專利名稱：用擴展調(diào)制進行擴頻通訊的傳送和接收及其設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在CDMA(碼分多址)通訊系統(tǒng)的正交多信道傳輸器進行擴展調(diào)制的方法。特別是涉及在有信道以統(tǒng)計地更高傳輸功率的CDMA通訊系統(tǒng)進行正交復(fù)合域擴展調(diào)制的方法。
背景技術(shù)：
在現(xiàn)有技術(shù)的描述中，與本發(fā)明功能相同的部件使用相同的標(biāo)號。圖1為傳統(tǒng)具有正交多信道的CDMA傳輸器的示意圖。圖1所示的傳輸器是基于CDMA2000系統(tǒng)，該系統(tǒng)是IMT-2000(國際移動電信-2000)系統(tǒng)作為第三代移動通訊系統(tǒng)的候選之一。該傳輸器具有五個正交信道一個導(dǎo)頻信道(PiCH)用來進行相關(guān)解調(diào)；一個專用控制信道(DCCH)用來傳輸控制信息；一個基本信道(FCH)用來傳輸?shù)退贁?shù)據(jù)如聲音；兩個補充信道(SCH；SCH1，SCH2)用來高速數(shù)據(jù)服務(wù)。每個信道根據(jù)該信道需要的品質(zhì)通過一個信道解碼器和/或一個數(shù)字復(fù)用器(圖1未示出)傳輸。
每個信道通過將二進制數(shù)據(jù){0，1}變?yōu)閧+1，-1}完成信號轉(zhuǎn)換過程。雖然是通過改變后的{+1，-1}來解釋，我們的方法可以同樣應(yīng)用于幾個字節(jié)表示的信息，例如，{00，01，11，10}變換為{+3，+1，-1，-3}。每個信道的的增益是在基于每個信道需要的品質(zhì)和傳輸數(shù)據(jù)速率，使用增益控制器GP(110)，GD(112)，GS2(114)，GS1(116)，和GF(118)控制。每個信道的增益由特定標(biāo)準(zhǔn)增益決定，放大器(170，172)控制總增益。例如，當(dāng)GP＝1，其他增益GD，GS2，GS1，或GF可以被控制。每個信道的增益控制信號在擴展器(120，122，124，126，128)以正交Hadamard編碼WPiCH[n]，WDCCH[n]，WSCH2[n]，WSCH1[n]，或WFCH[n]擴展，并且遞送到加法器(130，132)。
Hadamard矩陣，H(p)，包含正交Hadamard編碼，具有下述四個特性(1)正交性是通過一個Hadamard矩陣的行和列保證的。
當(dāng)等式1
并且，hi，j∈{+1，-1}；i，j∈{0，1，2，…，p-1}，如果下述等式成立，矩陣H(p)是一個p×p Hadamard矩陣。
EQUATION 2HpxpHTpxp＝pI(p)h-i·h-j=p·δi,j]]>I(p)是一個p×p單位矩陣，δi，j是克羅內(nèi)克爾增量符號，當(dāng)i＝j(luò)其值為1，當(dāng)i≠j時其值為0。
(2)即使一個Hadamard矩陣行和列的階數(shù)變化，該矩陣依然是Hadamard矩陣H(p)。
(3)Hadamard矩陣H(p)的階數(shù)，p，是1，2，或4的倍數(shù)。換句話說，p∈{1，2}∪{4n|n∈Z+}，Z+是大于0的一系列整數(shù)。
(4)mn×mn矩陣H(mn)也是Hadamard矩陣，是由m×mHadamard矩陣A(m)和n×n Hadamard矩陣B(n)克羅內(nèi)克爾乘積獲得(等式3所示)。
等式3Hmnxmn＝AmxmBnxn 本發(fā)明描述了使用列矢量和行矢量為2n×2nHadamard矩陣 作為正交編碼的CDMA系統(tǒng)，其中2n×2nHadamard矩陣 由等式4中顯示的2×2 Hadamard矩陣生成(n＝1，2，3，…，8)。特別是，給出的Hadamard矩陣的列矢量和行矢量的集是2n維Walsh編碼。
等式4H(2)=H2×2=+1+1+1-1=W0(2)W1(2)]]>H(4)=H4×4=H2×2⊗H2×2=+1+1+1+1+1-1+1-1+1+1-1-1+1-1-1+1=W0(4)W1(4)W2(4)W3(4)]]>H(8)=H8×8=H2×2⊗H4×4=+1+1+1+1+1+1+1+1+1-1+1-1+1-1+1-1+1+1-1-1+1+1-1-1+1-1-1+1+1-1-1+1+1+1+1+1-1-1-1-1+1-1+1-1-1+1-1+1+1+1-1-1-1-1+1+1+1-1-1+1-1+1+1-1=W0(8)W1(8)W2(8)W3(8)W4(8)W5(8)W6(8)W7(8)]]>上述Hadamar矩陣H(p)的正交Walsh編碼具有一下特性(p＝2n)。
等式5
=(wi,0(p)wj,0(p),wi,l(p)wj,l(p),…,wi,p-1(p)wj,p-1(p))]]>=(wk,0(p),wk,1(p),…,wk,p-1(p))]]>=Wk(p)]]>其中{i，j，k}{0，1，2，…，2n-1}。如果i，j，k為如等式6的二進制數(shù)字表示，等式6i＝(in-1，in-2，in-3，……，i1，i0)2，j＝(jn-1，jn-2，jn-3，……，j1，j0)2，
k＝(kn-1，kn-2，kn-3，……，k1，k0)2i，j，k的下列關(guān)系成立等式7(kn-1，kn-2，kn-3，…，k1，K0)2＝(in-1jn-1，in-2jn-2，jn-3jn-3，…，i1j1，i0j0)2這里代表“異”運算(XOR)運算符。這樣，Wi(p)[n]=Wi(p)[n]W0(p)[n]]]>當(dāng)i∈{0，1，2，…，2n-1}，和W2k+1(p)[n]=W2k(p)[n]W1(p)[n]]]>當(dāng)k∈{0，1，2，…，2n-1-1}。
為了區(qū)分正交多信道，使用Hadamard矩陣H(P)，Hadamard矩陣H(p)的階數(shù)p(＝2n)是擴散因數(shù)(SF)。在直接序列擴譜通信系統(tǒng)，擴展帶寬是固定的，所以傳輸芯片率也是固定的。當(dāng)幾個具有不同數(shù)據(jù)傳輸率的信道保持一固定傳輸芯片率時，使用樹狀結(jié)構(gòu)正交變量擴散因數(shù)(OVSF)編碼(如等式8所示)以便在接收端上用信道的正交特性恢復(fù)所需的信道。
OVSF編碼的轉(zhuǎn)換(＂0＂＂+1＂和＂1＂＂-1＂)和正交Walsh功能分別如等式8和等式9所示。一具有正交特性的樹狀結(jié)構(gòu)OVSF編碼的分配方法在下列參考文獻中述及(1)F.Adachi，M.Sawahashi和K.Okawa，“具有不同DS-CDMA移動無線電正向鏈接長度的正交擴散編碼的樹狀結(jié)構(gòu)的生成”Electronics Letters，Vol.33，Jan.1997，pp27-28.(2)美國專利# US5751761，“在可變數(shù)據(jù)率系統(tǒng)中生成正交擴頻序列的系統(tǒng)和方法”。
等式8

SF＝1 SF＝2 SF＝4 SF＝8 SF＝16 以上等式顯示OVSF編碼。
等式9SF＝1 SF＝2 SF＝4 SF＝8 SF＝16 以上等式顯示OVSF編碼和正交Walsh編碼的關(guān)系。
圖1中加法器(130，132)的輸出(xT[n]，yT[n])可以如下述等式描述等式10
這里 是一個不大于x的最大整數(shù)。
上述Walsh編碼WPiCH[n]，WDCCH[n]，WSCH2[n]，WSCH1[n]，和WFCH[n]是從H(SFPICH),H(SFDCCH),H(SFSCH2),H(SFSCH1),H(SFFCH)]]>選擇的正交Walsh函數(shù)。每個具有正交特性的信道的正交Walsh函數(shù)的分配方法在OVSF編碼的分配方法之后。SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，和SFFCH是相應(yīng)信道的擴展因數(shù)。
簡單地解釋，假設(shè)SCH1和SCH2的發(fā)射功率統(tǒng)計上大于PiCH，DCCH，和FCH的發(fā)射功率(這個假設(shè)并未改變本發(fā)明)。換句話說，假設(shè)GS1＞GP+GD+GF，和GS2＞GP+GD+GF在統(tǒng)計上成立。以上的假設(shè)在兩種情況下成立第一種情況是，補充信道(SCH1，SCH2)的傳輸率大于其他信道(PiCH，DCCH，F(xiàn)CH)，所需的品質(zhì)如每一信道的信噪比(SNR)是可比較的。第二種情況是，傳輸數(shù)據(jù)率是可比較的，而所需的品質(zhì)是更受限制的。如果在傳輸器中只有兩個可用信道，假設(shè)成立的話，兩個信道被分配給SCH1和SCH2。當(dāng)假設(shè)成立時，等式10可以近似等于等式11。
等式11
擴展調(diào)制由第一輸入(xT[n]，yT[n])和第二輸入，PN(偽噪聲)序列(C1[n]，C2[n])在擴展調(diào)制器(140)完成，并產(chǎn)生輸出(IT[n]，QT[n])。峰值傳輸功率與平均傳輸功率的比值(PAR峰均值比)可以依照擴展調(diào)制器(140)的結(jié)構(gòu)和如何從兩個PN序列(C1[n]，C2[n])的輸入產(chǎn)生加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble， Q[n])的方法得到改善。傳統(tǒng)擴展調(diào)制器的實施例如圖3a～3d所示。擴展調(diào)制器(140)的輸出(IT[n]，QT[n])通過低通濾波器(160，162)和功率放大器(170，172)。然后，放大的輸出遞送到調(diào)制器(180，182)，在此將信號用載波調(diào)制為合適的頻帶。調(diào)制后的信號通過加法器(190)疊加，并傳輸?shù)教炀€。
圖2顯示了依照圖1中發(fā)送器中的接收器的示意圖。收到的信號通過天線并在解調(diào)器(280，282)用與發(fā)射器中使用的同樣的載波解調(diào)，信號通過低通濾波器(260，262)后生成IR[n]andQR[n]。然后，擴展解調(diào)器(240)生成有兩個PN序列(C1[n]，C2[n])的信號(xR[n]，yR[n])。
為了從接收到的碼分多路復(fù)用信號(xR[n]，yR[n])中測出所需的信道，如DCCH，F(xiàn)CH，SCH#1，SCH#2，該信號使用在發(fā)射器中相同的正交編碼WxxCH[n](在此，xxCH＝DCCH或FCH)或WyyCH[n](在此，yyCH＝SCH1或SCH2)在反擴展器(224，226，225，227)復(fù)聯(lián)?，F(xiàn)在，該信號在相應(yīng)信道數(shù)據(jù)率成比例的符號周期(T2x或T2y)進行積分。由于接收器接收到的信號是失真的，PiCH用來修正失真信號的相位。這樣，該信號(xR[n]，yR[n])被與相應(yīng)正交編碼WPiCH[n]復(fù)聯(lián)，并且在積分器(210，212)于T1周期積分。
當(dāng)PiCH包括附加信息如控制命令來控制接收器的功率時，除了相位修正用的導(dǎo)頻信號，附加信息通過多路分路器抽取，其相位由部分導(dǎo)頻信號的已知相位估算和糾正。然而，為了簡化，PiCH被假設(shè)為不包含任何附加信息。相位修正在第二(種)復(fù)合域乘法器(242，246)使用積分器(210，212)的估算相位信息進行。在根據(jù)所需的信道(DCCH，F(xiàn)CH，SCH1，或SCH2)在第二復(fù)合域乘法器(242，246)中選擇輸出端口后，接收器通過去交錯器和/或信道解碼器(未在圖2示出)恢復(fù)發(fā)送的數(shù)據(jù)。
第一(143)和第二復(fù)合域乘法器(243 or 246)完成以下功能。
等式12第一復(fù)合域乘法器(143，145)的運算OI[n]+jOQ[n]＝(xI[n]+jxQ[n])(yI[n]+jyQ[n])OI[n]＝xI[n]yI[n]-xQ[n]yQ[n]OQ[n]＝xI[n]yQ[n]+xQ[n]yI[n]第二復(fù)合域乘法器(242，243，245，246)的運算
OI[n]+jOQ[n]＝(xI[n]+jxQ[n])(yI[n]-jyQ[n])OI[n]＝xI[n]yI[n]+xQ[n]yQ[n]OQ[n]＝-xI[n]yQ[n]+xQ[n]yI[n]圖7a和圖7b顯示信號構(gòu)象圖。在圖7a中，一個正方形代表第一復(fù)合域乘法器的輸入(xI[n]+jxQ[n])，一個圓代表第一復(fù)合域乘法器的格式化輸出(OI[n]+jOQ[n])。圖7b顯示了第一復(fù)雜域乘法器輸入(xI[n]+jxQ[n])依照時間流的四個躍遷(0，+π/2，-π/2，π)。圖7b中PAR特性在原始交叉躍遷(orπ-躍遷)變差。
圖3a是傳統(tǒng)擴展調(diào)制器的示意圖。這種擴展調(diào)制使用IS-95法CDMA系統(tǒng)的前向連接(從一個基站到其移動站)。這種擴展調(diào)制被稱作QPSK(四相移相鍵控)擴展調(diào)制。
等式13IT[n]＝xT[n]Cscramble.I[n]QT[n]＝y(tǒng)T[n]Cscramble.Q[n]如圖4a所示的第二加密碼發(fā)生器的輸出(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])由等式14給出。換句話說，第二加密碼與原始加密碼相同。
等式14Cscramble，I[n]＝C1[n]Cscramble，Q[n]＝C2[n]在IS-95系統(tǒng)，xT[n]＝y(tǒng)T[n]，但在QPSK擴展調(diào)制中通常xT[n]≠yT[n]。由于在標(biāo)準(zhǔn)化條件下|IT[n]|＝|QT[n]|＝1，發(fā)生在QPSK擴展調(diào)制中，信號構(gòu)象點的可能躍遷顯示如等式15。每個躍遷的{0，+π/2，-π/2，π}躍遷的概率等于1/4。
等式15arg(IT[n+1]+jQT[n+1]IT[n]+jQT[n])∈{0,+π2,-π2,π}]]>圖8a為QPSK擴展調(diào)制信號構(gòu)象點在IT[n]＝±1，QT[n]＝±1，SF＝4的躍遷。當(dāng)n≡0 mod SF，(IT[n]，QT[n])成為(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一，并具有相等1/4的概率。該躍遷假設(shè)從(+1，+1)開始。在一個n+1/2晶片計時內(nèi)信號構(gòu)象圖沒有變化。在晶片計時n+1，(IT[n]，QT[n])以相同的1/4可能性躍遷到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。圖8a顯示了(+1，-1)的躍遷。
在n+3/2晶片計時內(nèi)，信號構(gòu)象圖未發(fā)生變化。在晶片計時n+2，(IT[n]，QT[n])以相同的1/4概率躍遷到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。圖8a顯示了(-1，+1)躍遷。在這種情況下，由于初始十字躍遷(π-躍遷)，PAR特性變差。在n+5/2晶片計時，信號構(gòu)象圖未發(fā)生變化。當(dāng)n+3晶片計時，(IT[n]，QT[n])以相同的1/4概率躍遷到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。圖8a顯示了(-1，-1)躍遷。
在n+7/2晶片計時內(nèi)，信號構(gòu)象圖未發(fā)生變化。在n+4晶片計時，(IT[n]，QT[n])以相同的1/4概率躍遷到(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。上述躍遷過程依照概率重復(fù)。
圖3b顯示了另一傳統(tǒng)擴展調(diào)制器的示意圖。該擴展調(diào)制方法使用IS-95 CDMA系統(tǒng)的反向連接(從移動站到基站)。該擴展調(diào)制被稱作OQPSK(Offset QPSK)擴展調(diào)制，輸出信號由等式16控制。
等式16IT[n]＝xT[n]Cscrnmble，I[n]QT[n]=yT[n-12]Cscramble,Q[n-12]]]>第二加密碼輸出(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])由等式17生成顯示在圖4a。換句話說，第二加密碼與原始加密碼相同，如先前QPSK擴展調(diào)制。
等式17Cscramble，I[n]＝C1[n]Cscramble，Q[n]＝C2[n]在OQPSK擴展調(diào)制中通常xT[n]≠yT[n]。由于標(biāo)準(zhǔn)情況下，|IT[n]|＝|QT[n]|＝1，信號構(gòu)象點的可能躍遷發(fā)生在QPSK擴展調(diào)制，顯示在等式18。在{0，+π/2，-π/2，π}躍遷的概率分別是1/2，1/4，1/4，0。
等式18arg(IT[n+1/2]+jQT[n+1/2]IT[n]+jQT[n])∈{0,+π2,-π2}]]>arg(IT[n+1]+jQT[n+1]IT[n+1/2]+jQT[n+1/2]∈{0,+π2,-π2}]]>圖3b顯示了OQPSK擴展調(diào)制，正交相位信道(Q-channel)的信號相對于同相信道(I-channel)信號延遲半個晶片計時(Tc/2)以改善圖3a中QPSK擴展調(diào)制的PAR特性。由于半個晶片計時(Tc/2)的延遲，I-channel和Q-channel的信號的編碼不能同時變化。這樣，越過原始的π-躍遷被禁止，PAR特性被改善。
圖8b顯示了OQPSK擴展調(diào)制信號構(gòu)象點的躍遷，當(dāng)IT[n]＝±1，QT[n]＝±1，SF＝4. 當(dāng)n≡0 mod SF，(IT[n]，QT[n])以相同1/4概率成為(+1，+1)，(+1，-1)，(-1，-1)，(-1，+1)之一。該躍遷假設(shè)開始于(+1，+1)。在晶片計時n+1/2，(IT[n]，QT[n])以相同的概率1/2躍遷至(+1，+1)和(+1，-1)。圖8b顯示了(+1，+1)躍遷的情況在晶片計時n+1，(IT[n]，QT[n])以相同1/2概率躍遷到(+1，+1)和(-1，+1)。圖8b顯示了(+1，+1)躍遷的情況在晶片計時n+3/2，(IT[n]，QT[n])以相同1/2概率躍遷至(+1，+1)和(+1，-1)。圖8b顯示了(+1，-1)躍遷的概率在晶片計時n+2，(IT[n]，QT[n])以相同1/2概率躍遷到(+1，-1)和(-1，-1)。圖8b顯示了(-1，-1)躍遷的情況在晶片計時n+5/2，(IT[n]，QT[n])以相同的概率1/2躍遷到(-1，-1)和(-1，+1)。圖8b顯示了(-1，+1)躍遷的情況在晶片計時n+3，(IT[n]，QT[n])以相同概率1/2躍遷到(+1，+1)和(-1，+1)。圖8b顯示了(-1，+1)躍遷的情況在晶片計時n+7/2，(IT[n]，QT[n])以相同的概率1/2躍遷到(-1，+1)和(-1，-1)。圖8b顯示了(-1，-1)躍遷的情況在晶片計時n+4，(IT[n]，QT[n])以相同概率1/2躍遷到(+1，-1)和(-1，-1)。以上躍遷過程依照概率重復(fù)。
圖3c顯示了另一傳統(tǒng)擴展調(diào)制器的示意圖。該擴展調(diào)制方法依照加密碼發(fā)生器(150)再細(xì)分為三個方法。第一種方法使用作為cdma2000 or IMT-2000系統(tǒng)的另一備選方案的W-CDMA(Wideband CDMA)系統(tǒng)的正向鏈接(從基站到其它移動站)。該擴展調(diào)制稱作CQPSK(Complex QPSK)擴展調(diào)制，輸出信號由等式19控制。
等式19IT[n]+jQT[n]=(xT[n]+jyT[n]){12(Cscramble,I[n]+jCscramble,Q[n])}]]>IT[n]=12xT[n]Cscramble,I[n]-12yT[n]Cscramble,Q[n]]]>QT[n]=12xT[n]Cscramble,Q[n]+12yT[n]Cscramble,I[n]]]>圖4a中第二加密碼發(fā)生器的輸出(Cscramble，I[n]，Cscramble， Q[n])由等式20給出。換句話說，第二加密碼如先前在QPSK和OQPSK擴展調(diào)制中敘述的一樣，與原始加密碼相同。
等式20Cscramble，I[n]＝C1[n]Cscramble，Q[n]＝C2[n]在CQPSK擴展調(diào)制中，通常xT[n]≠yT[n]。在標(biāo)準(zhǔn)情況下，|IT[n]|＝|QT[n]|＝1，在CQPSK擴展調(diào)制中，信號構(gòu)象點的可能的躍遷顯示在等式21。{0，+π/2，-π/2，π}躍遷的概率為每個躍遷1/4。
等式21arg{IT[n+1]+jQT[n+1]IT[n]+jQT[n]}∈{0,+π2,-π2,π}]]>當(dāng)I-信道和Q-信道的功率在IS-95反向連接信道相同時，前述OQPSK方法生效。但是Q-信道的信號將延遲半個晶片時，且在使用正交信道時，當(dāng)多個信道如圖1示有不同的傳輸功率，I-信道傳送功率的振幅與Q-信道的振幅不同。振幅的線性排列依靠最大傳輸信號功率選擇，以便減少臨近信道的干擾造成的信號失真和交叉調(diào)制。
另一方面，在CQPSK擴展調(diào)制中，I-信道信號(xT[n])和Q-信道信號(yT[n])在復(fù)合域與相同振幅的第二加密碼Cscramble，I[n]和Cscramble，Q[n]復(fù)聯(lián)。這樣，兩個(I和Q)信道的較小信號功率水平變大，兩個信道的較大信號功率水平變?。粌蓚€信號功率水平在統(tǒng)計上相等。CQPSK擴展調(diào)制在具有多個不同功率水平的信道時能更有效地改善PAR特性。在CQPSK擴展調(diào)制中，xT[n]+jyT[n]以概率1/4實現(xiàn)原始交叉躍遷(π-躍遷)。
圖8c顯示了CQPSK擴展調(diào)制當(dāng)xT[n]＝±1，yT[n]＝±1，IT[n]＝±1，QT[n]＝±1，和SF＝4時信號構(gòu)象點的躍遷。當(dāng)n≡0 mod SF，xT[n]+jyT[n]和Cscramble，I[n]+jCscramble，Q[n]以相同概率1/4成為1+j，1-j，-1-j，-1+j之一，并假設(shè)xT[n]+jyT[n]＝1+j和Cscramble，I[n]+jCscramble，Q[n]＝1+j；換句話說，此時，IT[n]+jQT[n]=0+j2]]>在標(biāo)準(zhǔn)情況下這個等式變?yōu)镮T[n]+jQT[n]＝0+j1。在晶片計時n+1/2，信號構(gòu)象圖未發(fā)生變化。在晶片計時n+1，xT[n]+jyT[n]躍遷到1+j，1-j，-1-j，和-1+j之一，且Cscramble，I[n]+jCscramble，Q[n]也躍遷到1+j，1-j，-1-j，和-1+j之一。
第二種方法是反向鏈接(從移動站到其基站)使用在1998年6月國際電信聯(lián)盟(ITU，http∥www.itu.int)提議的IMT-2000系統(tǒng)的另一備選方案G-CDMA(全球-CDMA)I和II系統(tǒng)。該擴展調(diào)制被稱作OCQPSK(正交復(fù)合Orthogonal Complex QPSK)擴展調(diào)制，在韓國專利NO.10-269593-0000中有涉及。只有當(dāng)每個信道下方的正交Walsh編碼為偶數(shù)時，下述關(guān)系成立。
等式22
IT[n]+jQT[n]=(xT[n]+jyT[n]){12(Cscramble,I[n]+jCscramble,Q[n])}]]>IT[n]=12xT[n]Cscramble,I[n]-12yT[n]Cscramble,Q[n]]]>QT[n]=12xT[n]Cscramble,Q[n]+12yT[n]Cscramble,I[n]]]>圖4b中第二加密碼生成器的輸出(Cscramble，I[n]，Cscramble， Q[n])由等式23給出。由于W0(p)[n]＝1，當(dāng)k＝0，圖4b和圖4c中第二加密碼發(fā)生器相同。
等式23Cscramble,I[n]+jCscramble,Q[n]=C1[n](W2k(p)[n]+jW2k+1(p)[n])]]>Cscramble,I[n]=C1[n]W2k(p)[n]]]>Cscramble,Q[n]=C1[n]W2k+1(p)[n]]]>當(dāng)p是2的冪(如p＝2n)，且k∈{0,1,2,…,p2-1}]]>在OCQPSK擴展調(diào)制中，通常xT[n]≠yT[n]。由于在標(biāo)準(zhǔn)情況下，|IT[n]|＝|QT[n]|＝1，OCQPSK擴展調(diào)制的信號構(gòu)象點的可能躍遷顯示在等式24。當(dāng)n＝2t+1(奇數(shù))，{0，+π/2，-π/2，π}躍遷的概率是0，1/2，1/2，和0，當(dāng)n＝2t(偶數(shù))，{0，+π/2，-π/2，π}躍遷的概率是1/4，1/4，1/4，和1/4。
等式24IT[n+1]+jQT[n+1]IT[n]+jQT[n]]]>=(xT[n+1]+jyT[n+1])(Cscramble,I[n+1]+jCscramble,Q[n+1])(xT[n]+jyT[n])(Cscramble,I[n]+jCscramble,Q[n])]]>=xT[n+1]+jyT[n+1]xT[n]+jyT[n].C1[n+1](W2k(p)[n+1]+jW2k+1(p)[n+1])C1[n](W2k(p)[n]+jW2k+1(p)[n])]]>arg{IT[2t+1]+jQT[2t+1]IT[2t]+jQT[2t]}∈{+π2,-π2}]]>arg{IT[2t+2]+jQT[2t+2]IT[2t+1]+jQT[2t+1]}∈{0,+π2,-π2,π}]]>在OCQPSK擴展調(diào)制中，下述特性被使用當(dāng)W2k(p)[n]，k∈{0,1,2,…,p2-1}]]>；W2k(p)[2t]＝W2k(p)[2t+1]，t∈{0，1，2，…}。
當(dāng)W2k+1(p)[n]，k∈{0,1,2,…,p2-1};]]>W2k+1(p)[2t]＝-W2k+1(p)[2t+1]，t∈{0，1，2，…}。
有偶數(shù)腳注的正交Walsh碼用于信道識別，除了當(dāng)有奇數(shù)腳注的正交Walsh碼，由于高的傳輸數(shù)據(jù)速率，必須用于信道識別的情況。由于xT[2t]＝xT[2t+1]，yT[2t]＝y(tǒng)T[2t+1]，t∈{0，1，2，…}，下列的等式25近似成立。
等式25
在OCQPSK擴展調(diào)制中，通過防止使得在n＝2t+1時PAR特性變壞的原始交叉躍遷(π-躍遷)，與CQPSK擴展調(diào)制相比，擴展信號的PAR特性有所改善。當(dāng)n＝2t，xT[n]+jyT[n]使得原始交叉躍遷(π-躍遷)在CQPSK的擴展調(diào)制概率為1/4，而且，在n＝2t+1時，相應(yīng)的概率為零。原始交叉躍遷(π-躍遷)，的概率從1/4降低到1/8。圖4b中的加密C1[n]也用于傳送器的識別。
第三個方法用于在反向鏈接(從移動站到其基站)，用于W-CDMA作為cdma2000和IMT2000系統(tǒng)的候選。該擴展調(diào)制是參考了韓國專利No.10-269593-0000的POCQPSK(置換正交復(fù)合QPSK)。下列關(guān)系，只有在每一信道的正交Walsh碼指定在偶數(shù)時成立。
等式26
IT[n]+jQT[n]=(xT[n]+jyT[n]){12(Cscramble,I[n]+jCscramble,Q[n])}]]>IT[n]=12xT[n]Cscramble,I[n]-12yT[n]Cscramble,Q[n]]]>QT[n]=12xT[n]Cscramble,Q[n]+12yT[n]Cscramble,I[n]]]>圖4b中的第二加密碼發(fā)生器的輸出(Cscramble，I[n]，Cscramble， Q[n])由等式27給出。
等式27Cscramble,I[n]+jCscramble,Q[n]=C1[n](W2k(p)[n]+jC′2[n]W2k+1(p)[n])]]>Cscramble,I[n]=C1[n]W2k(p)[n]]]>Cscramble,Q[n]=C1[n]C′2[n]W2k+1(p)[n]]]>C2[2t]＝C2[2t+1]＝C2[2t].t∈{0.1，2，…}在POCQPSK擴展調(diào)制中通常xT[n]≠yT[n]。由于|IT[n]|＝|QT[n]|＝1是基于標(biāo)準(zhǔn)化，等式28給出了POCQPSK擴展調(diào)制中的信號構(gòu)象點的可能變化。在每一{0，+π/2，-π/2，π}躍遷分別的概率為，n＝2t+1(奇數(shù))時的概率為0，1/2，1/2，和0，n＝2t(偶數(shù))時為1/4，1/4，1/4，和1/4。
等式28IT[2t+1]+jQT[2t+1]IT[2t]+jQT[2t]]]>=xT[2t+1]+jyT[2t+1]xT[2t]+jyT[2t]·Cscramble,I[2t+1]+jCscramble,Q[2t+1]Cscramble,I[2t]+jCscramble,Q[2t]]]>=C1[2t+1]C1[2t]·W2k(p)[2t+1]+jC′2[2t+1]W2k+1(p)[2t+1]W2k(p)[2t]+jC′2[2t]W2k+1(p)[2t]]]>=C1[2t+1]C1[2t]·1-jC′2[2t]W1(p)[2t]1+jC′2[2t]W1(p)[2t]]]>arg{IT[2t+1]+jQT[2t+1]IT[2t]+jQT[2t]}∈{+π2,-π2}]]>IT[2t+2]+jQT[2t+2]IT[2t+1]+jQT[2t+1]]]>=(xT[2t+2]+jyT[2t+2])(Cscramble,I[2t+2]+jCscramble,Q[2t+2])(xT[2t+1]+jyT[2t+1])(Cscramble,I[2t+1]+jCscramble,Q[2t+1])]]>=xT[2t+2]+jyT[2t+2]xT[2t+1]+jyT[2t+1]·W2k(p)[2t+2]W2k(p)[2t+1]·C1[2t+2]C1[2t+1]·1+jC′2[2t+2]W1(p)[2t+2]1+jC′2[2t+1]W1(p)[2t+1]]]>arg{IT[2t+2]+jQT[2t+2]IT[2t+1]+jQT[2t+1]}∈{0,+π2,-π2,π}]]>POCQPSK擴展調(diào)制與OCQPSK擴展調(diào)制基本相同。因此，當(dāng)n＝2t，xT[n]+jyT[n]使得原始交叉躍遷(π-躍遷)的概率為1/4，就象介紹的CQPSK擴展調(diào)制，同時，當(dāng)n＝2t+1，相應(yīng)的概率為零。從C2[n]中抽取的C′2[n]是用于補償由于正交Walsh函數(shù)周期性循環(huán)造成隨機性的缺少，抽取是由下列特性決定當(dāng)t∈{0，1，2，…}和k∈{0,1,2,…,p2-1},]]>W2k+1(p)[2t]＝-W2k+1(p)[2t+1]，and C′2[2t]W2k+1(p)[2t]＝-C′2[2t+1]W2k+1(p)[2t+1]。
盡管在上述例子中C2[n]被抽取到2∶1，對于d∈{1，2，3，…}，2d∶1抽取也是可能的。當(dāng)2d＝最大max{SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，SFFCH}，POCQPSK隨機性與OCQPSK相同，且對于d＝1，2d∶1抽取的隨機性變得很高。用于為了得到更好的頻譜特性加密的C1[n]和C2[n]，也可用來通過自動修正和交叉修正識別發(fā)送器。當(dāng)C1[n]和C2[n]都用于加密碼時，可識別發(fā)送器的號碼增加。
圖9和圖10為用POCQPSK擴展調(diào)制的一個發(fā)送器和一個接收器的示意圖。圖9為基于cdma2000系統(tǒng)，即IMT-2000做為第三代移動通訊系統(tǒng)的候補者，的接收器的示意圖。接收器有五個正交信道PiCH，DCCH，F(xiàn)CH，SCH1，和SCH2，每一信道完成將一個兩位數(shù)據(jù){0，1}到{+1，-1}的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換程序。
每一信道的增益控制信號是使用OVSF碼WPiCH[n]，WDCCH[n]，WSCH2[n]，WSCH1[n]，or WFCH[n]在擴展器(120，122，124，126，128)擴展，并輸送到加法器(130，132)。擴展調(diào)制在擴展調(diào)制器(140)以第一輸入(xT[n]，yT[n])和第二輸入(原始加密碼； C1[n]和C2[n])完成，并產(chǎn)生輸出(IT[n]，QT[n])。擴展調(diào)制器(140)包括加密碼發(fā)生器(510)和第一復(fù)合域乘法器(143)。加密碼發(fā)生器(510)用原始加密碼(C1[n]和C2[n])產(chǎn)生第二加密碼(Cscramble， I[n]，Cscramble，Q[n])作為輸入改善PAR特性。第一復(fù)合域?qū)T[n]和yT[n]做為輸入并將第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])做為另一個輸入。Cdma2000系統(tǒng)的原始加密碼(C1[n]和C2[n])由三個如圖5a所示，由下列等式給出的PN序列(PNI[n]，PNQ[n]，PNlong[n])，經(jīng)原始加密碼發(fā)生器(550)產(chǎn)生等式29

C1[n]＝PNI[n]PNlong[n]C2[n]＝PNQ[n]PNlong[n-1]第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])由下列等式給出等式30Cscramble,I[n]=C1[n]W0(p)[n]=C1[n]]]>Cscramble,Q[n]=C1[n]C′2[n]W1(p)[n]]]>C＇2[2t]＝C2[2t+1]＝C2[2t]，t∈{0，1，2，…}擴展調(diào)制器(140)的輸出經(jīng)過一個低通濾波器(160，162)和功率放大器(170，172)。然后放大的輸出輸送到調(diào)制器(180，182)，將信號用一個載波調(diào)制到所需的頻率。經(jīng)調(diào)制的信號加到加法器(190)上，并輸送到天線。圖10為圖9中發(fā)送器的一個接收器的示意圖。經(jīng)過天線接收的信號由解調(diào)器(280，282)用與發(fā)送器相同的載波解調(diào)，信號通過低通濾波器(160，162)后產(chǎn)生IR[n]和QR[n]。然后，擴展解調(diào)器(240)用原始加密碼(C1[n]，C2[n])產(chǎn)生信號(xR[n]，yR[n])。擴展解調(diào)器(240)包括加密碼發(fā)生器(510)和第二復(fù)合域乘法器(243)，加密碼發(fā)生器(510)用原始加密碼(C1[n]，C2[n])產(chǎn)生第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble， Q[n])，作為輸入以改善PAR特性的。在擴展解調(diào)器(240)中的第二復(fù)合域乘法器(243)將IR[n]，QR[n]作為第一輸入，第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])作為第二輸入。第一和第二加密碼是在發(fā)送器中用相同方法產(chǎn)生。
為了在擴展解調(diào)器(240)的輸出(xR[n]，yR[n])中選擇所需的信道，信號在反擴展器(224，226，225，227)用與發(fā)送器相同的正交碼WxxCH[n](當(dāng)，xxCH＝DCCH或FCH)或WyyCH[n](當(dāng)，yyCH＝SCH1或SCH2)復(fù)接。然后，信號在符號周期T2x或T2y被積分，由于接收器的信號是失真的，PiCH用于修正失真的信號相位，因此，(xR[n]，yR[n])由相應(yīng)的正交碼WPiCH[n]相乘，并由積分器(210，212)在T1周期積分。
在cdma2000系統(tǒng)的反向鏈接PiCH，除了用于相位修正的導(dǎo)頻信號，還可包括附加信息，例如一個控制命令控制接收器的功率。在該例子中，由多路輸出選擇器析取的附加信息，相位使用已知相位的部分導(dǎo)頻信號進行估算，相位修正用估算的相位信息經(jīng)積分器(210，212)在如圖10左邊所示的第二(種)復(fù)合域乘法器(242，246)完成。
但是，傳統(tǒng)的CDMA系統(tǒng)有兩個問題第一個問題是需要嚴(yán)格條件的線形功率放大器。第二問題是當(dāng)有幾個傳輸信道時，信號失真和相臨頻率的干擾會減低，因此，需要具有更好線形特性的昂貴的功率放大器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的，是提供一種用于CDMA擴頻通訊系統(tǒng)方法和裝置，以解決上述問題，根據(jù)本發(fā)明的擴頻調(diào)制方法，當(dāng)擴展傳輸數(shù)據(jù)變化時，擴展信號(xT[n]+jyT[n])使起始交叉躍遷(π-transition)的概率，不但在OCQPSK和POCQPSK擴展調(diào)制時n＝2t+1，t∈{0，1，2，…}，而且在僅除了n≡0(mod min{SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，SFFCH})的n＝2t時變?yōu)榱?。因此，通過使用所述的擴展調(diào)制方式改進PAR特性。另外，本發(fā)明提供了一種用于CDMA擴頻通訊系統(tǒng)的方法和裝置，用于改進PAR特性的擴展調(diào)制方法。
根據(jù)本發(fā)明的一個特點，提供了一種在CDMA系統(tǒng)用一個發(fā)送器和接收器擴展調(diào)制的方法和裝置。
根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送器，有不同信息的幾個信道。每一信道用除了使用傳統(tǒng)的擴展器，還使用一個用正交碼的復(fù)合域乘法器擴展，并加上擴展信號。然后信號用PN序列加密，用一個載波調(diào)制，并輸送到一個天線。
根據(jù)本發(fā)明的接收器，用與發(fā)送器相同的載波解調(diào)接收的信號，解調(diào)后的混合信號用相同的同步PN序列解密，解密信號經(jīng)過除了傳統(tǒng)的反擴展器，由一個復(fù)合域乘法器用相同的同步正交碼反擴展，然后由接收器經(jīng)過傳統(tǒng)的信號處理復(fù)原所需的信息。
在一個最佳實施例中，本發(fā)明的接收器有一個附加的復(fù)合域乘法器和一個特定的加密碼發(fā)生器。當(dāng)擴展傳輸數(shù)據(jù)變化時，擴展信號(xT[n]+jyT[n])使起始交叉躍遷(π-transition)的概率，不但n＝2t+1，t∈{0，1，2，…}時，而且在僅除了n≡0(mod min{SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，SFFCH})的n＝2t時變?yōu)榱恪?br>

下面結(jié)合下列附圖介紹本發(fā)明的典型實施例圖1為一個傳統(tǒng)正交多信道CDMA發(fā)送器示意圖；圖2為圖1中發(fā)送器中接收器的示意圖；圖3a為一個傳統(tǒng)QPSK擴展調(diào)制器的示意圖；圖3b為一個傳統(tǒng)OQPSK擴展調(diào)制器的示意圖；圖3c為一個傳統(tǒng)CQPSK、OCQPSK、POCQPSK擴展調(diào)制器和一個本發(fā)明的擴展調(diào)制器的示意圖；圖3d傳統(tǒng)OCQPSK、POCQPSK擴展調(diào)制器的另一個示意圖；圖4a為在QPSK、OQPSK、CQPSK擴展調(diào)制中的加密碼發(fā)生器示意圖；圖4b為OCQPSK擴展調(diào)制中的加密碼發(fā)生器示意圖；圖4c為OCQPSK擴展調(diào)制中的加密碼發(fā)生器的另一示意圖；圖4d為POCQPSK擴展調(diào)制中的加密碼發(fā)生器示意圖；圖5a為cdma2000調(diào)制中第一和第二加密碼發(fā)生器的示意圖；圖5b為圖5a中第二加密碼發(fā)生器的總圖；圖6a為根據(jù)傳統(tǒng)CQPSK、OCQPSK、POCQPSK擴展解調(diào)器和本發(fā)明的擴展解調(diào)器的示意圖；圖6b為一個傳統(tǒng)OCQPSK、POCQPSK擴展解調(diào)器的示意圖。
圖7a為一個信號構(gòu)象圖和躍遷；圖7b為一個信號構(gòu)象點的4個可能的躍遷；圖8a為QPSK擴展調(diào)制的一個信號構(gòu)象點的躍遷；圖8b為OQPSK擴展調(diào)制的一個信號構(gòu)象點的躍遷；
圖8C為CQPSK擴展調(diào)制的一個信號構(gòu)象點的躍遷；圖9為一個cdma2000發(fā)送器的示意圖。
圖10為圖9中發(fā)送器的cdma2000接收器的示意圖。
圖11a根據(jù)本發(fā)明的一個發(fā)送器的示意圖。
圖11b根據(jù)本發(fā)明的DCQPSK擴展調(diào)制的加密碼發(fā)生器的示意圖；和圖12為圖11a中傳送器的一個接收器的示意圖。
<附圖中主要標(biāo)注的說明＞110，112，114，116，118增益控制器120，122，124，126，128擴展器130，132加法器140，141擴展調(diào)制器143，145第一(種)復(fù)合(-域)乘法器150，151加密碼發(fā)生器160，162低通濾波器(LPF)170，172功率放大器180，182調(diào)制器190加法器210，212，214，215，216，217積分器220，222，224，226，225，227反擴展器240，241擴展解調(diào)器242，243，245，246第二(種)復(fù)合(-域)乘法器
260，262低通濾波器280，282解調(diào)器510，520，530，550加密碼發(fā)生器1220，1222，1224，1226反擴展器本發(fā)明的最佳實施方式根據(jù)下面的描述、附帶的權(quán)利要求和附圖可以更好的理解本發(fā)明。在本申請中，相似的附注號碼用于現(xiàn)有技術(shù)和與現(xiàn)有技術(shù)對比的變化和增加的部件描述的本發(fā)明的詳細(xì)描述中相似的相似部件。
圖11和圖12分別為本發(fā)明的發(fā)送器和接收器的示意圖。圖11a的發(fā)送器和圖12的接收器為圖9、圖10中POCQPSK擴展調(diào)制的發(fā)送器和接收器的改進。根據(jù)本發(fā)明的發(fā)送器有5個正交信道PiCH，DCCH，F(xiàn)CH，SCH1，和SCH2。
本發(fā)明的發(fā)送器與圖9中的原來的發(fā)送器不同，有一個附加的復(fù)合域乘法器(145)，如圖11a左邊所示。復(fù)合域乘法器(145)將SCH1，和SCH2的統(tǒng)計高傳輸功率的傳輸數(shù)據(jù) 做為第一輸出，正交OVSF碼(HSCH1[n]，HSCH2[n])做為第二輸出。第一正交復(fù)合域擴展由復(fù)合域乘法器(145)完成，其他PiCH，DCCH和FCH擴展的增益控制信號由正交OVSF碼(HPiCH[n]，HDCCH[n]，HFCH[n])在擴展器(1120，1122，1128)，并經(jīng)復(fù)合域乘法器(145)的輸出(SI[n]，SQ[n])輸送到加法器(130，132)。加法器(130，132)的輸出(xT[n]，yT[n])由等式31給出。
等式31xT[n] yT[n] 擴展調(diào)制由第一輸入(xT[n]，yT[n])和第二輸入(原始加密碼C1[n]和C2[n])在擴展調(diào)制器(141)完成，產(chǎn)生輸出(IT[n]，QT[n])。在擴展調(diào)制器(141)包括加密碼發(fā)生器(530)和復(fù)合域乘法器(143)。如圖11b所示的本發(fā)明的加密碼發(fā)生器(530)由原始加密碼(C1[n]和C2[n])產(chǎn)生第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble.Q[n])做為改善pAR特性的輸入。復(fù)合域乘法器(143)將xT[n]，yT[n]做為輸入和第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble， Q[n])做為另一輸入。在cdma2000系統(tǒng)中的原始加密碼(C1[n]，C2[n])由原始加密碼發(fā)生器(550)由圖5a所示的3個PN序列(PNI[n]，PNQ[n]，PNlong[n])經(jīng)下列等式產(chǎn)生等式32

C1[n]＝PNI[n]PNlong[n]C2[n]＝PNQ[n]PNlong[n-1]圖11b所示的第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])由下列等式產(chǎn)生。
(1)當(dāng)n≡0 mod min{SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，SFFCH}等式33Cscramble.I[n]＝C1[n]Cscramble.Q[n]＝C2[n]arg{IT[n]+jQT[n]IT[n-1]+jQT[n-1]}∈{0,+π2,-π2,π}]]>(2)當(dāng) mod min{SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，SFFCH}等式34Cscramble.I[n]+jCscramble.Q[n]＝j(luò)C2[n]{Cscramble.I[n-1]HSCH1[n-1]HSCH1[n]+jCscramble.Q[n-1]HSCH2[n-1]HSCH2[n]}Cscramble.I[n]＝-C2[n]Cscramble.Q[n-1]HSCH2[n-1]HSCH2[n]Cscramble.Q[n]＝ C2[n]Cscramble.I[n-1]HSCH1[n-1]HSCH1[n]根據(jù)本發(fā)明所述的擴展調(diào)制叫做DCQPSK(Double ComplexQPSK)。為了基于標(biāo)準(zhǔn)化的|IT[n]|＝|QT[n]|＝1，DCQPSK擴展調(diào)制發(fā)生的信號構(gòu)象點的可能躍遷如等式35和等式36所示。{0，+π/2，-π/2，π}躍遷的可能性，分別為每一躍遷當(dāng)n≡0 modSFmin為1/4，1/4，1/4，和1/4，和當(dāng) mod SFmin為0，1/2，1/2，和0。這里，SFmin＝min{SFPiCH，SFDCCH，SFSCH2，SFSCH1，SFFCH}.
(1)當(dāng)n≡0 mod SFmin等式35IT[n]+jQT[n]IT[n-1]+jQT[n-1]]]> ×C1[n]+jC2[n]Cscramble,I[n-1]+jCscramble,Q[n-1]]]>arg{IT[n]+jQT[n]IT[n-1]+jQT[n-1]}∈{0,+π2,-π2,π}]]>(2)當(dāng)等式36IT[n]+jQT[n]IT[n-1]+jQT[n-1]]]>=jC2[n-1]HSCH1[n]HSCH2[n]HSCH1[n-1]HSCH2[n-1]NUM[n-1]DEN[n-1]]]>=jC2[n-1]Hα[n]Hα[n-1]NUM[n-1]DEN[n-1]]]>NUM[n-1]＝(CI[n-2]HSCH1[n-2]-CQ[n-2]H2[n-2])+jHα[n](CI[n-2]HSCH1[n-2]+CQ[n-2]H2[n-2]) DEN[n-1]＝CI[n-2]HSCH1[n-2]-CQ[n-2]H2[n-2])+jHα[n-1](CI[n-2]HSCH1[n-2]+CQ[n-2]H2[n-2]) arg{IT[n]+jQT[n]IT[n-1]+jQT[n-1]}=C2[n-1]Hα[n]Hα[n-1]π2+arg{Hα[n]Hα[n-1]}]]>=±π2+arg{Hα[n]Hα[n-1]}]]>={+π2,-π2}]]>當(dāng)Hα[n]＝HSCH1[n]HSCH2[n]，等式6中的逐位XOR(“異”運算)運算，(α)2＝(SCH1)2(SCH2)2。
在如前面提到的OCQPSK或OCQPPSK擴展調(diào)制中，帶偶數(shù)腳標(biāo)的正交沃爾什(Walsh)碼用于除了必然事件如某一信道的擴展因子(SF)為2的高傳輸數(shù)據(jù)速率。但是，DCQPSK擴展調(diào)制支持保持如前面等式中的任何正交碼的正交信道特性的可變擴展因子。因此，正交碼用“H”而不是正交沃爾什(Walsh)碼的“W”表示。擴展因子(SF)或正交碼的大小不必為2。
擴展調(diào)制器(141)的輸出(IT[n]，QT[n])經(jīng)低通濾波器(160，162)和放大器(170，172)。然后放大的輸入被輸送到調(diào)制器(180，182)，將信號用載波調(diào)制到所需頻率波段。調(diào)制信號被疊加到加法器(190)并輸送到天線。
圖12為根據(jù)圖11a發(fā)送器的接收器示意圖。通過天線接收的信號用與發(fā)送器相同的載波在解調(diào)器(280，282)解調(diào)，信號經(jīng)過低通濾波器(260，262)產(chǎn)生IR[n]和QR[n]。然后，擴展解調(diào)器(241)用原始加密碼(C1[n]，C2[n])產(chǎn)生信號(xR[n]，yR[n])。擴展解調(diào)器(241)包括加密碼發(fā)生器(530)和復(fù)合域乘法器(243)。加密碼發(fā)生器(520)用原始加密碼(C1[n]，C2[n])作為輸入產(chǎn)生第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])改進PAR特性。復(fù)合域乘法器(243)將IR[n]和QR[n]做為第一輸入，第二加密碼(Cscramble，I[n]，Cscrarble，Q[n])做為第二輸入。第一和第二加密碼是采用在發(fā)送器相同的方法產(chǎn)生。
為了在擴展解調(diào)器(241)的輸出(xR[n]，yR[n])中檢測出所需的信道，信號通過用于傳送器正交碼HxxCH[n](其中xxCH＝DCCH或FCH)復(fù)聯(lián)，在反擴展器(1224，1226)或圖12中的復(fù)合域乘法器(245)用與傳送器相同的正交碼HxxCH[n](其中xxCH＝DCCH或FCH)與復(fù)合域的信號復(fù)聯(lián)。這樣，信號在符號周期T2x或r T2y被積分。由于在接收器的信號是失真的，用PiCH修正失真信號的相位。因此，信號(xR[n]，yR[n])通過通訊正交碼HPiCH[n]被復(fù)聯(lián)，并在周期T1在積分器(210，212)被積分。
在cdma2000系統(tǒng)的反向鏈接可以包括附加的信息例如一個控制接收器傳輸功率的控制命令，除了相位修正的導(dǎo)頻信號。在本例子中，附加信息是有多路輸出選擇器析取的，同時由已知相位的導(dǎo)頻信號部分估算相位。相位修正是由復(fù)合域乘法器(242，246)經(jīng)積分器(210，212)估算的相位信息完成的。
本發(fā)明的DCQPSK擴展調(diào)制得到如下效果第一，改善PAR特性，這是因為除了在擴展傳輸數(shù)據(jù)變化時，在原始交叉躍遷(□-躍遷)的可能性變?yōu)榱恪５诙?，信道定位的靈活性更好，這是因為，DCQPSK可以所有的正交碼而OCQPSK或POCQPSK應(yīng)使用帶偶數(shù)腳標(biāo)的正交Walsh碼。
盡管上述發(fā)明描述了前面的實施例的條件，它還有許多可能的變化。因此，如上所述的修改和變化，但不限制于此，提出如下的權(quán)利要求范圍。
權(quán)利要求
1.一種在CDMA(碼分多址)系統(tǒng)的傳輸方法，用一個發(fā)送裝置和接收裝置，包括如下步驟(a)產(chǎn)生一個導(dǎo)頻信號并用不同信息的幾個信道傳輸數(shù)據(jù)信號；(b)用每一信道的正交碼擴展信號；(c)疊加擴展信號；(d)用PN(偽噪聲)序列加密疊加的信號；(e)用載波調(diào)制加密的信號；和(f)傳輸經(jīng)加入調(diào)制信號產(chǎn)生的一個復(fù)合信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的傳輸方法，其中的擴展步驟和加密步驟分別完成一個正交復(fù)合域擴展和一個復(fù)合域加密，為了改進發(fā)送器的PAR(峰均值能量比)特性。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的傳輸方法，其中加密步驟的第二復(fù)合域加密碼(Cscramble，I[n]，Cscramble，Q[n])是由原始加密碼(C1[n]，C2[n])由下列等式得到(a)當(dāng)擴展數(shù)據(jù)變化時，等式37Cscramble，I[n]+jCscramble，Q[n]＝C1[n]+C2[n]；和(b)當(dāng)擴展數(shù)據(jù)沒有變化時，等式38Cscramble，I[n]+jCscramble，Q[n]＝-C2[n]Cscramble，Q[n-1]Hb[n-1]Hb[n]+jC2[n]Cscramble，I[n-1]Ha[n-1]Ha[n]。
4.根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的傳輸方法，其中的正交復(fù)合域擴展是由正交Hadamard碼完成而且用復(fù)合域加密的加密碼用正交Hadamard碼產(chǎn)生。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的傳輸方法，其中的正交復(fù)合域擴展是由正交Walsh碼完成而且用于復(fù)合域加密的加密碼用正交Hadamard碼產(chǎn)生。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的傳輸方法，其中的正交復(fù)合域擴展是由正交金色碼完成而且用于復(fù)合域加密的加密碼用正交Hadamard碼產(chǎn)生。
7.一種在CDMA(碼分多址)系統(tǒng)的接收方法，用一個發(fā)送裝置和接收裝置，包括如下步驟(a)用與發(fā)送器用的相同的載波解調(diào)發(fā)送的信號；(b)用發(fā)送器的同步相同的PN(偽噪聲)序列解密解調(diào)的信號(c)用發(fā)送器每一信道的同步相同的正交碼反擴展解密的信號；和(d)從反擴展的信號復(fù)原傳送的信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的接收方法，其中的解密步驟和反擴展步驟是一個復(fù)合域解密和一個正交復(fù)合域反擴展。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的接收方法，其中的復(fù)合域解密碼和正交復(fù)合域反擴展碼與發(fā)送器中用于復(fù)合域加密和正交復(fù)合域擴展的那些相同。
10.一種用于CDMA(碼分多址)系統(tǒng)的傳輸裝置，用發(fā)送裝置和接收裝置，包括(a)用于產(chǎn)生一個導(dǎo)頻信號和用有不同信息的幾個信道傳輸數(shù)據(jù)信號的裝置；(b)用于控制信道信號增益的裝置；(c)在每一信道擴展增益控制信號的裝置；(d)一個第一復(fù)合域復(fù)聯(lián)裝置，用于將增補信道和OVSF(正交可變擴展因子)碼的傳輸數(shù)據(jù)的輸入完成第一正交復(fù)合域擴展的裝置；(e)用于將第一復(fù)合域復(fù)聯(lián)裝置的輸出與擴展信號疊加的裝置；(f)一個擴展調(diào)制器，包括一個復(fù)合域乘法器和一個加密碼發(fā)生器，用于調(diào)制疊加的信號；(g)用于放大低通過濾信號功率的裝置；(h)用于將放大信號調(diào)制到所需頻段的裝置；和(i)疊加調(diào)制信號的裝置。
11.一種用于CDMA(碼分多址)系統(tǒng)的接收裝置，用一個發(fā)送裝置和接收裝置，包括(a)用與發(fā)送器相同的載波解調(diào)來自天線的傳輸信號的裝置；(b)一個擴展解調(diào)器，包括一個加密碼發(fā)生器和復(fù)合域復(fù)聯(lián)裝置，用于解密低通過濾解調(diào)信號；(c)通過將符號周期按比例地與相應(yīng)信道的數(shù)據(jù)速率積分，將解密信號反擴展得到所需信道的裝置；和(d)第二復(fù)合域復(fù)聯(lián)裝置，用于修正連接反擴展信號的相位。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的接收裝置，其中的用于權(quán)利要求11中(a)的解調(diào)裝置的載波與發(fā)送器中的波相同。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種方法和裝置,用于當(dāng)有信道以統(tǒng)計上較高的傳輸功率時,在CDMA擴頻通訊系統(tǒng)的正交復(fù)合域擴展調(diào)制。在CDMA擴頻通訊系統(tǒng)有一個發(fā)送器和一個接收器,本發(fā)明的發(fā)送器有幾個不同信息的信道。兩個信道用一個復(fù)合域乘法器以正交碼擴展,比其他以傳統(tǒng)方式擴展的功率大。擴展的信號被疊加,然后信號用從一個特定加密碼發(fā)生器以原始加密序列為輸入產(chǎn)生的第二加密序列,經(jīng)一復(fù)合域乘法器加密。接收器完成發(fā)送器的反向操作。
文檔編號H04J13/04GK1339205SQ00803441
公開日2002年3月6日 申請日期2000年11月30日 優(yōu)先權(quán)日1999年12月4日
發(fā)明者金鐘命, 樸秀元, 成檀根 申請人:韓國科學(xué)技術(shù)院