數(shù)字輔助電流感測電路和用于使感測信號數(shù)字化的方法
【專利摘要】數(shù)字輔助電流感測電路和用于使感測信號數(shù)字化的方法。本發(fā)明實現(xiàn)感測模擬電流信號并將其轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號的簡單方式的任務(wù)將由如下方法來解決，該方法包括：產(chǎn)生與所感測的電感電流IL對應(yīng)的電壓；放大并緩沖該電壓，以創(chuàng)建將由ADC轉(zhuǎn)換的輸入信號，并且ADC使用電感電流的估計作為用于模數(shù)轉(zhuǎn)換的起始點。該方法由如下數(shù)字輔助電流感測電路來使用，該數(shù)字輔助電流感測電路包括：用于產(chǎn)生與感測的電感電流IL(t)對應(yīng)的電壓的裝置；用于放大電壓的放大器和對電壓進行緩沖的裝置以用于創(chuàng)建將被轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的數(shù)字信號的輸入信號，用于將輸入信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的ADC，以及用于提供電感電流IL的估計作為用于ADC的模數(shù)轉(zhuǎn)換的起始點的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路。
【專利說明】
數(shù)字輔助電流感測電路和用于使感測信號數(shù)字化的方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本公開設(shè)及一種用于在數(shù)字輔助電流感測電路使感測信號數(shù)字化的方法。
[0002] 本公開還設(shè)及一種使用所公開的方法的數(shù)字輔助電流感測電路。
【背景技術(shù)】
[0003] 電流感測電路是直流-直流轉(zhuǎn)換器中的數(shù)字控制器的重要部分。存在在W下情況 中所使用的Ξ種廣泛的測量方法:例如C. F丄ee,P. K. T.Mok等的"A Mono 1 ithiC Current- Mode CMOS DC-DC Converter With On-Chip Current-Sensing Technique", vol. 39, no. 1，99.3-14,2004中的電流感測電路、感測場效應(yīng)管；例如？.11(17曰，？.1'.1('6111和 M.F.Greuel,的"Sensorless Current Mode Control-An Observer-Based Technique for Dc-Dc Converters''，Trans.Power Electron. ,VO 1.16,no.4,pp.522-526,2001?及 A.Kelly和K.Rinne的"Sensorless current-mode control of a digital dead-beat DC- DC converter"，Ninet.Annu. IEEE Appl.Power Electron.Conf. Expo.2004.APEC'04., vol. 3,pp. 1790-1795中的無傳感器觀察器電路；W及H.D.C.Dc ,M. Supplies等的"Lossless Current Sensing in Low-Voltage"IEEE Trans .IDUSTRIAL Electron.,vol.47,no .6, pp. 1249-1252，2000中的電壓降測量技術(shù)。
[0004] 當(dāng)與數(shù)字功率控制器一起使用時，運些方法中的每一種都有不同的優(yōu)點和缺點。 感測場效應(yīng)管要求功率場效應(yīng)管和傳感場效應(yīng)管準(zhǔn)確匹配，并因此受到需要將被集成到與 功率級相同的過程的數(shù)字功率控制器的限制，因為運兩個晶體管必須經(jīng)歷如溫度、電壓、工 藝變化運樣的相同效應(yīng)，依此類推，并因此必須在同一忍片上被制造，或者在多忍片解決方 案中需要使用具有被包括的集成感測場效應(yīng)管的功率級。觀察器電路從諸如輸入電壓、輸 出電壓和占空比運樣的已知變量合成出電感電流，但是遭受有限的精度，運僅能夠利用例 女日A.Prodic,Z丄ukic等的"Self-Tuning Digital Current Estimator For Low-Power Switching Conve;rters" ,pp.529-534,2011中的調(diào)諧電路來改進。然而在降壓方法中，跨已 知電阻的電壓被感測并用于生成電流。運些電路也難W設(shè)計，因為出于效率原因所使用的 電阻通常小，并因此小的電壓必須W高的精度和帶寬來感測。
[0005] 從上文可W看出，不存在用于感測并轉(zhuǎn)換電流信號的簡單方式。任何使該轉(zhuǎn)換容 易的方法都有很大好處。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 電流感測電路是直流-直流轉(zhuǎn)換器中的數(shù)字控制器的重要部分。電流感測信號II 通常是小的電壓Vsense，該電壓Vsense必須W高的分辨率、精度和帶寬被數(shù)字化。因此，難W設(shè) 計運些電路中所使用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，需要大量的娃面積并且消耗大的電流。
[0007] 所公開的發(fā)明描述了通過使用與電流感測路徑并聯(lián)W向電流感測ADC提供感測信 號的估計的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路來使該電流感測ADC的設(shè)計容易的方法。根據(jù)所使用 的ADC架構(gòu)，該估計使得ADC能夠使用更少的電流，具有更小的面積，或者在更短的時間內(nèi)完 成其轉(zhuǎn)換，并因此在運些電路的設(shè)計方面提供了顯著優(yōu)勢。
[0008] 本發(fā)明設(shè)及一種用于在數(shù)字輔助電流感測電路中使感測信號數(shù)字化的方法，該方 法包括W下步驟:產(chǎn)生與所感測的電感電流對應(yīng)的電壓;放大并緩沖所述電壓，W用于創(chuàng)建 將由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)轉(zhuǎn)換的輸入信號，并且所述ADC使用由修改的數(shù)字觀察器電路提供的 電感電流的估計作為用于模數(shù)轉(zhuǎn)換的起始點。所述數(shù)字觀察器電路是通過使用先前的ADC 測量來計算本估計而修改的。通常將使用先前的估計。但是如隨后所描述的，使用式4而不 是式3。
[0009] 經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路被用來估計將被感測的電路。該估計然后由電流感測路 徑中的ADC使用，并且運使ADC的操作容易。
[0010] 電感電流是從諸如輸入電壓、輸出電壓和占空比運樣的已知的變量估計出的。因 此，電感電流能夠通過無傳感器的數(shù)字電路來合成。實現(xiàn)電感電流的估計的一種方法包括 對跨功率電感器的電壓的I-V關(guān)系應(yīng)用雙線性變換，而估計在經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路的 控制器中被執(zhí)行。
[ΟΟ? ]電感電流lL,est能夠通過下面的I-V關(guān)系來計算：
[0012]
[001引其中，Vl是跨電感值為L和直流電阻為化的功率電感器的電壓，并且Ts是功率轉(zhuǎn)換 器切換頻率。
[0014]為了使上述方程在實際中使用，VL[n]可W用跨電感器的在轉(zhuǎn)換器的一個切換周 期上的平均電壓VL,ave[n]替換。該電壓可W由下式近似：
[001 引 VL,ave[n] =d[n]Vin[n]-Vmjt[n] (2)
[0016] 其中，d[n]是第η個周期的占空比，Vin是經(jīng)采樣的輸入電壓，并且Vnut是經(jīng)采樣的輸 出電壓。運于是導(dǎo)致
[0017]
[0018] 所估計的電流的精度主要被由于諸如功率場效應(yīng)管Rds。。運樣的未知的寄生電阻 而導(dǎo)致的化,ave的近似值的誤差所損害。運些誤差導(dǎo)致所估計的電感電流和實際的電感電流 偏離。為了防止運樣的偏離，先前的電感電流估計用電感電流的準(zhǔn)確的先前adc測量替換。 先前的電感電流是運樣的電流:如果[η]是實際的時鐘周期，則該電流是在前一時鐘周期 [η-1]中被確定的電流。
[0019]
[0020] 在本發(fā)明的一個實施方式中，有利的是使用逐次逼近寄存器模數(shù)轉(zhuǎn)換器（SAR ADC)，該SAR ADC使用用于模數(shù)轉(zhuǎn)換的經(jīng)修改的數(shù)據(jù)相關(guān)算法，而所計算出的估計被用作用 于SAR ADC轉(zhuǎn)換的起始點。
[0021 ]數(shù)據(jù)相關(guān)的SAR ADC通常被用在輸入信號具有高活動性的短時段W及低活動性的 長時段的情況下。在運些情況下，輸入信號能夠由先前的adc輸出很好地近似，并因此數(shù)據(jù) 相關(guān)的逐次逼近算法能夠被用于優(yōu)于二進制捜索算法。
[0022] 經(jīng)修改的數(shù)據(jù)相關(guān)算法使用4個時鐘周期（相應(yīng)于4個占空比）W對輸入信號進行 采樣。如果由數(shù)字觀察器電路提供的電感電流的估計在最終結(jié)果的+/-2KAWEisb(最后有效 位)的范圍內(nèi)，則使用RANGE+2個附加的時鐘周期W完成模數(shù)轉(zhuǎn)換。該算法的目的是為了通 過使用由觀察器電路提供的估計來減少每次轉(zhuǎn)換所需的時鐘周期的數(shù)目。如果估計是準(zhǔn)確 的，則ADC快速地完成到全分辨率的轉(zhuǎn)換，然而，在估計不準(zhǔn)確的情況下，諸如在瞬態(tài)電流斜 坡期間，AD邱華低其分辨率并且完成到較小的精度的轉(zhuǎn)換。
[0023] 運意味著，如果經(jīng)采樣的輸入落在所述范圍內(nèi)，貝化AR ADC完成到SAR ADC的全分 辨率的模數(shù)轉(zhuǎn)換;如果經(jīng)采樣的輸入落在所述范圍之外，則SAR ADC針對每個另外的時鐘周 期通過因數(shù)2擴大其捜索范圍，并且一旦發(fā)現(xiàn)經(jīng)采樣的輸入落在所述范圍內(nèi)，就完成到較小 的精度的模數(shù)轉(zhuǎn)換。
[0024] 變量RANGE是基于估計器的預(yù)期誤差和經(jīng)采樣的電感電流的噪聲設(shè)置的。
[0025] 本發(fā)明還設(shè)及一種數(shù)字輔助電流感測電路，該數(shù)字輔助電流感測電路包括：用于 產(chǎn)生與感測的電感電流對應(yīng)的電壓的裝置;用于放大所述電壓的放大器和用于對所述電壓 進行緩沖的裝置W創(chuàng)建將被轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的數(shù)字信號的輸入信號；用于將輸入信號轉(zhuǎn)換為數(shù) 字信號的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC); W及用于提供電感電流的估計作為用于ADC的模數(shù)轉(zhuǎn)換的起始 點的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路。
[0026] 經(jīng)修正的數(shù)字觀察器電路包括控制器，該控制器提供用于輸入電壓、輸出電壓、時 鐘周期和先前的電感電流測量值的輸入端、W及連接到ADC的輸入端W將電感電流的估計 轉(zhuǎn)發(fā)到ADC的輸出端。
[0027] 在本發(fā)明的一個實施方式中，ADC是逐次逼近寄存器模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR ADC)。
[0028] ADC也可W是快閃式模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Flash ADC)，該Flash ADC使用經(jīng)修改的數(shù)字觀 察器電路來減少將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號所需的比較器的必需的數(shù)目。
[0029] 與代替通常在常規(guī)的Flash ADC中需要2B-1個比較器W實現(xiàn)B位分辨率的轉(zhuǎn)換相 比，通過使用連接到Flash ADC的輸入端的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路，減少了比較器的數(shù) 目。經(jīng)修改的數(shù)字觀察器使用估計器。
【附圖說明】
[0030] 將參考附圖，其中：
[0031] 圖1示出了本發(fā)明的框圖；
[0032] 圖2示出了電流感測電路的框圖；
[0033] 圖3示出了估計在范圍內(nèi)的SAR ADC操作，其中，RANGE = 3;
[0034] 圖4示出了估計在范圍外的SAR ADC操作，其中，RANGE = 3;
[0035] 圖5示出 了在從0A至60A的慢輸入斜坡、RANGE = 3、對于Ini,eq = 0.25Arms，Ierr = 0.29mArms的電路操作；
[0036] 圖6示出了在從20A至40A的快電流斜坡、RANGE = 3、對于In i , eq - 0.25ArmS，I err - 0.329mArms的電路操作；
[0037] 圖7示出了在從20A至40A的快電流斜坡、RANGE =3、Ierr,40A = 0.44A, Ierr,20A = 0.16A 的電路操作；
[0038] 圖8示出了與快閃式ADC結(jié)合使用發(fā)明的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路的本發(fā)明的另 一實施方式。
【具體實施方式】
[0039] 圖1示出了本發(fā)明的原理操作。根據(jù)本發(fā)明的方法通過使用與電流感測路徑18、 181、182并聯(lián)W向電流感測ADC 6提供所感測的信號的估計8的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路7 來使ADC 6的設(shè)計容易。根據(jù)所使用的ADC架構(gòu)6、16、21，該估計8使得ADC能夠使用更少的電 流，具有更小的面積，或者在更短的時間內(nèi)完成其轉(zhuǎn)換，并因此提供了在運些電路的設(shè)計方 面的顯著優(yōu)勢。
[0040] 圖2示出了觀察器和數(shù)據(jù)相關(guān)SAR ADC 21的第一示例。經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路7 被用于估計要被感測的電路8。該估計然后由電流感測路徑181、182中的ADC 21使用，并且 運使ADC 21的操作容易。圖2示出了使用本發(fā)明的一種可能的方法。在該圖中，示出了兩個 電流感測路徑 181、182〇Η.D.C.Dc,M.Supplies等的"Lossless Qirrent Sensing in Low- Vol化ge" I邸E Trans中描述了匹配的濾波器電流感測方法22。如果正確地選擇了濾波器組 件Rfi、Rf2、Cfi和Cf2,則IDUSTRIAL Electron.，vol.47，no.6，pp. 1249-1252,2000被使用W生 成作為傳感器電流IlI和Il2 18的縮放版本的信號Vsensel和Vsense2 19DVsensel/2信號19然后被 放大2并緩沖3，w創(chuàng)建將由ADC轉(zhuǎn)換的信號Vin,adc 4。運種情況下所使用的ADC是利用經(jīng)修改 的逐次逼近算法W利用由數(shù)字觀察器電路7提供的估計的數(shù)據(jù)相關(guān)SAR ADC 21。電感電流 估計8和數(shù)據(jù)相關(guān)SAR ADC的組合使得ADC的轉(zhuǎn)換時間能夠減少，并因此W比使用常規(guī)二進 制捜索算法的SAR低得多的時鐘頻率運行的SAR ADC能夠被用于將2個通道的電流感測信號 轉(zhuǎn)換為高的分辨率和帶寬。
[0041 ]下面詳細(xì)地描述經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路7的操作。
[0042] 數(shù)字觀察器電路通過從控制器9中的諸如輸入電壓10、輸出電壓11和占空比12運 樣的已知的變量估計電感電流II來工作。因此，電感電流能夠通過無傳感器的數(shù)字電路來 合成。實現(xiàn)電感電流的一種方法包括對跨功率電感器L的電壓的i-v關(guān)系應(yīng)用雙線性變換。 運導(dǎo)致W下等式：
[0043]
[0044] 其中，化為跨電感值為L和直流電阻為化的功率電感器的電壓，Ts是功率轉(zhuǎn)換器的 切換頻率，并且lL,est是估計的電感電流。為了使用上述等式，我們用跨電感器的在轉(zhuǎn)換器的 一個切換周期上的平均電壓化,ave[n]替換化[η]。該電壓可W由下式近似：
[0045] VL,ave[n] =d[n]Vin[n]-V〇ut[n] (2)
[0046] 其中，d[n]是第η個周期的占空比，Vin是經(jīng)采樣的輸入電壓，并且Vnut是經(jīng)采樣的輸 出電壓。運于是導(dǎo)致
[0047]
[0048] 所估計的電流的精度主要被由于諸如功率場效應(yīng)晶體管Rdsnn運樣的未知的寄生 電阻而導(dǎo)致的化,ave的近似值的誤差所損害。運些誤差導(dǎo)致所估計的電感電流和實際的電感 電流偏離。為了防止運樣的偏離，先前的電感電流估計用電感電流的準(zhǔn)確的先前adc測量替 換。
[0049]
[0050] 該估計然后被用作用于SAR ADC轉(zhuǎn)換的起始點。
[0051] 下面更詳細(xì)地描述經(jīng)修改的數(shù)字相關(guān)SAR ADC轉(zhuǎn)換的操作。
[0052] 數(shù)據(jù)相關(guān)的SAR ADC通常被用在輸入信號具有高活動性的短時段W及低活動性的 長時段的情況下。在運些情況下，輸入信號能夠由先前的adc輸出很好地近似，并因此數(shù)據(jù) 相關(guān)的逐次逼近算法能夠被用于優(yōu)于二進制捜索算法。
[0053] 在所提出的電流感測電路中，使用利用經(jīng)修改的數(shù)據(jù)相關(guān)算法的SAR ADC 21。該 算法的目的是為了通過使用由觀察器電路7提供的估計8來減少每次轉(zhuǎn)換所需的時鐘周期 的數(shù)目。如果估計8準(zhǔn)確，則ADC 21快速地完成到全分辨率的轉(zhuǎn)換，然而在估計不準(zhǔn)確的情 況下，例如在瞬時電流斜坡期間，AD邱華低其分辨率，并且完成到較小的分辨率的轉(zhuǎn)換。按照 運種方式，一個具有低頻時鐘的ADC能夠被用于在所感測的電流是靜態(tài)時將兩個電流感測 通道的電流數(shù)字化為高分辨率。
[0054] 為了詳細(xì)地說明該算法如何工作，使用12位SAR ADC。如果4個周期被用于輸入采 樣并且另外12個周期被用作12位轉(zhuǎn)換，則運樣的ADC將通常采用16個時鐘周期W完成其到 12位精度的轉(zhuǎn)換。然而，利用經(jīng)修改的算法，如果由觀察器電路提供的估計在最終結(jié)果的 +/-2KANGEisb內(nèi)，則除了采樣階段，還需要僅(RANGE+2)個附加時鐘W完成到12位精度的轉(zhuǎn) 換。RANGE是基于估計器的預(yù)期誤差和經(jīng)采樣的電流的噪聲設(shè)置的。參照圖3中所示的示例 轉(zhuǎn)換，RANGE被設(shè)置為3。在輸入采樣之后的兩個周期RANGE1和RANGE2中，確定輸入電壓是否 在預(yù)期的范圍內(nèi)。在RANGE1周期期間，ADC確定經(jīng)采樣的輸入是高于估計值還是低于估計 值。如果例如估計在RANGE 1期間為高，則ADC在RANGE2期間將輸入與II, est [ η ] -2?GEi sb進行 比較。如果如期望的經(jīng)采樣的輸入落入該窗內(nèi)，則SAR ADC如在[6]中那樣完成到SAR ADC的 全分辨率的轉(zhuǎn)換。然而，如果經(jīng)采樣的輸入在該窗之外，則例如在瞬態(tài)電流斜坡期間，SAR ADC針對每個另外的時鐘周期通過因數(shù)2擴大其捜索范圍，并因此一旦找到該范圍，則完成 到較小的精度的轉(zhuǎn)換。圖4例示了需要額外的周期W得到范圍內(nèi)的采樣電流的運種情況。
[0055] 為了例示目的并且為了示出目前電路操作的功能性，圖5和圖6示出了發(fā)明的電路 的不同的仿真方案。下表列出了 一些重要的仿真參數(shù)。在W下仿真中，0.25Arms的等效輸入 噪聲已被添加到電流感測信號。運是為了示出在包含實際噪聲源的情況下的電路操作。
[0化6]
[0化7]
[0化引圖5示出了在0A至60A的慢斜坡并且RANGE設(shè)置為3的情況下操作的電路，因此SAR ADC被允許用9個時鐘而不是通常的16個時鐘來完成其轉(zhuǎn)換。能夠從圖中看出，估計器和數(shù) 據(jù)相關(guān)ADC在輸入端處將具有比已由噪聲信號引入的誤差高非常小的額外誤差的輸入電流 進行轉(zhuǎn)換。在運種情況下，針對慢的斜坡，經(jīng)轉(zhuǎn)換的電流對于具有0.25mArms的等效輸入噪 聲的噪聲源具有0.29mArms的西格瑪。還能夠從該圖中看出，隨著電流增加，估計器誤差也 增加，然而即使在一些情況下分辨率從11位減小到9位，轉(zhuǎn)換精度也保持不變。
[0059] 圖6示出了在快的電流斜坡的情況下操作的電路。如從電流誤差中的尖峰看到的， 明顯地電路在快的電流斜坡期間損失了精度，并且分辨率下降到了 8位。圖7放大了 20A和 40A處的靜態(tài)誤差，該誤差僅為0.16A和0.44A。
[0060] 圖8示出了為減少模數(shù)轉(zhuǎn)換所需的比較器17的必要數(shù)目與快閃式(flash)ADC 16 結(jié)合使用經(jīng)修改的觀察器電路7的本發(fā)明的另一實施方式。因此，來自經(jīng)修改的觀察器電路 7的估計8能夠被用于減少用于轉(zhuǎn)換電流信號的快閃式ADC 16中需要的比較器17的數(shù)目。常 規(guī)快閃式ADC 16通常需要(2B-1)個比較器17，W實現(xiàn)B位分辨率的快閃式ADC。因為比較器 所需的面積變得太大，運通常限制了運些ADC的分辨率。然而，因為僅需要測試估計的電流 附近的水平，所W通過使用估計器，可W使用更少數(shù)目的比較器17完成轉(zhuǎn)換。圖8示出了僅 利用32個比較器實現(xiàn)8位快閃式ADC的示例。明顯地，運節(jié)省了 223個比較器。比較器數(shù)目的 減少取決于估計器的誤差、要感測的電流的期望分辨率W及要感測的滿量程(full scale) 電流。
[0061] 對于另一示例，如果應(yīng)當(dāng)實現(xiàn)0.25A的分辨率，估計器精確到+/-5A并且滿量程范 圍是+/-40A，則針對具有估計器需要(2巧A/0.25)=40個比較器。針對不具有估計器，需要 (2*40A/0.25) = 320個比較器。因此，節(jié)省了 280個比較器。
[0062] 附圖標(biāo)記
[0063] 1 數(shù)字輔助電流感測電路
[0064] 2 放大器
[00化]3 輸入緩沖期
[0066] 4 輸入信號
[0067] 5 數(shù)字信號
[006引51數(shù)字信號-電流
[0069] 52數(shù)字信號-電壓
[0070] 6 模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)
[0071] 61模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)-電流部分
[0072] 62模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)-電壓部分
[0073] 7 經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路
[0074] 8 電感電流的估計
[00巧]9 數(shù)字控制器
[0076] 10輸入電壓
[0077] 11輸出電壓
[0078] 12時鐘周期、占空比
[0079] 13先前的電感電流
[0080] 14 ADC的輸入端
[0081] 15經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路的輸出端
[00劇 16快閃式ADC
[008；3] 17比較器
[0084] 18 電感電流
[00化]181電流感測路徑1
[00化]182電流感測路徑2
[0087] 19所感測的電壓
[008引 20功率電感器
[00例 21逐次逼近寄存器(SAR)ADC
[0090] 22濾波器
【主權(quán)項】
1. 一種用于在數(shù)字輔助電流感測電路（1)中使感測的信號數(shù)字化的方法，該方法包括 以下步驟:產(chǎn)生與所感測的電感電流II(18)對應(yīng)的電壓;放大并緩沖所述電壓（19)，以創(chuàng)建 將由模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC(6)轉(zhuǎn)換的輸入信號，并且所述ADC使用由經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路(7) 提供的所述電感電流的估計(8)作為用于模數(shù)轉(zhuǎn)換的起始點。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，通過對跨功率電感器(20)的電壓的I-V關(guān)系應(yīng)用 雙線性變換從所述經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路(7)的控制器(9)中的已知的變量（10、11、12、 13)來估計所述電感電流。3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，所述電感電流的估計1^^(8)能夠通過下面的I-V 關(guān)系來計算：其中，VL為跨電感值為L并且直流電阻為Rl的功率電感器(20)的電壓，并且Ts是功率轉(zhuǎn) 換器切換頻率。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述ADC(6)是逐次逼近寄存器模數(shù)轉(zhuǎn)換器SAR ADC，該SAR ADC針對所述模數(shù)轉(zhuǎn)換使用經(jīng)修改的數(shù)據(jù)相關(guān)算法。5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述經(jīng)修改的數(shù)據(jù)相關(guān)算法包括： 使用4個時鐘周期對所述輸入信號進行采樣；如果由所述數(shù)字觀察器電路提供的所述 電感電流的所述估計在最終結(jié)果的+/_2RANeElsb的范圍內(nèi)，則使用RANGE+2個附加的時鐘周 期用于完成所述模數(shù)轉(zhuǎn)換。6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，該方法還包括以下步驟： 如果經(jīng)采樣的輸入落在所述范圍內(nèi)，則所述SAR ADC完成到所述SAR ADC的全分辨率的 模數(shù)轉(zhuǎn)換； 如果經(jīng)采樣的輸入落在所述范圍之外，則所述SAR ADC針對每個另外的時鐘周期通過 因數(shù)2擴大其搜索范圍，并且一旦發(fā)現(xiàn)經(jīng)采樣的輸入落在所述范圍內(nèi)，就完成到較小的精度 的模數(shù)轉(zhuǎn)換。7. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其中，RANGE是基于估計器的預(yù)期誤差和經(jīng)采樣的電感 電流的噪聲來設(shè)置的。8. -種數(shù)字輔助電流感測電路，該數(shù)字輔助電流感測電路包括：用于產(chǎn)生與感測的電 感電流U(t)對應(yīng)的電壓的裝置;用于放大所述電壓的放大器(2)和用于對所述電壓進行緩 沖（3)的裝置以創(chuàng)建將被轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的數(shù)字信號（5)的輸入信號(4);用于將所述輸入信號 (4)轉(zhuǎn)換為所述數(shù)字信號（5)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC(6);以及用于提供所述電感電流IL的估計 (8)作為用于所述ADC(6)的模數(shù)轉(zhuǎn)換的起始點的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路(7)。9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的數(shù)字輔助電流感測電路，其中，所述經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路 (7)包括控制器(9)，該控制器(9)設(shè)置有用于輸入電壓（10)、輸出電壓（11)、時鐘周期（12) 和先前的電感電流測量值（13)的輸入端、以及連接到ADC(6)的輸入端（14)以將所述電感電 流的估計轉(zhuǎn)發(fā)到所述ADC(6)的輸出端(15)。10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的數(shù)字輔助電流感測電路，其中，所述ADC(6)是逐次逼近寄存 器模數(shù)轉(zhuǎn)換器SAR ADC。11. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的數(shù)字輔助電流感測電路，其中，所述ADC(6)是快閃式模數(shù)轉(zhuǎn) 換器Flash ADC(16)。12. 根據(jù)權(quán)利要求9和11所述的數(shù)字輔助電流感測電路，其中，所述經(jīng)修改的數(shù)字觀察 器電路(7)的所述輸出端（15)連接到所述Flash ADC(16)的所述輸入端（14);其中，通過使 用根據(jù)前面的權(quán)利要求所述的經(jīng)修改的數(shù)字觀察器電路來減少針對估計所需的比較器 (17)的數(shù)目。
【文檔編號】H03M1/38GK106059588SQ201610236920
【公開日】2016年10月26日
【申請日】2016年4月15日
【發(fā)明人】D·斯塔克
【申請人】微電子中心德累斯頓有限公司