專利名稱：信道特性推測裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于推測傳輸信道的特性的裝置。本發(fā)明的信道特性推測裝置適合用于諸如擴(kuò)-頻CDMA(碼分多址)的數(shù)字移動通訊系統(tǒng)中的接收器。
通常，為了補(bǔ)償在所接收到的數(shù)據(jù)信號中的失真，在具有規(guī)定模式的導(dǎo)頻信號的基礎(chǔ)上推測傳輸信道的特性。
此種導(dǎo)頻信號通過正交成分進(jìn)行輸送，而傳輸數(shù)據(jù)通過同相成分進(jìn)行輸送，如圖5中所示。接收器推測振幅和導(dǎo)頻信號的相位中的波動，從而補(bǔ)償在所接收信號中的失真。
圖5中所示的傳輸數(shù)據(jù)被包含在具有某一時(shí)間間隔的時(shí)隙中。同樣導(dǎo)頻信號被包含在時(shí)隙中。此外，通常將其他的信號插入到包含導(dǎo)頻信號的時(shí)隙中。
圖4中所示的傳統(tǒng)的接收器可接收上述的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號。
通過天線1接收的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信號分別被匹配濾波器3和4檢測。每個匹配濾波器檢測與每個自身的偽-隨機(jī)序列的相關(guān)性。
信道特性推測電路6在從匹配濾波器4接收的輸出的基礎(chǔ)上推測傳輸信道特性，而延遲電路5將來自匹配濾波器3的輸出延遲對在信道特性推測電路6中進(jìn)行信號處理所需要的時(shí)間間隔。
乘法器7通過將來自延遲電路5的輸出與來自信道特性推測電路6的輸出相乘而補(bǔ)償傳輸?shù)氖д?。此外，?zhǔn)備用于不同時(shí)間的多個乘法器7，通過加法器8將來自多個乘法器7的輸出相加。這里，每個乘法器都與匹配濾波器3和4、信道特性推測電路6和延遲電路5相連。
在參考文獻(xiàn)1(電子協(xié)會的交流，信息和通訊工程師，B-11，Vol.J77-B-11，No.11，pp.628-640(1994.11))中描述了用于推測信道特性的公式的一個例子。
參考文獻(xiàn)1中的公式通過在所檢測的導(dǎo)頻信號X的Ne(nTb)抽樣的基礎(chǔ)上通過使用非-循環(huán)濾波器將信道特性近似為線性形式。
在參考文獻(xiàn)1中用于獲得抽頭系數(shù)Ci(tap coefficients)的公式在圖7中被示出。這里，Ne為150，每個抽樣都具有同樣的權(quán)重。
在參考文獻(xiàn)2(電子協(xié)會的技術(shù)報(bào)告，信息和通訊工程師，RCS97-163(1997，11))中描述了另外一個用于推測信道特性的公式的例子。
在圖8中示出了用于推測信道特性的公式2。
當(dāng)抽樣點(diǎn)遠(yuǎn)離觀察時(shí)間時(shí)通過公式2所計(jì)算的信道特性推測值在變小的權(quán)重βm的基礎(chǔ)上被加權(quán)平均。在參考文獻(xiàn)2中在關(guān)注點(diǎn)周圍使用了160抽樣點(diǎn)。
然而，在通過線性近似用于獲得傳輸信道特性的公式1中，并未根據(jù)與觀察時(shí)間的時(shí)間差給出抽樣點(diǎn)的權(quán)重。
此外，盡管根據(jù)與觀察時(shí)間的時(shí)間差給出了抽樣點(diǎn)的權(quán)重，公式只計(jì)算了信道推測值的平均值。
當(dāng)信道特性波動很快時(shí)，通過公式1的線性近似比通過公式2的平均會更精確。然而，由于信道特性依賴于時(shí)間，所以對遠(yuǎn)離觀察點(diǎn)的抽樣點(diǎn)最好給出較少的權(quán)重。
然而，還無法根據(jù)與觀察時(shí)間的時(shí)間差改變公式1中的權(quán)重。
此外，需要足夠存儲150到160抽樣點(diǎn)的存儲量和數(shù)據(jù)處理容量，這是因?yàn)闉榱藴p少噪聲的影響，公式1和公式2需使用較多的抽樣。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種電路，其在考慮到抽樣點(diǎn)與觀察時(shí)間的時(shí)間差的情況下以線性的形式推測傳輸信道的特性。
本發(fā)明的另一個目的是減少用于推測信道特性的存儲容量和數(shù)據(jù)處理的負(fù)擔(dān)。
在本發(fā)明的信道特性推測裝置中，對每個時(shí)隙計(jì)算第一級近似情況下的信道特性中的傾斜值(inclination)和偏離值。然后，通過低通濾波器加工傾斜值參數(shù)，而在被補(bǔ)償?shù)膬A斜值參數(shù)的基礎(chǔ)上補(bǔ)償偏離值參數(shù)。
通過此種低通濾波，可以在抽樣點(diǎn)的時(shí)差的基礎(chǔ)上推測信道特性。此外，上述的在時(shí)隙基礎(chǔ)上的計(jì)算，可以減少存儲容量和處理步驟。
根據(jù)本發(fā)明，根據(jù)對應(yīng)于抽樣點(diǎn)與觀察時(shí)間的時(shí)間差的權(quán)重可獲得信道特性的第一級近似，這是因?yàn)橥ㄟ^循環(huán)低通濾波器處理通過第一級近似的一時(shí)隙一時(shí)隙的推測出的信道特性中的推測傾斜值b(k)。
此外，根據(jù)本發(fā)明，因?yàn)橹煌ㄟ^一時(shí)隙一時(shí)隙的對數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，從而可降低用于推測信道特性所需的存儲量和計(jì)算步驟。


圖1為本發(fā)明的信道特性推測裝置的方框圖；圖2為圖1中所示的低通濾波器實(shí)例的方框圖；圖3為圖1中所示的偏離補(bǔ)償裝置的實(shí)例的方框圖；圖4為用于檢測導(dǎo)頻信號的CDMA接收器的實(shí)例的方框圖；圖5是描述在I-Q面上被調(diào)制的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)的示意圖；圖6為用于解釋信道特性的第一級近似的示意曲線圖；圖7為在參考文獻(xiàn)1中用于獲得抽頭系數(shù)Ci的公式；圖8為在參考文獻(xiàn)2中用于獲得信道推測值ξ(n)的公式；圖9為在參考文獻(xiàn)1中用于在圖1中所示的乘法器15，16和17中進(jìn)行因子相乘的公式。
下面將參考相應(yīng)的附圖對本發(fā)明的最佳實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)描述。
圖1中示出了本發(fā)明的信道特性推測裝置的方框圖。
如圖1中所示，通過匹配濾波器檢測導(dǎo)頻信號x(kM+n)。這里，M為每個時(shí)隙的抽樣數(shù)，k為時(shí)隙數(shù)，而n(n＝0，1，…M-1)為時(shí)隙中的抽樣數(shù)。
加法器11將所檢測的x(kM+n)一時(shí)隙一時(shí)隙的相加，而加法器12將nX(x(kM+n))一時(shí)隙一時(shí)隙的相加。
加法器11和12相加N個抽樣。這里，將第一組N個(N≤M)提供給每個時(shí)隙中的導(dǎo)頻信號。
開關(guān)13和14打開每個時(shí)隙，用于從加法器11和12獲取輸出抽樣。
此外，乘法器15將來自開關(guān)13的輸出與(4N-2)/(N(N+1))相乘。乘法器16將來自開關(guān)14的輸出與(12)/(N(N-1)(N+1))相乘。乘法器17將來自開關(guān)14的輸出與(-6)/(N(N+1))相乘。乘法器18將來自開關(guān)13的輸出與(-6)/(N(N+1))相乘。
此外，加法器19將乘法器15的輸出和乘法器17的輸出相加，而加法器20將乘法器16的輸出和乘法器18的輸出相加。
低通濾波器29輸出來自加法器20的低頻率成分。偏離補(bǔ)償裝置28在LPF(低通濾波器)29的基礎(chǔ)上補(bǔ)償來自加法器19的輸出。
來自偏離補(bǔ)償裝置28的輸出a(k)為時(shí)隙的信道特性的偏離值，而來自LPF 29的輸出b(k)為時(shí)隙的信道特性的傾斜值。因此，信道特性的推測值為n×b(k)+a(k)在圖2中示出了圖1中的LPF 29的一個實(shí)例。
加法器21將加法器20的輸出和乘法器24的輸出相加。乘法器22將加法器21的輸出與1/(1+α2)1/2相乘。
延遲電路23將乘法器22的輸出延遲，乘法器24將延遲電路23的輸出與系數(shù)α相乘。乘法器22的輸出由LPF 29輸出。
圖3中示出了圖1中所示的偏離補(bǔ)償裝置。
加法器31將加法器19的輸出和乘法器34的輸出相加。乘法器32將加法器31的輸出與1/(1+α2)1/2相乘。
延遲電路33將加法器36的輸出延遲一個時(shí)隙的時(shí)間。然后，乘法器34將延遲電路33的輸出與正參數(shù)α相乘。乘法器35將LPF 29的輸出b(k)與每個時(shí)隙的抽樣數(shù)M相乘。加法器36將乘法器32的輸出與乘法器35的輸出相加。最后，乘法器32的輸出被從偏離補(bǔ)償裝置28輸出。
通過參考文獻(xiàn)1中的公式3確定乘法器15到17中的乘法系數(shù)。這些系數(shù)被用于完成每個時(shí)隙中的第一級近似。
圖9中示出了公式3。因?yàn)檫@些乘法器在每個時(shí)隙中只使用一次，從而可減少數(shù)據(jù)處理步驟。
延遲電路23和乘法器24的回饋路徑為第一級循環(huán)濾波器，從而通過較少的存儲器和計(jì)算步驟就可消除信道特性的傾斜值b(k)的噪聲。
可用更高級的具有更多抽頭的濾波器或非-循環(huán)濾波器替代包括延遲電路23和乘法器24的回饋路徑或包含延遲電路33和乘法器34的回饋路徑。為了在時(shí)隙的端點(diǎn)獲得偏離值，將M×b(k)引入乘法器35。
權(quán)利要求
1.一種信道特性推測裝置，其中通過接收在時(shí)隙中包含N個抽樣的導(dǎo)頻信號推測所述信道特性的傾斜值和偏離值，其特征在于，它包含第一加法器，用于相加每個所述時(shí)隙的所述抽樣；第二加法器，用于將所述抽樣相加，所述抽樣被與其在每個所述時(shí)隙中的抽樣位置號相乘；第三加法器，用于將與(4N-2)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的輸出和與(-6)/(N(N+1))相乘的所述第二加法器的輸出相加；第四加法器，用于將與(-6)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的輸出和與(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的所述第二加法器的輸出相加；低通濾波器，用于濾波所述第四加法器的輸出并用于輸出所述傾斜值；及補(bǔ)償裝置，用于補(bǔ)償來自所述第三加法器的輸出和用于輸出所述偏離值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道特性推測裝置，其特征在于所述低通濾波器為循環(huán)濾波器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信道特性推測裝置，其特征在于所述補(bǔ)償裝置包含第一乘法器，用于將來自所述低通濾波器的輸出與M相乘，其中M為在所述時(shí)隙中的總的抽樣數(shù)；第五加法器，用于將來自所述補(bǔ)償裝置的輸出與來自所述第一乘法器的輸出相加；延遲電路，用于將來自所述第五加法器的輸出延遲；第二乘法器，用于將來自所述延遲電路的輸出與系數(shù)α相乘；第六加法器，用于將來自所述第三加法器的輸出與來自所述第二乘法器的輸出相加；及第三乘法器，其輸出為來自所述補(bǔ)償裝置的輸出，用于將所述第六加法器的輸出與另外一個系數(shù)(1/(1+α2)1/2)相乘。
4.一種用于接收通過正交調(diào)制進(jìn)行輸送的導(dǎo)頻信號和數(shù)據(jù)信號的無線接收器，其包含一個信道特性推測裝置，其中通過接收在時(shí)隙中包含N個抽樣的導(dǎo)頻信號推測所述信道特性的傾斜值和偏離值，其包含第一加法器，用于相加每個所述時(shí)隙的所述抽樣；第二加法器，用于將所述抽樣相加，所述抽樣被與其在每個所述時(shí)隙中的抽樣位置號相乘；第三加法器，用于將與(4N-2)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的輸出和與(-6)/(N(N+1))相乘的所述第二加法器的輸出相加；第四加法器，用于將與(-6)/(N(N+1))相乘的所述第一加法器的輸出和與(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的所述第二加法器的輸出相加；低通濾波器，用于濾波所述第四加法器的輸出并用于輸出所述傾斜值；及補(bǔ)償裝置，用于補(bǔ)償來自所述第三加法器的輸出和用于輸出所述偏離值。
5.一種信道特性推測方法，其中通過接收在時(shí)隙中包含N個抽樣的導(dǎo)頻信號推測所述信道特性的傾斜值和偏離值，其包含如下的步驟通過第一加法器將每個所述時(shí)隙的所述抽樣相加；通過第二加法器將與其自身每個所述時(shí)隙的抽樣位置號相乘的所述抽樣相加；通過第三加法器將來自所述第一加法器的與(4N-2)/(N(N+1))相乘的輸出與來自所述第二加法器的與(-6)/(N(N+1))相乘的輸出相加；通過第四加法器將來自所述第一加法器的與(-6)/(N(N+1))相乘的輸出和來自所述第二加法器的與(12)/(N(N-1)(N+1))相乘的輸出相加；通過低通濾波器將來自所述第四加法器的輸出濾波，并輸出所述傾斜值；及通過補(bǔ)償裝置補(bǔ)償來自所述第三加法器的輸出并用于輸出所述偏離值。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的信道特性推測方法，其特征在于所述低通濾波器為循環(huán)濾波器。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的信道特性推測方法，其特征在于所述補(bǔ)償步驟包含將來自所述低通濾波器的輸出通過第一乘法器與M相乘，其中M為在每個所述時(shí)隙中的總的抽樣數(shù)；通過第五加法器將來自所述補(bǔ)償裝置的輸出和來自所述第一乘法器的輸出相加；通過一個延遲電路將來自所述第五加法器的輸出延遲；通過第二乘法器將來自所述延遲電路的輸出乘以系數(shù)α；通過第六加法器將來自所述第三加法器的輸出與來自所述第二加法器的輸出相加；及通過第三乘法器將來自所述第六加法器的輸出與另一個系數(shù)(1/(1+α2)1/2)相乘，其中第三乘法器的輸出為來自所述補(bǔ)償裝置的輸出。
全文摘要
在抽樣點(diǎn)的時(shí)差的基礎(chǔ)上推測信道特性,并減少存儲容量和為推測所進(jìn)行的處理步驟。第一加法器將檢測的導(dǎo)頻信號相加,而第二加法器將各個時(shí)隙相加。將來自第一加法器的輸出和來自第二加法器的輸出在第三加法器中相加。來自第一加法器的輸出和來自第二加法器的輸出在第四加法器中相加。來自第四加法器的輸出通過LPF進(jìn)行濾波,以獲得輸出b(k),而來自第三加法器的輸出被FLT補(bǔ)償,以獲得作為信道特性的偏離值的a(k)。
文檔編號H03H17/02GK1253433SQ99122320
公開日2000年5月17日 申請日期1999年11月1日 優(yōu)先權(quán)日1998年11月2日
發(fā)明者望月孝志 申請人:日本電氣株式會社