kHz。
最后，為了得到其中雙工偏移是80MHz的PCS 1900模式，發(fā)送偏移是80+150MHz，因為第一IF在該模式時是150MHz。230MHz的TX偏移與第二LO(現(xiàn)在是156MHz)共用2MHz的公共因子。這個模式也是時間雙工的，第一LO可以被加以偏移以便把TX偏移從230MHz例如修正到234MHz，它與156MHz的第二LO具有大得多的等于78MHz的公共因子。無論如何，可以有利地保持2MHz的相位比較頻率，這使得所有的相位比較頻率(1920,2160和2000kHz)足夠地接近，以便于使用一個公共的環(huán)路濾波器(44)和相位比較器(43)。否則，如果希望利用更大的公共因子，例如78MHz，則可能必須有不同的環(huán)路濾波器甚至相位比較器，以便去提供想要的穩(wěn)定度和鎖定時間的閉環(huán)特性。因此，圖13的裝置的重要目的在于，在所有的頻段和模式粗略保持相同的TX偏移環(huán)路的環(huán)路帶寬和鎖定時間的工作特性。
圖12和13的雙模式、雙頻段發(fā)射機-接收機假定雙超外差接收機能使用于所有的模式。在窄帶AMPS和D-AMPS模式下，第二中頻是120kHz，以及第二IF濾波器是裝在芯片上的集成有源濾波器；在寬帶PCS 1900模式下(它可包括所有的GSM話音和數(shù)據(jù)模式、衛(wèi)星通信模式、和GPRS分組數(shù)據(jù)模式)，第二IF是6MHz，因而第二濾波器更難以在這個頻率下集成。圖14上顯示了用于寬帶模式的另一種接收機結(jié)構，其中在寬帶模式下的第二IF是零頻率，也被稱為“IF零拍”，它與RF零拍不同，后者是在一個變頻步驟中把天線接收的頻率直接變換成零頻率。圖14的接收機在兩個步驟中把天線接收的頻率變換成零頻率，第一步變換到156MHz的第一中頻，以及第二步通過與156MHz本地振蕩器混頻，從156MHz變換到零頻率。由于圖14的第一IF現(xiàn)在是156MHz，而不是圖12和13的150MHz，所以對于1900MHz的TX偏移現(xiàn)在是156+80=236MHz，它仍舊與156MHz本地振蕩器共用2MHz的公共因子。因此，圖13的唯一改變是，對于PCS 1900運行的N2的數(shù)值從230/2=115改變到136/2=118。如果想要的話，可以通過把N2改變到236/4=59、把M2從78改變到39、和把M3從2改變到4而使用更高的4MHz的公共因子，或可替換地改變分數(shù)-N模數(shù)N3，以便接受用于第三相位比較器(49)的更高的參考頻率。
圖12、13、和14的實施方案使用兩個不同的參考晶體，雖然在任何時間只使用一個晶體。無論如何，這增加了復雜性，兩個晶體必須獨立地進行溫度補償，因為每個晶體具有不同的單獨的溫度補償要求。溫度補償是通過“自-學習”技術來實行的，由此使得接收機鎖定到基站信號，然后使用基站信號頻率作為校正晶體誤差的基礎。占優(yōu)勢的主要溫度是通過使用熱偶表測量的，加到晶體的校正值被存儲在數(shù)字信號處理器(20)的微處理器存儲器中的對于主要溫度的表格中。
為了簡化溫度補償以及減小與第二晶體有關的費用和電路板面積，有利的是考慮圖15和16的使用單個晶體的解決方案。圖15的解決方案是選擇一個19.5MHz的折衷的晶體頻率。這是13MHz的1.5倍，從該13MHz得出PCS 1900比特率，該比特率也可通過19.5MHz/72而不是13MHz/48得出。19.5MHz也接近于D-AMPS模式所需要的19.44MHz，通過把該頻率除以800，可以從該頻率得出24.3kS/S的符號速率。當使用19.5MHz時，誤差是0.3％，這使得在發(fā)送6.667mS或162個符號持續(xù)長度的TDMA突發(fā)期間所發(fā)送的符號流中的定時漂移剛好是半個符號周期。原則上，這樣的誤差不大于在任何情況下由于多徑傳播造成傳輸路徑延時變化必須由接收機來預計的多達一個符號的誤差。無論如何，希望校正發(fā)送信號，以使得其誤差不與由傳播路徑引入的缺陷混合。對于第一近似，符號率誤差可被這樣減小，即通過把晶體頻率除以802，以便得到具有0.0585％的殘余誤差的符號速率，給出在162-符號突發(fā)持續(xù)時間內(nèi)小于十分之一個符號的時間漂移。借助于跳躍計數(shù)器可以作出進一步的改進，該計數(shù)器有時除以802，有時除以803，以便建立對于24.3kS/S符號率的更精確的近似。然而，在一個實施方案中，以每比特8個樣本的速率數(shù)字式地產(chǎn)生24.3kS/S調(diào)制?？梢杂妹總€比特若干個樣本來代表已經(jīng)通過使用根升余弦(root-raised-cosine)濾波器頻率響應進行濾波的符號流的曲線波形。因此，通過對該晶體頻率有時除以100、有時除以101，就確實可以建立對于8倍符號速率或194.4千樣本/秒的精確近似。現(xiàn)在，將可以獲得除以100的出現(xiàn)次數(shù)N1、和除以101的出現(xiàn)次數(shù)N2。
20ms的D-AMPS幀重復周期代表19.5MHz時鐘的390,000個周期，而不是19.44MHz時鐘的388,800個周期。
定時發(fā)生器因此被編程為當使用19.5MHz時被除以390,000，而當使用19.44MHz時被除以388,800，以便建立20ms的重復周期。D-AMPS TDMA幀被劃分成3個時隙，因此一個時隙是19.5MHz時鐘的130,000個周期，而不是19.44MHz時鐘的129,600個周期。所以，對于N1和N2的第一方程是100.N1+101.N2=130,000另外，要被產(chǎn)生的1/8符號采樣周期的總數(shù)是如前面的8×162=1296，所以，對于N1和N2的第二方程是N1+N2=1296求解這些方程，可得出N2=400,N1=896。
這樣，跳躍計數(shù)器被編程為除以100進行896次，以及穿插入除以101進行400次，從而產(chǎn)生總共1296個1/8符號周期，而定時誤差不大于19.5MHz時鐘的時鐘周期的一半左右，或25納秒左右。圖20顯示可以完成以上工作的跳躍計數(shù)器設計。分頻器(100)被設計成按照來自累加器(101)的控制輸入而進行除100或除101的分頻，因此，使得來自分頻器(100)的接連的輸出脈沖將按19.5MHz時鐘的100個周期或101個周期被間隔開。累加器(101)被構建為模-81累加器，這意味著，如果在加上一個增量后累加器中的數(shù)值等于或大于81，則從累加器值中減去81，并產(chǎn)生一個溢出脈沖或進位脈沖。從累加器(101)輸出的進位脈沖被用來使得分頻器(100)進行101分頻。
如果在由最后的分頻器(100)輸出脈沖使得累加器加增量后，累加器(101)沒有產(chǎn)生進位脈沖，則分頻器(100)計數(shù)100個19.5MHz時鐘輸入的周期，從而產(chǎn)生下一個輸出采樣速率脈沖。否則，如果最后的分頻器輸出脈沖使得累加器加增量和溢出，則反饋到分頻器(100)的累加器進位脈沖輸出使得分頻器在產(chǎn)生下一個分頻器輸出采樣速率脈沖以前計數(shù)101個19.5MHz時鐘輸入的周期。
通過設定累加器增量等于25，累加器產(chǎn)生一個等于該時間的25/81的進位脈沖，它等于該時間的400/1296，這是以上用于產(chǎn)生D-AMPS時隙中精確數(shù)目的1296個8x符號率脈沖所需要的進行除以101的計算的那一部分。
圖16顯示使用19.5MHz的內(nèi)部頻率規(guī)劃。在D-AMPS模式下的第一IF被改變?yōu)?54.32MHz，以便分別給出對于800MHz和1900MHz下的發(fā)送相位比較器(43)的1320kHz和1080kHz頻率的高的相位比較頻率，同時也給出第二LO相位比較器的(31)的780kHz的高的相位比較頻率。
圖17顯示了本發(fā)明的再一個實施方案，這次使用一個13MHz晶體來得出所有的射頻振蕩器頻率，以及使用一個被連接到數(shù)字芯片(20)的19.44MHz晶體，它只得出對于AMPS和D-AMPS模式的比特和數(shù)字采樣速率。圖18上顯示了對于這種情況下的頻率規(guī)劃，其中與圖16的唯一差別主要在于，第二LO相位比較器現(xiàn)在運行在520kHz。
在圖16和18中，主接收機綜合器(第一LO)在PCS 1900模式中以模數(shù)為5(可任選地為10或20)的分數(shù)-N綜合器的方式運行，而在AMPS和D-AMPS模式中以模數(shù)為12的分數(shù)-N綜合器的方式運行。
通過使用圖19的裝置，有可能消除只用來產(chǎn)生數(shù)字時鐘的19.44MHz晶體，其中數(shù)字芯片(20)當需要時可借助于其內(nèi)部PLL產(chǎn)生它自己的19.44MHz時鐘。為了便于做到這一點，分頻器(41)和(42)都被分成兩個分頻器(41a,41b)和(42a,42b)。分頻器41a在800MHz的D-AMPS模式下把164.44MHz的第二LO頻率除以117，以得出發(fā)送相位比較器(43)運行時所用的1320kHz。在這個模式下，選擇器開關41c被用來選擇分頻器41a的輸出。在這個模式期間，分頻器41b同時運行，除以11，以便提供14.040MHz輸出給數(shù)字芯片(20)。當需要時這個頻率與由數(shù)字芯片(20)借助于PLL而產(chǎn)生的19.44MHz共用一個1080kHz的公共因子。分頻器(42a)在這時運行，以便把相位比較器(43)的工作頻率除以另一個2的因子，從而得出660kHz，它連同模數(shù)-11的分數(shù)-N分頻器(43)一起使用，以便提供振蕩器(51)的60kHz步長，對于800MHz AMPS或D-AMPS運行情況，該振蕩器(51)在除以2以后提供30kHz步長。對于1900MHzD-AMPS運行情況，開關41c選擇分頻器(42b)的輸出，它是14.04MHz被除以13，即1080kHz。這是用于提供在1900MHz時的80.04MHz(而在800MHz時則是45MHz)的雙工偏移的想要的頻率。所選擇的用于相位比較器(43)的1080kHz然后在可編程成除以3的分頻器(49)中被除以3，從而給出用于相位比較器(49)的360kHz相位比較頻率，它連同用于分頻器(48)的12的分數(shù)-N模數(shù)一起使用，給出在1900MHz時的D-AMPS運行期間用于振蕩器(51)的30kHz調(diào)諧步長。對于PCS1900運行，分頻器(41b)被編程為除以12，對現(xiàn)在的156MHz的第二LO進行分頻，以提供13MHz時鐘輸出給數(shù)字芯片(20)。在分頻器(42b)中，13MHz被13分頻為1MHz，這是相位比較器(43,48)的運行頻率。因此，分頻器(42a)被編程為使得M3=1。在這種模式下將5的分數(shù)-N模數(shù)使用于分頻器(48)，可提供想要的200kHz步長。
因此，以上內(nèi)容表明，本發(fā)明允許以各種方式構建使用單個晶體參考或兩個晶體的雙頻段、雙模式收發(fā)信機，以便得出270.833kB/S和24.3kS/S的交替的符號率、30kHz或200kHz的交替的信道間隔、以及45MHz、80.04MHz或80.00MHz的發(fā)送-接收雙工間隔。
而且，通過比起現(xiàn)有技術有改進的結(jié)構所得到的這種靈活性，可允許射頻硬件被實際上減小到三個集成電路芯片，它們具有在芯片之間減少了的RF互聯(lián)的數(shù)目，因此使得內(nèi)部干擾的風險最小化，并且減小了功率消耗。
按照本發(fā)明的另一個方面，可以使得調(diào)諧帶寬最小化。按照下面描述的示例性實施例，被饋送到超外差接收機的第一下變頻器的LO，在被注入到較高頻段接收機之前已被加倍。IF優(yōu)選地在192和202之間進行選擇，因為在這個范圍以外的IF選擇多半將增加公共接收VCO的所需要的調(diào)諧范圍。也優(yōu)選地在較高的頻率端饋送用于兩個接收機頻段的LO。
圖21以方框圖形式顯示了應用雙頻段通信標準(例如，IS-95)的雙頻段接收機的一個實施方案。在這種情況下，蜂窩頻段IF濾波器是30kHz寬(例如是AMPS運行情況)，而PCS頻段IF濾波器是1.25MHz寬(例如是CDMA運行情況)。各頻段中心點優(yōu)選地是在以上的頻率范圍內(nèi)互相處于5MHz之內(nèi)，以使得總的調(diào)諧不增加。
在圖21上，LO 210被饋送到超外差接收機的第一下變頻器212a，b導致可以使得對于最小VCO調(diào)諧范圍的IF選擇最佳化的以下的方程。
對于兩個頻段中的高端LOLOCellular=RXCellular+IFLOPCS=RXPCS+IFVCOCellular=LOCellularVCOPCS=LOPCS/2為了使得調(diào)諧范圍最小化，VCO頻率應當是來自同一組頻率。為了覆蓋蜂窩頻段接收機，VCO應當調(diào)諧25MHz，以及為了覆蓋PCS頻段接收機，VCO應當調(diào)諧30MHz。所以，如果VCOCellular=VCOPCS則LOCellular=LOPCS/2RXCellular+IF=(RXPCS+IF)/22*RXCellular+2*IF=RXPCS+IF2*RXCellular+IF=RXPCSIF=RXPCS-2*RXCellular由于蜂窩頻段范圍的跨度5MHz小于PCS頻段范圍，所以有一組IF頻率將滿足以上的要求。通過在接收范圍的高端和接收范圍的低端求解該方程，我們可以找到這個范圍。低端關系產(chǎn)生以下的IF頻率IF=RXPCS-2*RXCellular=1930MHz-2*869MHz=192MHz高端關系產(chǎn)生以下的IF頻率IF=RXPCS-2*RXCellular=1990MHz-2*894MHz=202MHz所以，如果IF濾波器214a,b被限制為192-202MHz窗口，調(diào)諧范圍可被限制為共用的接收機VCO 210的約30MHz。希望使得倍頻器216可用于兩個接收機的較高頻段LO和高端注入。
在這個頻率范圍內(nèi)，圖22上顯示了說明性實例。示例性實施例具有對于CDMA通道的192MHz的IF濾波器頻率，以及對于AMPS通道的192.12MHz的IF濾波器頻率。在這個實例中，第二LO是用于第一LO和發(fā)送偏移產(chǎn)生的參考。原則上，也可使用晶體參考。第二LO對于兩個頻段都是192MHz，并且被鎖定到晶體參考。晶體參考可以是19.2MHz。晶體參考被除以4，從而產(chǎn)生4.8MHz，而第二LO被除以40，從而產(chǎn)生4.8MHz的公共比較頻率，它應當是足夠的。
在PCS頻段，使用第二LO作為對于第一LO的參考，第二LO可被除以384以便得到500kHz的比較頻率。通過對其10分頻成分數(shù)形式，第一LO可在這個頻段中提供50kHz信道間隔。在蜂窩頻段，使用第二LO作為對于第一LO的參考，第二LO可被除以400以便得到480kHz的比較頻率。通過提供分數(shù)16分頻，第一LO可在這個頻段中提供30kHz信道間隔。
當在蜂窩頻段中運行在窄帶AMPS模式時，發(fā)送頻率比第一LO低45.00+192.00MHz。所以，對于蜂窩頻段的發(fā)送偏移是237MHz。同樣地，對于在PCS頻段的寬帶CDMA模式的運行，發(fā)送頻率比第一LO低80.00+192.00MHz。對于PCS頻段的發(fā)送偏移是272MHz。使用第二LO作為用于鎖定這些在PLL中的信號的參考，則將需要除以192，以用于1MHz的比較。對于PCS，發(fā)送偏移信號將必須被除以272，而對于蜂窩頻段，將被除以237。在兩種情況下，相位比較在1MHz下完成。
將會看到，以上說明僅僅是一個顯示現(xiàn)實的解可以在優(yōu)選的頻率范圍(192-202MHz)內(nèi)達到的實例。類似的設計可以用該范圍內(nèi)的其它頻率來完成，并且晶體或第二LO被用作為參考。以上的實例包括具有顯著不同的帶寬的IF濾波器。這些設施仍適用于其帶寬分別是200kHz和30kHz的GSM/AMPS電話。本發(fā)明對于其中兩個濾波器都具有30kHz的帶寬的IS-136應用項是有用的。在這種情況下，可以共用一個濾波器，而不是使用兩個單獨的濾波器。
因此，通過選擇在192-202MHz窗口內(nèi)的IF頻率，調(diào)諧范圍可被限制在共用的接收機VCO的30MHz。這個限制的調(diào)諧范圍允許在一個3電池單元的電話[17.6]中給出類似于5電池單元的電話[20]中的VCO增益。這個電壓減低的電話的同樣接近的交調(diào)性能基本上與5電池單元的電話的相同，而無需任何附加電路(正如倍壓器所需要的那樣)，它通常是5電池單元的電話中所使用的。
如果在5電池單元雙頻段接收機中實施本發(fā)明，則VCO增益從20(75MHz/3.8V)減小到8(30MHz/3.8V)。利用這個低得多的增益，接近交調(diào)性能應當容易得多。采用不太貴的VCO可以保持同樣的性能。
可替換地，本發(fā)明通過保持更寬的調(diào)諧范圍(以及接收機接近的交調(diào)性能)和使用該額外的范圍以便以電子方式將VCO的變?nèi)莨苄Ｕ轿覀兊慕邮諜C的正確范圍，可導致獲得較低成本的5電池單元類型的VCO。VCO是不太昂貴的，因為它是由工廠制造，而不用經(jīng)過激光或機械調(diào)整。
因此，本發(fā)明可以得到許多相對于VCO的不明顯的優(yōu)點。在這個范圍中的IF具有其它好處。首先，鏡像濾波更容易，因為這個IF比起先前的電話所使用的(即，45MHz，72MHz，110.52MHz)更高。第二，因為IF要比接收機范圍的兩倍(2*60MHz或120MHz)高得多，由于它們可被濾波，接收機的1/2IF要求更容易滿足。
從實踐觀點出發(fā)，本發(fā)明特別適合于雙頻段CDMA電話。按照IS-95標準的規(guī)定，這種濾波器所需要的性能在這個頻率范圍中可以很容易采用SAW濾波器來滿足。
在IS-136電話中使用本發(fā)明是較困難的，因為由該標準所需要的IF濾波在這些頻率中是較難滿足的。然而，高達300MHz的SAW和晶體濾波器可以使得IF濾波是也適用于IS-136標準的實際解決方案。
本發(fā)明在任何其第一和第二頻段的頻帶中心具有大約2∶1的比值(即，其中第二頻段或頻帶中心大約是第一頻段的兩倍)的雙頻段電話中也是有用的。
本發(fā)明在其它任何希望使得振蕩器調(diào)諧帶寬最小化的環(huán)境中可能都是有用的。本領域技術人員可以通過使用以上教導來修改本發(fā)明，但是它們?nèi)耘f處在由以下的權利要求所描述的本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)。
權利要求
1．用于接收在多個頻段之一中的通信信號的多頻段通信設備，包括具有一個調(diào)諧范圍的單個壓控振蕩器，振蕩器在相應于第一和第二頻段的至少兩個頻率中的一個頻率上產(chǎn)生一個振蕩器信號；第一和第二下變頻器，每個下變頻器從振蕩器信號和接收的通信信號中分別產(chǎn)生對于第一和第二頻段的中頻信號；第一和第二濾波器，每個濾波器分別濾波在第一和第二頻段中的中頻信號；以及用于處理已濾波的中頻信號的裝置，其中第一和第二濾波器通過濾波在由第一和第二數(shù)值規(guī)定的頻率范圍內(nèi)的信號來最小化壓控振蕩器的調(diào)諧范圍，該第一和第二數(shù)值由RX1-2RX2確定，為此，使用用于第一頻段的和用于第二頻段的最高和最低預期的接收頻率RX1和RX2。
2．權利要求1的設備，其特征在于，其中調(diào)諧范圍被限制為大約30MHz。
3．權利要求1的設備，其特征在于，其中第一頻段是相應于AMPS標準的蜂窩通信頻段，以及第二頻段是PCS頻段。
4．權利要求3的設備，其特征在于，其中第一和第二數(shù)值分別是192和202MHz。
5．權利要求1的設備，其特征在于還包括倍頻器，用于倍增用于兩個頻段中的一個頻段的振蕩器信號的頻率。
6．權利要求1的設備，其特征在于，還包括具有少于5個電池單元的電池電源。
7．權利要求1的設備，其特征在于，其中單個壓控振蕩器具有小于20的增益。
8．權利要求1的設備，其特征在于，其中第一和第二頻段相應于GSM頻段。
9．權利要求1的設備，其特征在于，其中第一頻段相應于處在大約800-900MHz的范圍內(nèi)的一個頻段，以及第二頻段相應于處在大約1900-2000MHz的范圍內(nèi)的一個頻段。
10．權利要求1的設備，其特征在于，其中第二頻段的頻帶中心值大約是第一頻段的頻帶中心值的兩倍。
全文摘要
移動無線電話根據(jù)在每個頻帶的最高和最低預期的接收頻率處對中頻進行限制,從而得到最小化的調(diào)諧帶寬?？梢詷嫿p頻段、雙模式移動電話,它使用較少的電池單元在不用附加電路的情況下保持或改進交調(diào)性能。
文檔編號H03D7/16GK1286830SQ98813194
公開日2001年3月7日 申請日期1998年11月3日 優(yōu)先權日1997年11月19日
發(fā)明者R·D·貝施, R·A·多爾曼, C·戈雷, P·W·登特 申請人:艾利森公司