專利名稱：具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的cdma通信方式的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在傳輸過程中混入的噪音中特別針對(duì)具有大妨害的干擾噪音，采用可提高其抗干擾性的頻譜擴(kuò)展調(diào)制的通信方式以及采用可提高針對(duì)有色噪音的抗干擾性的基帶脈沖調(diào)制和帶通形數(shù)據(jù)調(diào)制的通信方式。這里，在應(yīng)用時(shí)效果特別大的頻譜擴(kuò)展調(diào)制(SS)之后主要以PSK等的向無線頻帶實(shí)施變換的移動(dòng)通信方式進(jìn)行說明。
現(xiàn)有技術(shù)頻譜擴(kuò)展通信是通過由發(fā)送數(shù)據(jù)調(diào)制擴(kuò)展碼序列，在寬頻帶將呈現(xiàn)較窄頻帶頻譜的所述數(shù)據(jù)擴(kuò)展并傳輸?shù)耐ㄐ牛渫ㄐ欧绞匠尸F(xiàn)很多優(yōu)秀的特征，如單位頻率的傳輸功率小且可以將對(duì)其他通信的妨害降到較輕微的水平，同時(shí)針對(duì)在傳輸過程中混入的環(huán)境噪音即一般的外來噪音和來自希望站以外的其他移動(dòng)站-干擾站的干擾噪音，本質(zhì)上具有強(qiáng)抗干擾性等。但是，也存在著由于多個(gè)站的通信共用同一頻帶，因而干擾噪音的妨害成為支配的問題點(diǎn)。
圖15示出經(jīng)無線通路進(jìn)行頻譜擴(kuò)展通信的移動(dòng)通信系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)框圖，發(fā)送機(jī)TX對(duì)序列發(fā)生器1所發(fā)生的擴(kuò)展碼序列乘積調(diào)制2值發(fā)送數(shù)據(jù)b獲得基帶發(fā)送輸出s(t)，還通過用振蕩器2所發(fā)生的頻率f0的載波調(diào)制基帶發(fā)送輸出，將包含數(shù)據(jù)b的載波頻譜擴(kuò)展之后，經(jīng)無線通路向接收機(jī)RX送出。當(dāng)然，作為擴(kuò)展碼序列一般是采用與所述數(shù)據(jù)b的長(zhǎng)度相同的比特周期長(zhǎng)度的偽噪音(PN序列)，以下舉例說明在PN序列中代碼字種類多并被廣泛采用的黃金(Gold)序列(以下示為G序列)。
接收機(jī)RX經(jīng)省略了圖示的天線將被頻譜擴(kuò)展調(diào)制的信號(hào)引導(dǎo)至放大器3并放大到所需電平，之后將此被放大的信號(hào)與本機(jī)振蕩器4的本機(jī)信號(hào)fL(＝f0)混頻，經(jīng)低通濾波器5從此信號(hào)解調(diào)至基帶頻帶的接收擴(kuò)展信號(hào)r(t)。即進(jìn)行相干解調(diào)或非相干解調(diào)。
將此基帶頻帶擴(kuò)展信號(hào)和序列發(fā)生器6發(fā)生的與所述發(fā)送機(jī)TX中采用的代碼相同的M序列代碼輸入乘法器后，將其結(jié)果所得到的乘積輸出，由積分器8對(duì)M序列的序列長(zhǎng)(1幀)的期間進(jìn)行積分進(jìn)而得到可調(diào)濾波輸出。在所述幀的結(jié)束那一刻用檢波器9檢波此輸出，并通過與閾值比較的硬判定功能，檢測(cè)2值接收數(shù)據(jù)。經(jīng)同步檢波器10向所述序列發(fā)生器6的控制端子輸入以此檢測(cè)數(shù)據(jù)為基礎(chǔ)作成的控制信號(hào)后，為使相位與接收的信號(hào)同步而控制G序列的發(fā)生時(shí)限。另外，圖15的接收機(jī)RX中，雖然經(jīng)常進(jìn)行本機(jī)振蕩器4和序列發(fā)生器6的乘積功能的交換配置，但全體的解調(diào)功能是相同的。
圖16是傳輸過程中信號(hào)頻譜的模擬示意圖，圖(a)的11是頻譜擴(kuò)展調(diào)制信號(hào)的頻譜，12是混入環(huán)境噪音的頻譜。在接收機(jī)對(duì)此進(jìn)行G序列的解調(diào)(解擴(kuò))則如圖(b)所示擴(kuò)展在寬頻頻帶上的所述頻譜擴(kuò)展調(diào)制信號(hào)11變?yōu)檎l帶的信號(hào)13，而且環(huán)境噪音12變?yōu)閿U(kuò)展在寬頻頻帶上的信號(hào)14，因此是可抑壓環(huán)境噪音影響的通信方式。
圖17是現(xiàn)有的直接擴(kuò)展形頻譜擴(kuò)展通信方式(DS-SS)中的G(脈沖)序列g(shù)I與2值信息的對(duì)應(yīng)示意圖，代碼長(zhǎng)L＝7(碼片)的例子。同圖中b是應(yīng)發(fā)送2值數(shù)據(jù)，T是數(shù)據(jù)周期(幀周期)，Tc是碼片周期，sI(t)是b和gI(t)的乘積輸出。發(fā)送幀s(t)是將sI(t)的各脈沖作為方形波的發(fā)送用基帶波形。并且，gI(t)和g(t)由式(1)(2)g1(t)=Σi=0L-1c1δ(t-iTC)0≤t≤T---(1)]]>g(t)=Σi=0L-1c1q1(t-iTC)0≤t≤T---(2)]]> (3)給出。
這里(i＝0、1、2……、L-1L為擴(kuò)展序列長(zhǎng)度)是擴(kuò)展序列的第i個(gè)碼片振幅、δ是δ函數(shù)、qI是方形波函數(shù)。如圖所示，對(duì)應(yīng)“1”的方形波對(duì)應(yīng)“0”發(fā)送其倒相輸出g(t)。實(shí)際上s(t)將使fc＝TC-1頻帶限制在以下的信號(hào)變換為無線頻帶發(fā)送。現(xiàn)在開始數(shù)據(jù)信號(hào)的占有頻帶寬基本為fD＝1/T左右，擴(kuò)展發(fā)送輸出s(t)的帶寬基本變?yōu)閒c＝TC-1，由下式fc＝LfD(4)給出。
當(dāng)然，發(fā)送qI(t)時(shí)也可以取代(3)式的方形波而采用相鄰抽樣點(diǎn)的自相關(guān)函數(shù)取0的波形qI(t)(被稱為修正抽樣函數(shù)，qI(t)的DFT變換具有余弦特性曲線斜率)。這時(shí)，如果在接收側(cè)準(zhǔn)備與發(fā)送側(cè)相同的波形qI(t)，由此波形進(jìn)行相關(guān)解調(diào)，則接收信號(hào)中的希望波成分成為(2)式的脈沖串。通過用qI(t)解擴(kuò)此脈沖串可檢測(cè)信號(hào)。所以，頻譜擴(kuò)展調(diào)制信號(hào)占有極其寬的頻帶因而可以將有色噪音功率(與信號(hào)g(t)同相成分)抑壓至1/L，抗噪音性強(qiáng)。
但是，通常，不管是使用L≥1的L倍的頻帶，同時(shí)通話數(shù)KS為KS≤L(L的幾分之一左右)，同時(shí)傳輸容量/Hz為時(shí)分多址方式(TDMA)的(KS/L)倍。因此，與時(shí)分多址方式相比，一般會(huì)存在傳輸路的頻帶利用率變?yōu)闃O低的缺點(diǎn)。
這樣同時(shí)通話數(shù)NS與L比不能設(shè)定很大的理由是因?yàn)榉峙浣o希望站的G序列g(shù)0(t)與分配給其他移動(dòng)站的種類不同的G序列g(shù)k(t)(k≠0)的相互之間存在的相互相關(guān)系數(shù)不能變得很小的緣故。而且，一般對(duì)有色噪音、在傳播過程中由于多重反射(多路徑)而產(chǎn)生的延遲波、伴隨衰落的傳播噪音等抑壓效果也不充分，這些的主要原因是降低了頻譜擴(kuò)展方式中的頻率利用率。
在現(xiàn)有的直接擴(kuò)展形頻譜擴(kuò)展通信方式中，過程增益Gp由Gp＝10log10L (5)給出。如果到來噪音是單一頻率且其相位與g0(t)相同，則接受側(cè)解調(diào)后的解調(diào)噪音功率(圖15的積分器8的輸出)針對(duì)到來噪音功率(圖15的LPF5的輸出)為如所述1/L。但是，不同的G序列相互間的相互相關(guān)值g0(t)和gk(t)由分別獨(dú)立的發(fā)送信息調(diào)制，而且由關(guān)于兩者幀的相互相位變動(dòng)，其平均值由 給出，而且最壞的相關(guān)值要比此值更大。其結(jié)果，具有高相互相關(guān)的干擾波多數(shù)長(zhǎng)時(shí)間進(jìn)入，其結(jié)果誤碼率明顯惡化的情況時(shí)有發(fā)生，因此存在不能將同時(shí)通話數(shù)NS設(shè)得過大的問題。
另外，由于傳播過程的多重反射(多路徑)而產(chǎn)生的延遲波的自干擾噪音的發(fā)生或其他站干擾噪音的增大、伴隨衰落的接收SN比的下降使得錯(cuò)誤率更加惡化。這些的主要原因是降低了CDMA方式的頻率利用效率。本發(fā)明涉及能對(duì)應(yīng)的不僅是窄帶噪音，還有這樣的其他站之間的干擾噪音(寬帶噪音)或基于別的小區(qū)(移動(dòng)通信系統(tǒng)的服務(wù)區(qū))進(jìn)行的同樣的通信小區(qū)間干擾噪音的技術(shù)。
為抑壓上述的干擾噪音，以下所述的2個(gè)方法已被研究。
(A)干擾消除方式(B)最小平均2乘誤差-判定反饋方式說明方式(A)。接收機(jī)利用所述小區(qū)內(nèi)的所有用戶(用戶數(shù)K)的地址用基準(zhǔn)擴(kuò)展序列，對(duì)接收信號(hào)r(t)進(jìn)行通常的DS-SS方式的接收解調(diào)。即準(zhǔn)備K個(gè)接收機(jī)輸出K個(gè)初始判定輸出1，2，…k。為求出希望站的信息b1的正確值，對(duì)23，…k分別乘以基準(zhǔn)擴(kuò)展序列，乘以傳輸路的推定特性，作成偽干擾波 。作成從接收信號(hào)減去此成分的干擾去除接收信號(hào) 對(duì) 再進(jìn)行解調(diào)處理，得到最終判定輸出 (參考Ranijee Prasad“CDMA for Wireless PersonalCommunications，”Artech House，1996參照頁316～327頁)此方式，依賴于初始判定輸出1，2，…k的精度和傳輸路的推定特性的精度，當(dāng)K超過碼長(zhǎng)L的1/2時(shí)性能顯著下降。而且，方法規(guī)模變?yōu)闃O大。
在方式(B)，將接收信號(hào)加入橫向正交濾波器，盡量使接收信號(hào)中所含有的噪音正交化，并將其輸出由通常的DS-SS方式的解調(diào)方式用基準(zhǔn)擴(kuò)展序列解擴(kuò)，得到其硬判定輸出。所述正交化由橫向?yàn)V波器的系數(shù)控制來實(shí)現(xiàn)。進(jìn)行所述解調(diào)得到的的判定反饋。即為使與其前段得到的解擴(kuò)輸出的誤差變小每次各幀的解擴(kuò)和判定處理都微調(diào)整上述的系數(shù)。(最小2乘法平均誤差算法)。(參考Predrag B.Rapajic and Branka S.Vucetic，“Adaptive Receiver Structuresfor Asynchronous CDMA Systems，”IEEE JSAC，vol.12，no.4，may，1994)此方法在干擾噪音的周期穩(wěn)定性可以假定時(shí)是有效的，但是對(duì)移動(dòng)體來說，不一定是現(xiàn)實(shí)的假定。即一般是需要有傳輸路或干擾的特性不變的長(zhǎng)的穩(wěn)定期間。而且，一旦噪音稍微過大，則應(yīng)使所述誤差減小的系數(shù)控制出錯(cuò)，使誤差變得更大的控制結(jié)果時(shí)有發(fā)生，從而失去穩(wěn)定的操作。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服對(duì)CDMA通信方式具有的多路徑延遲波及干擾波的妨害弱的所述問題點(diǎn)。為達(dá)到此目的，在本發(fā)明中，發(fā)送機(jī)發(fā)送導(dǎo)頻幀，接收機(jī)采用了具有利用此導(dǎo)頻幀的接收響應(yīng)信息，去除包含在數(shù)據(jù)幀中的多路徑延遲波及干擾波的妨害成分的功能的結(jié)構(gòu)。具體是采用了以下說明的各結(jié)構(gòu)。1.一種具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于在直接擴(kuò)展形CDMA通信方式中，各發(fā)送機(jī)具有生成在核心擴(kuò)展序列的前后作為保護(hù)序列配置了該擴(kuò)展序列的后部和前部或0序列的擴(kuò)張序列，由發(fā)送信息調(diào)制該擴(kuò)張序列并生成發(fā)送數(shù)據(jù)幀，由導(dǎo)頻信息調(diào)制該擴(kuò)張序列并生成不受其他發(fā)送機(jī)發(fā)送的同樣的數(shù)據(jù)及導(dǎo)頻幀影響的孤獨(dú)形導(dǎo)頻幀，并且發(fā)送它們的功能，接收機(jī)具有接收與希望站擴(kuò)張序列中的核心序列同步位置的同步接收數(shù)據(jù)群幀和同樣的同步接收孤獨(dú)導(dǎo)頻群幀，并分析該兩群幀的功能；從該兩分析輸出推定干擾波成分的影響并去除之，從而生成希望站u0的發(fā)送信息的推定值 的功能；硬判定該推定值的功能，由此不受干擾妨害檢測(cè)發(fā)送信息。2.上記1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于接收機(jī)具有將從第k(＝0，1，2，……)個(gè)各用戶站uk接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站u0的數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)的方法；通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ所構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。3.上記1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于通過求與從希望站u0接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk的方法、求與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w的方法、從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，進(jìn)而求希望站發(fā)送信息的推定值 4.上記3中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于求與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，使r和v的0位移相關(guān)值V為推定值 5.上記1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于為使在希望站同步接收幀內(nèi)不包含接收機(jī)從希望站接收的自干擾波的擴(kuò)張幀序列的幀邊界或從各干擾站接收的各擴(kuò)張幀序列的幀邊界，基站的發(fā)送機(jī)具有向各用戶站發(fā)送控制各用戶站的發(fā)送幀序列的發(fā)送時(shí)限的復(fù)幀同步信息的準(zhǔn)同步功能，各用戶站接收機(jī)具有接收識(shí)別該同步信息的方法，各用戶站發(fā)送機(jī)具有在該復(fù)幀的各導(dǎo)頻間隙上時(shí)分發(fā)送該各用戶的導(dǎo)頻幀的方法，該基站的接收機(jī)具有接收對(duì)應(yīng)的該導(dǎo)頻群幀，并生成導(dǎo)頻響應(yīng)相關(guān)函數(shù)或分析序列的方法。6.上記1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機(jī)具有反復(fù)排列核心擴(kuò)展序列并生成反復(fù)序列，在該反復(fù)序列的前后附加保護(hù)序列并生成擴(kuò)張序列的方法；通過由發(fā)送信息和導(dǎo)頻信息調(diào)制該擴(kuò)張序列的1至多個(gè)進(jìn)而分別生成反復(fù)數(shù)據(jù)幀群和反復(fù)導(dǎo)頻幀的方法；通過相加由該兩反復(fù)幀的每一個(gè)調(diào)制相互不同的載波而得到的輸出生成頻分合成的發(fā)送多幀的方法，接收機(jī)具有接收該多幀并通過采用與發(fā)送載波對(duì)應(yīng)的本機(jī)載波和同步技術(shù)分離解調(diào)對(duì)應(yīng)的同步接收數(shù)據(jù)群幀群和導(dǎo)頻群幀的方法；為在從希望站接收的同步接收幀內(nèi)不包含從希望站接收的自干擾波的擴(kuò)張幀序列的幀邊界或從各干擾站接收的各擴(kuò)張幀序列的幀邊界，發(fā)送控制各用戶站發(fā)送機(jī)的發(fā)送時(shí)限的同步信息的準(zhǔn)同步功能。7.上記1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于代替所使用的孤獨(dú)導(dǎo)頻，各發(fā)送機(jī)在與其他發(fā)送機(jī)發(fā)送的數(shù)據(jù)幀重復(fù)的時(shí)限上周期性地發(fā)送重復(fù)形導(dǎo)頻幀，接收機(jī)接收該各重復(fù)形導(dǎo)頻幀，使其針對(duì)多個(gè)導(dǎo)頻幀求出希望站擴(kuò)展序列與在0位移以外正交的分析序列z的相關(guān)值，從這些相關(guān)值的平均值獲得導(dǎo)頻響應(yīng)輸出。8.上記1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于第k個(gè)用戶站uk(k＝0，1，2，……)的發(fā)送機(jī)具有生成在多次反復(fù)長(zhǎng)L的核心擴(kuò)展序列的反復(fù)序列的前后作為保護(hù)序列配置了該反復(fù)序列的后部和前部的擴(kuò)張序列E0的方法；生成n(n＝1，2，……，L-1。)碼片循環(huán)位移了該擴(kuò)張序列的n位移擴(kuò)張序列En的方法；由第n個(gè)發(fā)送信息bkn調(diào)制該n位移擴(kuò)張序列En并生成第n個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)幀的方法；相加這些L個(gè)發(fā)送幀并生成合成數(shù)據(jù)幀，利用第k個(gè)載波發(fā)送該合成數(shù)據(jù)幀的方法；利用第k’(≠k)個(gè)載波發(fā)送由導(dǎo)頻信息調(diào)制了該擴(kuò)張序列E0的發(fā)送幀的方法，接受機(jī)具有用第k和第k’個(gè)載波分別解調(diào)同步于希望站的幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀和導(dǎo)頻群幀的方法；以該兩解調(diào)輸出為基礎(chǔ)為獲得希望站u0的發(fā)送信息的推定值 的(a)～(c)中的某一方法。
(a)將從各用戶站接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)，通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
(b)求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w、通過從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
(c)求出與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，從r和v的0位移相關(guān)值V求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。9.上記8中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機(jī)具有作為核心擴(kuò)展序列采用有相互成對(duì)關(guān)系的偶差正交序列g(shù)H和gV，生成在兩者的各個(gè)反復(fù)序列附加了保護(hù)序列的擴(kuò)張序列EH(0)和EV(0)的方法；通過偶數(shù)值(n)位移兩者從而生成擴(kuò)張序列EH(n)、EV(n)的方法；由導(dǎo)頻信息及發(fā)送信息調(diào)制這些每一個(gè)擴(kuò)張序列的方法；由該調(diào)制輸出調(diào)制同一載波并發(fā)送的方法，接收機(jī)具有為從同步于希望站幀的同步接收幀獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的(a)～(c)中的某一方法。
(a)將從各用戶站接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)，通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
(b)通過求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk(k≠0)、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w、從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
(c)求出與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，從r和v的0位移相關(guān)值V求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。10.上記1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于準(zhǔn)備Γ組由Γ次完全互補(bǔ)序列的結(jié)構(gòu)要素即Γ個(gè)的要素序列組成的組，在各用戶站上作為導(dǎo)頻信號(hào)用擴(kuò)展序列g(shù)hv(h＝0，2，4，……，Γ-2)及數(shù)據(jù)用擴(kuò)展序列g(shù)h+1，v分配上述的2組，第k個(gè)用戶站的發(fā)送機(jī)具有針對(duì)ghv和gh+1，v(h＝2k)，由反復(fù)其第v(＝0，1，2，……，Γ-1)個(gè)的1個(gè)要素序列作成反復(fù)要素序列的方法生成Γ個(gè)反復(fù)要素序列的方法；生成在其每一個(gè)的前后附加保護(hù)序列的擴(kuò)張序列Ehv，Eh+1，v(h＝2k)的方法；由導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)信息分別調(diào)制該擴(kuò)張序列Ehv和Eh+1，v的方法；由該調(diào)制輸出調(diào)制第v個(gè)載波fv從而生成發(fā)送幀，并發(fā)送之的方法，接收機(jī)具有將用該載波fv解調(diào)了希望站u0的同步接收幀的輸出分別附加至匹配于該各要素序列g(shù)hv，gh+1，v(h＝0，1)的匹配濾波器，并生成導(dǎo)頻響應(yīng)及數(shù)據(jù)響應(yīng)相關(guān)函數(shù)的方法；為利用這些輸出獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的(a)～(c)中的某一方法。
(a)將從各用戶站接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)，通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
(b)求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀ropf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w、通過從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
(c)求出與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，從r和v的0位移相關(guān)值V求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。11.上記10中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于用戶站uk的發(fā)送機(jī)具有生成n(n＝0，1，2，……，L-1)碼片位移了擴(kuò)張序列的Γ個(gè)n位移擴(kuò)張序列Ehv(n)(h＝2k，2k+1)(v＝0，1，2，……，Γ-1)的方法；由第n個(gè)發(fā)送信息調(diào)制該Γ個(gè)n位移擴(kuò)張序列的方法；由該第v個(gè)調(diào)制輸出調(diào)制并發(fā)送第v個(gè)載波的方法，接收機(jī)具有獲得L個(gè)希望站發(fā)送信息推定值 的方法。12.上記8中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于采用作為n整數(shù)(0～L-1)中的1至多個(gè)的任意值傳輸多個(gè)發(fā)送信息，并接收解調(diào)之。13.上記11中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于采用作為n整數(shù)(0～L-1)中的1至多個(gè)的任意值傳輸多個(gè)發(fā)送信息，并接收解調(diào)之。14.上記8或10～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于作為1次導(dǎo)頻幀發(fā)送用將作為導(dǎo)頻幀而采用的擴(kuò)張序列或擴(kuò)張序列組用于多個(gè)幀，在上記的空幀用于發(fā)送信息的傳輸，或作為其他用戶站的導(dǎo)頻幀用所有用戶時(shí)分共用。15.上記8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機(jī)具有準(zhǔn)備M’個(gè)核心擴(kuò)展序列，選擇并發(fā)送其中之一的方法，接收機(jī)具有準(zhǔn)備能對(duì)應(yīng)所有該核心擴(kuò)展序列的分析電路，并從其中獲得M’個(gè)發(fā)送信息的推定值的方法；通過相互比較判定這些推定值按每一符號(hào)幀檢測(cè)log2M’比特的發(fā)送信息的方法。16.上記8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機(jī)由多值振幅信息信息調(diào)制擴(kuò)張序列，接收機(jī)進(jìn)行發(fā)送信息推定值 的多值振幅識(shí)別，按每一符號(hào)幀檢測(cè)多比特的發(fā)送信息。17.上記2～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于在(L-1)以下的用戶站針對(duì)核心擴(kuò)展序列長(zhǎng)L可同時(shí)采用同一頻帶進(jìn)行發(fā)送的系統(tǒng)中，接收機(jī)具有通過將1站的附加導(dǎo)頻響應(yīng)加至以從(L-1)用戶站接收的導(dǎo)頻群幀為基礎(chǔ)所生成的導(dǎo)頻響應(yīng)中，生成大小為L(zhǎng)xL的P矩陣，為使該矩陣P的階不下降而設(shè)定該附加導(dǎo)頻響應(yīng)的方法。18.上記8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于在針對(duì)構(gòu)成反復(fù)擴(kuò)張序列的核心擴(kuò)展序列長(zhǎng)L，按每1碼片間隔順序位移并發(fā)送(L-1)個(gè)發(fā)送幀的系統(tǒng)中，接受機(jī)具有通過將1行的附加導(dǎo)頻響應(yīng)加至以導(dǎo)頻群幀為基礎(chǔ)所生成的(L-1)行的導(dǎo)頻響應(yīng)中，生成大小為L(zhǎng)xL的矩陣P，為使該矩陣P的階不下降而設(shè)定該附加導(dǎo)頻響應(yīng)的方法。19.上記8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于針對(duì)導(dǎo)頻響應(yīng)的系數(shù)矩陣P為NxN循環(huán)矩陣的情況，當(dāng)解由該系數(shù)矩陣P、數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣Φ和未知數(shù)矩陣 組成的N元1次連立方程式時(shí)，對(duì)該系數(shù)矩陣P乘以NxN的傅里葉變換矩陣FN求出矩陣α，對(duì)以矩陣α各行要素的倒數(shù)為其行的對(duì)角要素的對(duì)角矩陣乘以傅里葉變換矩陣，對(duì)其乘算輸出矩陣再乘以NxN的傅里葉變換矩陣FN，由此求出該系數(shù)矩陣的逆矩陣[P]-1，對(duì)數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣Φ乘以[P]-1，由此得到未知數(shù)矩陣 20.上記2～4或7～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于采用下述方法，即當(dāng)解由導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣[P]、未知數(shù)矩陣 和數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣[Φ]組成的L元1次連立方程式時(shí)，假設(shè)該矩陣[Φ]的第j行的要素為1，其他要素為0時(shí)預(yù)先求出方程式的解矩陣 求出對(duì) 乘以該行列[Φ]的第j行的要素Φj的矩陣 通過關(guān)于j相加這些矩陣 求出所述未知數(shù)矩陣 21.上記1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于接收機(jī)具有抽出同步于希望站幀的同步接收導(dǎo)頻幀和同步接收數(shù)據(jù)幀的方法；作為解調(diào)對(duì)象將該數(shù)據(jù)幀序列所含的1個(gè)幀作為賦予了第0號(hào)的目標(biāo)幀，從在該目標(biāo)幀近旁的第n個(gè)到來的同伴幀與該目標(biāo)幀之差(和)生成第n個(gè)差分幀d0n的方法；通過由代數(shù)運(yùn)算解針對(duì)該差分幀的多元1次連立方程式，求出希望站及干擾站的發(fā)送信息推定值 (k＝0，1，2，……)取規(guī)定值(+2，-2)近旁值的差分幀的集合 s(d0h’)的方法；通過比較從 d0h’求出的干擾站推定值 的規(guī)定值(0，±2)近旁所包含的候補(bǔ)數(shù)Nh，Nh’的大小求出目標(biāo)幀上的希望站發(fā)送信息的檢測(cè)輸出00。22.上記21中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于通過具有求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk的方法、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w的方法、求出該第2分析序列w與所述差分幀d0n的相關(guān)值W0n，并求出滿足W0o的功率在預(yù)先設(shè)定的閾值功率以下的條件的差分幀集合s[d0h]的方法、求出該各差分幀d0h與該第1分析序列y的相關(guān)值D0h，并平均D0h的方法，來獲得目標(biāo)幀上的希望站發(fā)送信息的推定值值 23.上記22中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于系統(tǒng)向各用戶站uA，uB，uC，uD，……分配構(gòu)成完全互補(bǔ)序列的組(A，B)，(C，D)……的要素的自互補(bǔ)序列的組(A0，A1)，(B0，B1)，(C0，C1)，(D0，D1)，……之一，各發(fā)送機(jī)具有由第n個(gè)發(fā)送信息bAn，bBn，……，分別調(diào)制每2個(gè)的要素序列(A0，A1)，(B0，B1)……，由其各調(diào)制輸出再調(diào)制相互不同的2個(gè)載波進(jìn)而生成第n個(gè)發(fā)送幀的方法，接收機(jī)具有通過由該各載波解調(diào)接收輸入幀，分離解調(diào)接收要素序列(A0，B0，C0，……)和(A1，B1，C1，……)的方法；準(zhǔn)備與希望站uA自互補(bǔ)序列的組(A0，A1)有完全互補(bǔ)關(guān)系的自互補(bǔ)序列的組(B0，B1)，求出同步接收差分幀d0n與該自互補(bǔ)序列的組(B0，B1)的各要素序列的互相關(guān)函數(shù)，進(jìn)而求出滿足那些和輸出的功率在閾值功率以下的條件的差分集合s[d0h]的方法；求出該差分幀d0h和基于每個(gè)希望站自互補(bǔ)序列的組(A0，A1)的0位移互相關(guān)輸出，進(jìn)而從那些和輸出的平均值求出第0個(gè)目標(biāo)幀的希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。


圖1為CDMA移動(dòng)通信方式小區(qū)內(nèi)傳輸路徑說明圖，(a)為上行(Up-link)傳輸示意圖，(b)為下行(Down-link)傳輸示意圖。
圖2為本發(fā)明一實(shí)施例的收發(fā)電路框圖，(a)為發(fā)送機(jī)TX的電路示意框圖，(b)為接收機(jī)RX的電路示意框圖。
圖3(a)為希望波與干擾波的發(fā)送幀示意圖，(b)為為希望波與干擾波的接收幀示意圖。
圖4為相關(guān)函數(shù)輸出特性示意圖。
圖5為導(dǎo)頻幀時(shí)分傳輸用復(fù)幀的結(jié)構(gòu)示意圖。
圖6(a)及(b)為導(dǎo)頻幀頻分傳輸用反復(fù)擴(kuò)展序列的結(jié)構(gòu)和頻譜示意圖。
圖7(a)為自正交序列碼片位移形傳輸方式的發(fā)送波形示意圖，(b)及(c)為自正交序列碼片位移形傳輸方式的接收波形示意圖。
圖8為第2實(shí)施例相關(guān)函數(shù)輸出的結(jié)構(gòu)成分(N＝4，0≤m≤2的情況時(shí))示意圖。
圖9(a)為第2實(shí)施例(碼片位移形傳輸方式)的發(fā)送機(jī)電路結(jié)構(gòu)示意圖，(b)為第2實(shí)施例(碼片位移形傳輸方式)的接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)示意圖。
圖10(a)為第3實(shí)施例的接收幀和相關(guān)函數(shù)輸出(導(dǎo)頻幀響應(yīng))示意圖。
圖10(a)為第3實(shí)施例的接收幀和相關(guān)函數(shù)輸出(數(shù)據(jù)幀響應(yīng))示意圖。
圖11(a)為采用Γ(＝4)次完全互補(bǔ)序列的第3實(shí)施例的收發(fā)機(jī)的發(fā)送機(jī)部分電路結(jié)構(gòu)示意圖。
圖11(b)為采用Γ(＝4)次完全互補(bǔ)序列的第3實(shí)施例的收發(fā)機(jī)的發(fā)送機(jī)電路結(jié)構(gòu)示意圖。
圖11(c)為采用Γ(＝4)次完全互補(bǔ)序列的第3實(shí)施例的收發(fā)機(jī)的接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)示意圖。
圖12為N元1次連立方程式的高速處理示意圖。
圖13為第4實(shí)施例的導(dǎo)頻支援形差分幀解調(diào)方式框圖。
圖14為導(dǎo)頻支援形差分幀解調(diào)方式的分析輸出發(fā)生頻度特性圖。
圖15為頻譜擴(kuò)展方式移動(dòng)通信系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)示意框圖。
圖16為傳輸過程中信號(hào)的頻譜模擬示意圖，(a)為接收波的頻譜特性示意圖，(b)為解擴(kuò)后的頻譜特性示意圖。
圖17為現(xiàn)有的直接擴(kuò)展形頻譜擴(kuò)展通信方式中的2值信息與發(fā)送幀信號(hào)的對(duì)應(yīng)圖。
實(shí)施方式本發(fā)明是為克服對(duì)CDMA通信方式的原有基于多路徑延遲波及干擾波的妨害抵抗能力弱的上述的問題點(diǎn)，發(fā)送機(jī)發(fā)送導(dǎo)頻幀，接收機(jī)采用此導(dǎo)頻幀的接收響應(yīng)信息，具有去除數(shù)據(jù)幀所含的基于多路徑延遲波及干擾波的妨害成分的功能。
圖1是本發(fā)明的輔助說明圖，是CDMA移動(dòng)通信方式的小區(qū)內(nèi)傳輸路徑說明圖。圖(a)的上行(Up-link)傳輸示出在此小區(qū)中從通信的移動(dòng)站ui(i＝0，1，2，……K)(以下稱用戶站)向基站BS發(fā)送發(fā)送波su(ui)的狀態(tài)。現(xiàn)在，如果設(shè)第0個(gè)用戶u0為希望站，則對(duì)BS來說直達(dá)波的接收波rD成為希望波。在這里點(diǎn)線示出基于多路徑的延遲波。發(fā)生希望波的延遲波成為自干擾波rs1。另一方面，來自希望站以外的用戶站(也稱為干擾站)的發(fā)送波作為他站(間)干擾波rX1被接收。其中不僅有直達(dá)波，如圖示也含有多路徑的延遲波。所以，接收的干擾波r1為自干擾波與他站干擾波的和。設(shè)全接收波為r，其表示為下式。
r(t)＝rD(t)+r1(t) (6)r1(t)＝rS1(t)+rX1(t) (7)圖(b)示出下行(Down-link)傳輸?shù)穆窂健Ｔ谶@里也發(fā)生由波線表示的基于多路徑的延遲波。而且，用戶站u0接收的接收波不僅有圖示的發(fā)送波sD(u0)和其延遲波，還含有未圖示的其他站sD(ui)(i≠0)和其延遲波。下行時(shí)干擾波和希望波到達(dá)希望站u0為止的所要時(shí)間相同，所以不只限于直達(dá)波，所有的干擾波都同步接收，因此由于同步傳輸比上行的非同步傳輸干擾妨害被減輕。
另外，存在遮擋直達(dá)波的物體時(shí)，也可以代替直達(dá)波而解調(diào)延遲波。這時(shí)，一些基于多路徑的干擾波比解調(diào)對(duì)稱波先行。在以下說明中，以在技術(shù)上較困難的上行傳輸為對(duì)象，為方便起見假定(此假定不失一般性)省略了先行波的狀態(tài)，論述系統(tǒng)的設(shè)計(jì)法。
圖2為采用本發(fā)明第1實(shí)施例的一般擴(kuò)展序列的收發(fā)機(jī)的電路結(jié)構(gòu)。圖(a)為第k(＝0，1，2，……k)個(gè)用戶uk的發(fā)送機(jī)TX的電路。準(zhǔn)備2進(jìn)信息b序列和導(dǎo)頻信息p序列，兩者由圖的導(dǎo)頻插入電路PI合成，其輸出成為b和p的合成序列。在序列b中插入的p的時(shí)間位置通常由從基站傳輸?shù)陌l(fā)送導(dǎo)頻幀時(shí)限信號(hào)eSP指定。接收機(jī)RX從其接收輸入由既有的同步技術(shù)生成同步信息。其中如后述包括指定eSP的信息。圖示的導(dǎo)頻時(shí)限發(fā)生電路PTG由輸入eSP生成導(dǎo)頻時(shí)限信息。
TX包括3個(gè)調(diào)制器MOD1，MOD2，MOD3。在MOD1上由b(圖中，uk的發(fā)送信息為bk，省略表示b)或p調(diào)制擴(kuò)展序列g(shù)(i)[i＝0，1，2，……，L-1]。在MOD2上此調(diào)制輸出s(i)調(diào)制碼片波形w(t)(通常碼片時(shí)間幅的方形波形，抽樣函數(shù)波形被使用)，生成基帶發(fā)送幀s(t)。在MOD3上s(t)調(diào)制載波fa生成uk的無線頻帶發(fā)送波sak(t)。
圖6的接收機(jī)RX中，接收輸入ra(t)進(jìn)來。ra(t)在受到衰減和失真的sa(t)中加入噪音，由圖2的調(diào)制器MOD4和減低濾波器LPF及同步于載波fa的本機(jī)載波 ra(t)變換為基帶頻帶的接收信號(hào)r(t)。希望站u0(以下將第0個(gè)用戶作為希望站)的發(fā)送波的衰減和失真由省略圖示的補(bǔ)償電路補(bǔ)償。所以，如果使r(t)成為補(bǔ)償電路輸出，則可認(rèn)為其中原樣包含基帶的發(fā)送波。各用戶站的發(fā)送波可以假定發(fā)生分別基于M個(gè)多路徑的延遲波，這些的失真被補(bǔ)償(干擾波或延遲波的衰減不被補(bǔ)償)。此基帶頻帶的接收波由r(t)=rof(t)+Σk=1krkf(t)+x(t)---(8)]]>rkf(t)=Σm=0Mikmbkgk(t-mTC)---(9)]]>給出。這里rkf(t)為由第k個(gè)用戶的發(fā)送波所生成的直達(dá)波和延遲波的和組成的群幀(群幀通常附下標(biāo)f)。μkm為第k個(gè)用戶的第m個(gè)延遲波的信號(hào)振幅，一般由于收發(fā)載波的相位差而變?yōu)閺?fù)數(shù)。另外，將對(duì)希望站的值進(jìn)行μ00＝1標(biāo)準(zhǔn)化來說明。x(t)為白色噪音過程，也包括失真補(bǔ)償?shù)氖Ｓ喑煞帧?br> 圖2的MOD5和積分器I1生成輸入信號(hào)r(t)和接收機(jī)的碼片波形w(t)的相關(guān)輸出。此相關(guān)輸出成為碼片周期的脈沖序列。在這里以每個(gè)希望站考慮一下同步于接收波的周期TD的同步接收幀r(t)[圖3(b)參照]。此幀r(t)成為由上述相關(guān)檢測(cè)的L個(gè)碼片脈沖組成的接收幀r(i)。如后所述，作為擴(kuò)展碼采用循環(huán)擴(kuò)張幀時(shí)的r(i)由式(10) 給出。作為時(shí)間變量t＝iTc和Tm＝mTc的離散值表示采用i和m。
此接收幀包含用數(shù)據(jù)b和導(dǎo)頻信號(hào)p調(diào)制的希望站接收幀rD(i)、rP(i)之一。圖示的同步電路SYN利用RX的最終檢測(cè)輸出生成所述希望站同步幀時(shí)限eF和收發(fā)導(dǎo)頻幀時(shí)限eSP、eRP，將eF向數(shù)據(jù)幀分析電路D-AYZ、將eRP向?qū)ьl幀分析電路P-AYZ傳輸。(這些同步信號(hào)也可以不利用檢測(cè)輸出而生成。例如如后所述，如果利用與發(fā)送站傳輸?shù)闹餍盘?hào)不同的頻帶或時(shí)隙，由同步專用信道或?qū)ず粜诺纻鬏敚瑒t可實(shí)現(xiàn)可靠性更高的系統(tǒng)操作。)由這些同步信號(hào)的幫助，D-AYZ分析rD(i)，P-AYZ分析rP(i)。D-AYZ由P-AYZ的分析輸出即導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣[P]，生成去除了rD(i)中所含的干擾波成分影響的希望站的解調(diào)輸出0。硬判定電路DEC硬判定0，生成對(duì)應(yīng)發(fā)送信息b0的檢測(cè)輸出0。
下面，對(duì)由于圖2實(shí)施例的基帶收發(fā)信號(hào)的幀結(jié)構(gòu)用圖3進(jìn)行說明。在這里，考慮希望站u0發(fā)送發(fā)送信號(hào)s0(t)，干擾站發(fā)送發(fā)送信號(hào)s1(t)，當(dāng)在基站解調(diào)希望站接收信號(hào)r0(t)的情況(k＝1的情況)。如圖(a)所示，發(fā)送波s0(t)由擴(kuò)張周期T的擴(kuò)張幀序列構(gòu)成。擴(kuò)張幀在核心幀(時(shí)間幅度TD)的前后附加頭部(時(shí)間幅度Th)和尾部(時(shí)間幅度Tf)。設(shè)用于此核心幀和擴(kuò)張幀的k站擴(kuò)展序列為gk(i)、gEK(i)。在頭部和尾部分別采用gk(i)的后部和前部時(shí)，gEK(i)的任意位置的時(shí)間幅度TD的部分成為gk(i)的循環(huán)碼。所以，gEk(i)是循環(huán)擴(kuò)張碼。另一方面，也可以設(shè)頭部和尾部為零碼。此時(shí)，gEK(i)成為帶間隙擴(kuò)張碼。u0采用擴(kuò)展序列g(shù)0(i)，將由發(fā)送信息b00、b01、b02、……調(diào)制從g0(i)生成的擴(kuò)張擴(kuò)展序列g(shù)E0(i)的輸出s0(t)用擴(kuò)張周期T發(fā)送。u1的發(fā)送信號(hào)s1(t)，非同步通信時(shí)一般在與s0(t)的時(shí)間差τ’01(≠0)的位置被發(fā)送?；驹谙蚋饔脩粽緜魉偷耐叫畔⒅校瑸椴皇购笫龅慕邮諑南嗷r(shí)間差τ01過大而加入控制此時(shí)間差τ’01的信號(hào)。
這2個(gè)發(fā)送信號(hào)的每一個(gè)都發(fā)生基于多路徑的延遲波。包含了此延遲波的接收波由圖(b)示出。接收信號(hào)為這些波的和。注目希望站同步接收幀中的直達(dá)波b00g0(i)。此幀的存在期間(圖示的時(shí)間幅度TD)的同步接收幀r(i)由同步信號(hào)ef抽出。在此幀內(nèi)包含干擾波(μ01b00g0(i)、μ02b00g0(i)、μ10b10g1(i)、μ11b10g1(i))的一部分。為使在此同步接收幀內(nèi)不混入相鄰幀的干擾波，作為Th＝Tf，設(shè)定以下條件。
|τ0k|+|τ’km|＜Th(k＝0，1，2，……，L-1、m＝0，1，2，……M)(11)這里，如前所述如果發(fā)送機(jī)的發(fā)送幀相對(duì)時(shí)限τ’0k由基站控制，則可以抑制使τ0k不會(huì)過大。延遲波(先行波)的延遲時(shí)間τ’km表示從直達(dá)波的延遲時(shí)間，由小區(qū)的自然環(huán)境決定其上限。所以，如果適當(dāng)選擇Th，則可以在不受相鄰幀影響的準(zhǔn)同步條件下實(shí)現(xiàn)解調(diào)操作。這是后述的為去除干擾波成分的必要條件。
下面說明圖2(b)的P-AYZ的功能?，F(xiàn)在，將圖3(a)的s0(t)中的1幀作為發(fā)送導(dǎo)頻幀(s0p(i)＝PgE0(i))，通常以p＝1調(diào)制擴(kuò)展序列并作成發(fā)送發(fā)送幀。在此發(fā)送幀的擴(kuò)張幀期間，如后述其他站不發(fā)送。接收機(jī)由來自同步電路SYN的接收導(dǎo)頻幀時(shí)限eRP可以識(shí)別此導(dǎo)頻幀的幀位置，因而抽出導(dǎo)頻接收幀rp(i)。(假設(shè)r0p(i)不包含白色噪音。通過由數(shù)據(jù)幀大功率發(fā)送或多次發(fā)送發(fā)送導(dǎo)頻幀，此假設(shè)基本實(shí)現(xiàn)。)P-AYZ由匹配于g0(i)的匹配濾波器MF(g0)構(gòu)成?，F(xiàn)在對(duì)從希望站接收的同步接收導(dǎo)頻群幀r0pf(i)(含延遲波)的P-AYZ的輸出(導(dǎo)頻幀響應(yīng))針對(duì)位移變量j由式(12)(13)(14)的周期互相關(guān)函數(shù)給出。(也可以采用非周期互相關(guān)。)Λ0f(j)=r0Pf(i)*g0(i)‾=ΣS=0L-1P0Sδ(j-s)---(12)]]>P0S=Σm=0Mμ0mλm00(s)---(13)]]>λm00(j)=1LΣi=0L-1c01c0i+m-j‾---(14)]]>這里*為卷積運(yùn)算記號(hào)，—表示共軛記號(hào)，δ為δ函數(shù)，λm00(j)為g0(i)與使g0(i)延遲mTc時(shí)TD內(nèi)包含的部分序列的互相關(guān)值，c0i為g0(i)的第i個(gè)碼片振幅，下標(biāo)i+m-j取modL的值。(作為位移軸變量τ＝j(luò)Tc和位移值τS＝sTc的離散值表現(xiàn)，采用位移變量j和位移參數(shù)s)而且，p0S為直達(dá)波與延遲波的s位移相關(guān)輸出的和，是u0的導(dǎo)頻幀的s位移合成相關(guān)輸出。
一般uk所發(fā)送的導(dǎo)頻幀的P-AYZ的輸出由式(15)(16)(17)Λkf(j)=rkPf(i)*g0(i)‾=ΣS=0L-1pksδ(j-s)---(15)]]>pks=Σm=0Mμkmλm0k(s)---(16)]]>λm0k(j)=1LΣi=0L-1c0icki+m-j+1,(0,k)‾---(17)]]>表示。這里λm0k(j)為g0(j)與使gk(j)延遲mTc時(shí)的部分序列的互相關(guān)值，i’(0，k)＝τ0k/Tc，p0S、pkS成為后述的矩陣[P]的第0列、第k列要素的值。
圖2(b)的D-AYZ用以下的方法分析圖3(b)的同步接收數(shù)據(jù)幀rD(i)。這里rD(i)相當(dāng)于式(10)的r(i)。首先求出r(i)g0(i)的周期互相關(guān)函數(shù)Φ(j)。Φ(j)是在對(duì)uk的導(dǎo)頻幀skP(i)的響應(yīng)(相關(guān)函數(shù))上乘以發(fā)送信息bk相加的值，由此式(18)成立。
這里φk、ε為對(duì)應(yīng)白色噪音x(i)的相關(guān)誤差、檢測(cè)輸出誤差，都為隨機(jī)變數(shù)。 接著，對(duì)未知數(shù)的解調(diào)輸出 下記L元1次連立方程式(19)被給出。 這里矩陣[P]通過將P-AYZ的輸出即矩陣的第k行轉(zhuǎn)置為第k列[PkS(s＝0，1，2，……，L-1)→pSk]來生成。由于μkm為復(fù)數(shù)pSk也為復(fù)數(shù)。只是也可以僅利用其實(shí)數(shù)成分。式(19)當(dāng)K≤(L-1)時(shí)可解。在D-AYZ，通過向MF(g0)加入rD(i)[＝r(i)]求得Φ(j)，利用矩陣[P]求出矩陣 將矩陣 中的 加入圖2b的DEC中，硬判定之，可求出希望站發(fā)送信息的檢測(cè)輸出0。由此方法，以去除了自干擾影響和他站干擾影響的形式檢測(cè)希望站發(fā)送信息。當(dāng)白色噪音x(i)小時(shí)，由于|ε|＜＜1，錯(cuò)誤率變小。
圖4為相關(guān)函數(shù)輸出特性圖。在上部，當(dāng)M＝2時(shí)將同步接收輸入r0pf(i)、r1pf(i)和匹配濾波器的序列g(shù)0(i)模型化并示出。在下部，作為導(dǎo)頻響應(yīng)示出對(duì)直達(dá)波與延遲波的相關(guān)函數(shù)[Λ0(j)/r0p(i)，Λ0(j)/r0p(i-1)等]及其合成輸出Λ0f(j)，Λ1f(j)。
在上述說明中，RX作為用于希望站同步接收數(shù)據(jù)幀的接受解調(diào)的解擴(kuò)用分析序列采用了g0(i)，但也可以代替g0(i)抽出并采用L碼片長(zhǎng)的任意分析序列，例如式(10)所示的在包含延遲波的導(dǎo)頻幀r0Pf(i)[＝r0f(i)]同步接收位置的L碼片序列。對(duì)應(yīng)此時(shí)的式(12)、(15)、(18)的式通過將這些式中的 變更為 并由此變更來變更式(13)、(14)、(16)、(17)來得到。當(dāng)然，對(duì)第1實(shí)施例所采用的擴(kuò)展序列g(shù)k(i)，可以利用沒有特別大的限制的任意的序列。
接下來，當(dāng)式(19)矩陣[P]的階比L小時(shí)，不能解式(19)。以下示出此時(shí)的對(duì)策。矩陣[P]由一般LU分解變換為式(20)， 可以由2個(gè)矩陣的積來表示。這里，求出[U]的對(duì)角要素ui(i＝0，1，2，……，L-1)中最下位值uL-1的標(biāo)準(zhǔn)值，u*L-1，L-1＝uL-1，L-1/u00(21)如果u*L-1，L-1＜＜1，則或是式(19)不能解，或是即使解開也易被噪音x(i)影響，式(18)的|ε|過大，其結(jié)果是錯(cuò)誤率增大。為解決此問題，例如將式(19)的矩陣[P]的右端矩陣[p0，K，p1，K，……PL-1，K]用矩陣[A]T＝[a0，a1，……，aL-1]置換，變?yōu)橄率?22)。 這是將第K個(gè)用戶uK從通信服務(wù)的目標(biāo)中除外，代替rpkf的接收響應(yīng)可以通過采用矩陣[A]T＝[a0，a1，……，aL-1]來實(shí)現(xiàn)。LU分解式(22)，其最小對(duì)角要素u*L-1，L-1表示為式(23)。u*L-1,L-1=Σakπkk=0L-1---(23)]]>這里，πk為矩陣[P]中的矩陣[A]以外的要素所定的定數(shù)。所以，通過使u*L-1，L-1的結(jié)構(gòu)成分akπk的極性相同而選擇ak的極性，可以回避矩陣[P]的階的減少或|ε|的增大。
此時(shí)，式(22)的矩陣[P]的確定值為式(23)的常數(shù)倍的值，因此求出此確定值，也可以利用其決定的ak的極性。用上述的方法決定極性后，可以簡(jiǎn)單地選|ak|＝1(或其他定數(shù))。
這樣，雖然本方式的實(shí)際可以提供服務(wù)的用戶數(shù)K+1從L減少(K+1＝L-1)到L-1，但是有即使在比較低的接收SN比的條件下也能實(shí)現(xiàn)低錯(cuò)誤率的有利之處。
在上述說明中，示出了先定義g0(i)或r0Pf(i)之類的分析序列，再根據(jù)此序列的導(dǎo)頻幀響應(yīng)Λ0f(j)[式(12)]求出矩陣[P]，解L元1次方程式[式(19)]，求出解調(diào)輸出 的方法。下面，定義具有新正交特性的導(dǎo)頻幀響應(yīng)Yk0(j)，示出利用其分析接收輸入r(i)，求出 的方法。
首先，由下式(24)定義針對(duì)從u0到來的導(dǎo)頻群幀r0Pf(i)的j位移周期相關(guān)函數(shù)Y00(j)。 這里y0(i)為長(zhǎng)度L的正交分析序列，除去位移0，與給出的r0pf(i)正交。因?yàn)槭?24)由L個(gè)式組成，所以只要階在L之下，可求出1個(gè)序列y0(i)。(r0pf(i)、y0(i)可為復(fù)數(shù)序列或?qū)崝?shù)序列之一。)由式(22)所示的方法，若減少用戶數(shù)K+1，則可以避免階的減少，一定可以求出y0(i)。在這里假定沒有階的降低。
y0(i)與從第k個(gè)干擾站uk(k≠0)到來的導(dǎo)頻群幀rpkf(i)的0位移相關(guān)Yk0由下式(25)求出。Yk0=1LΣi=0L-1rpkf(i)·y0(i)‾---(25)]]>Yk0示出k站的干擾妨害的量。于是，長(zhǎng)度L的干擾波分析序列w0(i)由下式(26)定義。 滿足L個(gè)上式的序列w0(i)可以由與求出式(24)時(shí)的同樣方法求出1個(gè)。所以，同步接收輸入幀r(i)與分析序列的0位移相關(guān)輸出成為下式(27)。 因此，由Wk0＝Y(jié)k0(k≠0)解調(diào)輸出從式(28)求得。 這里εy、εw是由白色噪音發(fā)生的成分。
論述代替利用2個(gè)分析序列而利用1個(gè)分析序列v0(i)的方法。設(shè)v0(i)是為滿足下式(29)的0位移相關(guān)而采用式(26)的方法求出來的序列。 因而，同步接收輸入幀r(i)與v0(i)的0位移相關(guān)輸出成為解調(diào)輸出。b~0=V0=Σi=0L-1r(i)·v0(i)‾=b0+ϵv---(30)]]>這里εv為對(duì)應(yīng)白色噪音的成分。
采用這些方法，可以實(shí)現(xiàn)利用于作為發(fā)送側(cè)擴(kuò)展序列對(duì)代碼長(zhǎng)L利用L個(gè)互不相同的任意序列，向(L-1)人的用戶分配其中的(L-1)個(gè)，將剩余1個(gè)用于接收解調(diào)的分析矩陣的修正的CDMA通信方式。此方法將會(huì)是如果為能基本忽視白色噪音的影響而由所述方法傳輸導(dǎo)頻幀，則具有完全不受干擾噪音影響的特性。
下面對(duì)各用戶站uk所發(fā)送的導(dǎo)頻幀和數(shù)據(jù)幀的構(gòu)成法進(jìn)行說明。作為此方法有時(shí)分法和頻分法。圖5示出時(shí)分傳輸用復(fù)幀的結(jié)構(gòu)。采用圖1的下行傳輸系統(tǒng)，從基站BS向uk發(fā)送圖5示出的復(fù)幀J的時(shí)限信息。如圖所示J以同樣形式和J’、J”反復(fù)。J稱為第1幀。J由(N+1)個(gè)第2幀In(n＝0，1，2，……，N)構(gòu)成，In由(K+1)個(gè)第3幀F(xiàn)k(k＝0，1，2，……，K)或Ck構(gòu)成。第3幀每個(gè)都為傳輸I比特信息的幀，具有圖3的周期T的時(shí)間幅度。在I0的幀隙Fk上，uk的發(fā)送導(dǎo)頻幀skP被發(fā)送，其他的所有用戶在此間隙上不發(fā)送，代之以只接收skP，并生成并存儲(chǔ)含有延遲波的全接收波的相關(guān)輸出響應(yīng)。因此，I0為導(dǎo)頻專用幀。另一方面，在In(n≠0)的幀隙Ck上，所有的用戶站可以發(fā)送其數(shù)據(jù)幀。本方式為孤立導(dǎo)頻傳輸方式。
接收了此復(fù)幀時(shí)限信息(例如J的先端時(shí)間位置的脈沖)的各用戶，可以從其接收位置設(shè)定發(fā)送用的復(fù)幀，各站可以在共同的復(fù)幀上發(fā)送。只是當(dāng)BS與uk之間的距離互不相同時(shí)會(huì)產(chǎn)生基于傳播延遲時(shí)間差的誤差。從u0和u1發(fā)送在BS接收的幀隙作為FJ0和FJ1圖示(為方便起見假設(shè)收發(fā)間的平均延遲時(shí)間為0。)圖示的τJ0、τJ1表示J與這些間隙的時(shí)間差。在此時(shí)間差與式(11)的τ0k之間存在τ0k＝τJ0-τJk的關(guān)系，因此如果設(shè)τJk和τ*km的最大值為τJkmax、τ*km，接收幀時(shí)間差的最大值為τmax的話，一般只要滿足式(31)τmax＝|τJkmax|+|τ*kM|＜Th(31)的關(guān)系，就能不受相鄰幀的影響而實(shí)現(xiàn)所述的解調(diào)。
即在上述條件下如圖3所示，自干擾波r0f(t)的擴(kuò)張幀序列的幀邊界(FBS)或從干擾站u1接收的r1f(t)的擴(kuò)張幀序列的幀邊界(FBC)不包含在同步接收幀(TD)的時(shí)間域中。因此，在同步接收幀的解調(diào)過程中不發(fā)生奇函數(shù)所述理論成立。
另外，在BS通過監(jiān)視uk的導(dǎo)頻幀可以測(cè)定τmax，因此當(dāng)此值過大時(shí)利用控制信道對(duì)uk發(fā)送發(fā)送幀位置修正信息，從而控制發(fā)送幀的時(shí)限。作為控制信道可以利用傳呼或幀同步用信道的一部分。
下面說明頻分法。圖6(a)示出幀結(jié)構(gòu)，圖7(b)示出對(duì)應(yīng)的頻譜。在圖(a)中，若對(duì)核心序列長(zhǎng)為L(zhǎng)(序列周期TD＝LTC)的由1個(gè)擴(kuò)展序列組成的發(fā)送幀sB(t)進(jìn)行DFT(離散傅立葉變換)，則成為圖(b)上段的頻譜。這里假設(shè)L＝7，將各脈沖變換成具有平方余弦形頻譜的碼片波形并發(fā)送。這時(shí)以頻率0為中心在兩側(cè)產(chǎn)生7個(gè)一組的線譜。這時(shí)最外側(cè)的頻率(±7fD，fD＝T-1D)振幅和其外側(cè)的頻譜成分為0。
排列了4個(gè)此擴(kuò)展序列的周期TG(＝4TD)反復(fù)序列在圖(a)的下側(cè)示出。u0發(fā)送的導(dǎo)頻幀s0P(t)、數(shù)據(jù)幀s0D(t)由4g0、4b00g0構(gòu)成，通過在表示其外側(cè)前部(頭部、時(shí)間幅度Th)和后部(尾部、時(shí)間幅度T1)的點(diǎn)線部分附加g0的后部、前部，來構(gòu)成周期TE的擴(kuò)張幀。用同樣的方法示出u1發(fā)送的導(dǎo)頻及數(shù)據(jù)幀s1P(t)及s1D(t)。雖然在此兩幀之間存在時(shí)間差τ01，但τ01設(shè)定成比頭部(尾部)短。如果在u0的發(fā)送波的同步接收位置(TG)抽出這些擴(kuò)張幀并對(duì)其進(jìn)行DFT分析，則可得到圖6的第2段的頻譜。
此頻譜的頻率隙存在于每個(gè)fG(＝T-1G)，為4倍于上段的頻譜密度，只不過占有整個(gè)隙的1/4。分別DFT分析了4個(gè)波的每一個(gè)的輸出也占有相同頻隙。在圖(a)針對(duì)DFT分析對(duì)象的時(shí)間域TG，s1P(t)和s1D(t)的反復(fù)序列在位移了τ01的時(shí)間位置，基于所述頭部和尾部的存在，在周期TG抽出的序列作為反復(fù)了4個(gè)同一序列的序列出現(xiàn)，因此其頻譜的占有頻隙不變。
所以，u0，u1的發(fā)送機(jī)由圖(a)的每一個(gè)擴(kuò)張幀，調(diào)制相互fG不同的載波f0、f1、f2、f3并作成幀，如果接收機(jī)在周期TG抽出此輸出進(jìn)行DFT分析，則可得到圖(b)下段所示的無線頻帶中碼片側(cè)的頻譜S0P(f)、S0D(f)、S1P(f)、S1D(f)。(為方便起見表示碼片側(cè)頻譜。)即在頻率軸上排列4個(gè)擴(kuò)張幀的結(jié)果，這些波相互正交，因此在接收機(jī)可以相互不干擾地分離它們。只是2的情況，對(duì)來自圖6所示的u0，u1的接收幀的時(shí)間差τ01或解調(diào)對(duì)象的主幀與延遲幀的時(shí)間差τ0M、τ1M(省略圖示)，需要滿足式(31)的關(guān)系。
此方法在第1實(shí)施例的應(yīng)用，可以通過將圖3的各核心幀例如多次反復(fù)，作成附加了頭部和尾部的擴(kuò)張幀并準(zhǔn)備導(dǎo)頻用和數(shù)據(jù)用載波來實(shí)現(xiàn)。
由圖6的方法，可實(shí)現(xiàn)載波f0和f2用于導(dǎo)頻幀S0P(t)和S1P(t)的傳輸，f1用于u0，u1發(fā)送的第1數(shù)據(jù)幀S0D1(t)和S1D1(t)的傳輸，f3同樣用于u0，u1發(fā)送的省略了圖示的第2數(shù)據(jù)幀S0D2(t)和S1D2(t)的傳輸?shù)姆绞?。用此方式，在每個(gè)擴(kuò)張幀周期TG，每次可以發(fā)送u0和u1的1個(gè)導(dǎo)頻幀和2個(gè)數(shù)據(jù)幀。本方式頻率利用率η的尺度由下式(32)碼片/比特表示。 這里，NG為總載波數(shù)，Np為導(dǎo)頻用載波數(shù)。圖7是Nf＝4、Np＝2、K＝1的情況，如果L＝7、Lh＝Lι＝6，則v≠8.5。v越小越有利。采用所述說明的最大多重化的數(shù)量條件K+1＝L-1，為能在每一TG接收各用戶的導(dǎo)頻幀使Np＝L-1。因而有式(33)。v=NfL+Ln+L1(Nf-L+1)(L-1)---(33)]]>上式中，如果Nf＞＞L＞＞1，則有v→1。這意味著為傳輸1比特，此方式占有的頻帶幅度為1Hz，與現(xiàn)有的CDMA方式(v10)相比，v變小而效率η顯著變大。
另外，一般當(dāng)在每個(gè)周期TG沒有必要接收來自所有用戶的導(dǎo)頻響應(yīng)時(shí)，例如可以是設(shè)一共同的導(dǎo)頻用載波(Np＝1)，(K+1)個(gè)用戶共用導(dǎo)頻幀S0P(t)(使用頻帶S0P(f))，并順序時(shí)分割地使用其的方式。此時(shí)，接收各站的導(dǎo)頻幀的周期為(K+1)TG，v由用(Nf-1)L置換了式(32)分母的式給出，因此若設(shè)計(jì)Nf＞＞1，則v會(huì)更小。
用圖6、圖7說明的方式是孤立導(dǎo)頻傳輸方式。本方式具有不受來自用戶站干擾波影響的優(yōu)點(diǎn)，但需要分配孤立導(dǎo)頻用時(shí)隙或同頻隙。因而，成為使上述的v增大的要因。對(duì)此，以下示出不設(shè)孤立間隙傳輸導(dǎo)頻信息的有效方法。
定義滿足下式(34)的0位移以外完全正交于用戶uk的擴(kuò)展序列g(shù)k(i)的分析序列zk(i)。 這里zk(i)為周期互相關(guān)函數(shù)。如果接收幀只是來自u(píng)k的導(dǎo)頻群幀rkpf(i)中第m個(gè)延遲波的話，則其與zk(i-m’)的相關(guān)量由下式(35)給出。 接著通過采用zk(i-m’)可以檢測(cè)只延遲的輸入的振幅。這里如果允許來自其他用戶的干擾波的混入的話則同樣的相關(guān)輸出由下式(36)給出。 這里，εI、εW為基于來自其他用戶的干擾波與白色噪音的相關(guān)輸出。現(xiàn)在，假設(shè)例如uk以1次/10幀的比率發(fā)送其導(dǎo)頻幀。如果繼續(xù)N幀積分只是此導(dǎo)頻幀的檢測(cè)，求出其平均值的話，則各干擾站的發(fā)送信息bk，(k’≠k)的序列一般由擾頻器接近εI→0。因?yàn)榘咨胍舻钠骄狄矠?，所以εW→0同時(shí)實(shí)現(xiàn)。此時(shí)要求從uk接收的k站用導(dǎo)頻幀的幀位置與從uk，(k’≠k)接收的k’站用導(dǎo)頻幀位置相互基本不吻合(若吻合則干擾部分εI→常數(shù))。這可由基站利用下行路控制各站的導(dǎo)頻幀位置來實(shí)現(xiàn)。而且，在圖6的頻分法中，例如uk若采取將載波fk用于k站導(dǎo)頻和多個(gè)站的共同數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆椒ǎ瑒t由于涉及導(dǎo)頻載波經(jīng)常不同，因此兩者在時(shí)間上即使幀位置吻合也不生成εI，可以滿足所述的條件。本方式的特征在于，基于干擾混存導(dǎo)頻傳輸方式可提高頻率利用效率。
圖7為本發(fā)明第2實(shí)施例的幀結(jié)構(gòu)和收發(fā)信的示意圖。這里考慮用戶站數(shù)為2(K＝1)的情況。圖7(a)示出u0和u1的基帶發(fā)送波形。g為u0、u1采用的共同擴(kuò)展序列。u0的發(fā)送導(dǎo)頻幀s0p(t)是由在Ng(＝4)次反復(fù)g的周期TG的反復(fù)序列附加了頭部h0和尾部ι0的周期TE的擴(kuò)張序列所構(gòu)成。
u0的發(fā)送數(shù)據(jù)幀作為s0n(t)(n＝0，1，2，……，N-1)被示出。圖表示N＝4的情況，在時(shí)間幅度TE中含有4幀。用于s0p(t)的擴(kuò)張序列表示為E0(i)。E0(i)的序列長(zhǎng)LE由下式(37)表示。
LE＝Lh+NgL+Lι(37)這里L(fēng)h、Lι為頭部和尾部的長(zhǎng)度，Ng為g的反復(fù)數(shù)。如果將用于s0n(t)的擴(kuò)張序列表示為En(i)的話，則En(i)為將E0(i)周期地n碼片位移了的序列，由En(i)＝E0(n-i) (38)給出。如果設(shè)將En(i)核心部分的反復(fù)序列為Gn(i)，則與n無關(guān)，由Gn(i)＝g(i)×4 (39)給出。只是Gn(i)的時(shí)間位置占用比G0(i)遲n碼片的位置，因此對(duì)應(yīng)n頭部長(zhǎng)增大n碼片，尾部長(zhǎng)減少n碼片。
對(duì)En(i)乘上發(fā)送信息b0n作成發(fā)送數(shù)據(jù)幀s0n(t)。所以，在TE的時(shí)間幅度u0送出1個(gè)導(dǎo)頻幀和4個(gè)數(shù)據(jù)幀發(fā)送4比特。用同樣的方法u1采用相同的擴(kuò)展序列g(shù)(i)，發(fā)送s1P(t)和s1n(t)。這是如果將s0P(t)、s0n(t)、s1P(t)、s1n(t)放到fG位移了的載波f0、f1、f2、f3上傳輸，則這些發(fā)送幀的頻譜被分別配置在頻隙上。
這些發(fā)送幀的每一個(gè)發(fā)生基于多路徑的延遲波(這里假定其數(shù)字為M＝2)，由此對(duì)應(yīng)s0P(t)和s0n(t)的接收波變?yōu)槿鐖D7(b)。同樣對(duì)應(yīng)s1P(t)和s1n(t)的接收波變?yōu)槿鐖D7(c)。圖7(b)和圖7(c)的直達(dá)波的接收時(shí)間差τ01從非同步上行傳輸?shù)奶匦砸话?。這里假定并圖示其偏差為TC的情況。
接收機(jī)中，在解調(diào)s0n(t)的過程中抽出接收數(shù)據(jù)幀的核心部分Gn(i)。Gn(i)是同步接收幀，生成Gn(i)與RX所準(zhǔn)備的反復(fù)序列g(shù)(i)×4的相關(guān)輸出。這時(shí)，如果含有其他幀[s0P(t)、s0n，(t)(n’≠n)、s1P(t)、s1n(t)]的幀邊界，則即使各幀的DFT分析的結(jié)果分別在每個(gè)頻隙上的信號(hào)，在幀邊界擴(kuò)展序列的極性對(duì)應(yīng)發(fā)送信息一般起變化，因此對(duì)此相關(guān)輸出有干涉妨害。為避免之，附加了頭部和尾部。對(duì)接收直達(dá)波的時(shí)間差最大值τJmax、延遲波的最大值τ*M，如果式(40) 成立，則可以避免上述的妨害。
TX將1個(gè)發(fā)送導(dǎo)頻幀s0P(t)搭載至載波f0并傳輸，RX接收對(duì)應(yīng)的f0上的同步接收幀r0Pf(t)。r0Pf(t)包含M個(gè)的延遲波。若對(duì)其用f0解調(diào)，用碼片波形求相關(guān)的話，則成為下式的離散值序列r0Pf(i)。(以下省略為表示來自u(píng)0的接收波而采用的式(12)～(14)中的標(biāo)記0，進(jìn)行Λ0f(j)→Λf(j)，λ00(j)→λ(j)，p0S→pS，μ0m→μm變更并記述。)rPf(i)=Σm=0MrP(i-m)=Σm=0Mμmb0g(i-m)---(41)]]>RX由內(nèi)含的序列發(fā)生器輸出式(39)的Gn(i)，生成rPf(i)與G0(i)的互相關(guān)函數(shù)Λf(j)。注意延遲波成為循環(huán)位移序列之處，與式(12)～(14)同樣，Λf(j)由式(42) 給出。這里，NgL＝4L為匹配濾波器的序列長(zhǎng)，λm(j)是g(i)與g(i)的循環(huán)位移序列的自相關(guān)函數(shù)。在這里，作為擴(kuò)展序列g(shù)(i)，為使其周期自相關(guān)函數(shù)在0位移以外取0而采用自正交序列。此時(shí)因?yàn)橛惺?43) 所以能得到式(44)。 在這里，直達(dá)波和延遲波的范圍被設(shè)為(0≤m≤M)。因此，由希望站u0的發(fā)送導(dǎo)頻幀的響應(yīng)即Λf(j)可以測(cè)定多路徑的特性。(繼續(xù)省略對(duì)應(yīng)u0的標(biāo)記)接著設(shè)從u0發(fā)送的第n個(gè)數(shù)據(jù)幀sn(t)所對(duì)應(yīng)的第n個(gè)同步接收幀的離散值序列為rnf(i)(n＝0，1，2，……，N-1)。由于此所有的序列由同一載波f1傳送過來，所以用通常的方法不能分離它們。rnf(i)的所有序列的和簡(jiǎn)單地表示為r(i)，與G0(i)的相關(guān)函數(shù)用式(41)與式(18)同樣求出。 這里Φs為r(i)所包含的對(duì)應(yīng)白色噪音的成分。上式示出s位移相關(guān)輸出s由Φs、式(42)的μm和第n個(gè)發(fā)送信息bn給出。
式(45)的s通過將r(i)加到匹配于G0(i)的匹配濾波器中求出，因此對(duì)未知數(shù)bn下式(46)的N元1次連立方程式成立。 這里，矩陣[P]為循環(huán)矩陣，其要素由式(42)～(44)給出。
采用自正交序列，作為式(43)的成立條件，設(shè)延遲波數(shù)M＝2，在同一幀時(shí)間T中發(fā)送的同時(shí)傳輸幀數(shù)為N＝4，時(shí)間變量為s時(shí)的Φ的結(jié)構(gòu)要素由圖8示出。這里，如果作為g(i)采用不自正交序列時(shí)，式(43)的導(dǎo)頻響應(yīng)對(duì)(j≠m)有λm(j)≠0，因此[P]不成為循環(huán)矩陣，基本為復(fù)數(shù)。此時(shí)為避免階數(shù)下降，不送bN-1而通過采用式(22)的方法選定P的第(N-1)個(gè)的矩陣，可以解之。另外，解式(46)時(shí)，可以采用式(24)～(28)示出的y(i)和w(i)或式(29)、(30)示出的v(i)來求解。
假如采用了自正交序列時(shí)，在同時(shí)傳輸幀數(shù)N的上限Nmax和延遲波數(shù)M、g(i)的代碼長(zhǎng)L之間有以下關(guān)系。
Nmax＝∞ (M≤L)(47)Nmax≤(L-1) (M≥L)在此系統(tǒng)中，只送出s0p(t)和s0n(t)，采用2次反復(fù)g(i)的反復(fù)序列時(shí)(Ng＝2)的擴(kuò)張幀的長(zhǎng)度由式(33)和(36)，用式LE＝2Lh+2L+(N-1) (48)給出。若包括導(dǎo)頻幀用的碼片數(shù)求解為傳輸1比特的數(shù)據(jù)所要的碼片數(shù)v，則有ν＝2LE/(N-1) (49)當(dāng)N→∞時(shí)，可實(shí)現(xiàn)2碼片/比特的傳輸。如果在導(dǎo)頻幀上時(shí)時(shí)傳輸導(dǎo)頻信息，而其大部分作為數(shù)據(jù)幀傳輸用，則基本可以實(shí)現(xiàn)1碼片/比特的傳輸。由上述方法用其他載波f2、f3同時(shí)傳輸s1p(t)和s1n(t)時(shí)，此值也不變。
這里，如果作為擴(kuò)展序列g(shù)(i)在相互互相關(guān)的小N個(gè)的代碼字g0，g1，……，gH-1中選出1個(gè)并傳輸，則本方式可擴(kuò)張為多值傳輸方式。此時(shí)，每一發(fā)送幀傳輸log2H比特，因此v更小。
因?yàn)槭?46)的矩陣[P]是循環(huán)矩陣，所以對(duì)此也可以用傅立葉變換方式來求解。首先用傅立葉變換的記號(hào)FN變換矩陣[P]的第一行，得到矩陣[α]。 FN(i,j)=1Nexp[-2π-1Nij]---(51)]]>這里，F(xiàn)N(i，j)是矩陣[FN]的i行j列的成分。用此，可得到以下2式的關(guān)系。
如果將矩陣[P]-1在式(46)的右邊從左側(cè)乘，則 得出，可求出 此時(shí)一般沒有階數(shù)下降。
圖9是第2實(shí)施例的收發(fā)機(jī)的電路結(jié)構(gòu)。圖(a)是u0的發(fā)送機(jī)TX的電路。由u0的導(dǎo)頻信息p(＝1)調(diào)制圖7(a)的擴(kuò)張序列E0用其輸出調(diào)制載波f0，得到輸出s0P(t)。這里MOD1～MOD5為調(diào)制器。接著由N比特的發(fā)送信息b0～bN-1的每一個(gè)調(diào)制擴(kuò)張序列E0～EN-1，用合成了這些輸出s00(i)～s0，N-1(i)的輸出s0(i)調(diào)制載波f1，從而生成輸出s0D(t)。發(fā)送再合成s0P(t)和s0D(t)的輸出s0a(t)。
圖9(b)是檢測(cè)希望站u0的發(fā)送信息的接收機(jī)RX的電路。u0和u1所發(fā)送的發(fā)送幀s0a(t)和s1a(t)的兩者被合成，并作為合成輸入ra(t)被接收。ra(t)中的導(dǎo)頻群幀r0Pf(t)和數(shù)據(jù)群幀r0Df(t)分別搭載在載波f0和f1上，因此由乘法器MOD6、MOD7和對(duì)應(yīng)的本機(jī)載波及低通濾波器LPF解調(diào)成基帶接收信號(hào)。雖在圖中省略，但由碼片波形相關(guān)解調(diào)，由同步門GS和同步信號(hào)eR抽出擴(kuò)張幀E0，其輸出變換成碼片脈沖序列r0Pf(i)和r0Df(i)。r0Df(i)是包含圖7(b)整個(gè)r00f(t)～r03f(t)的接收序列。r0Pf(i)、r0Df(i)被加到匹配于圖7的反復(fù)序列G0的匹配濾波器中。采用其輸出Φ(j)和所述的Λ0f(j)，分析電路AYZ生成u0所發(fā)送的第n個(gè)發(fā)送信息的分析結(jié)果 通過在DEC中硬判定 得到檢測(cè)輸出0n。
作為在這里采用的自正交序列，有對(duì)M序列附加直流分量的序列、弗蘭克序列和DFT序列等的4相序列。L碼片的4相序列也可以作為L(zhǎng)碼片×2相序列采用。
接著，代替用于第2實(shí)施例的自正交序列，也可以采用有相互配對(duì)關(guān)系的E(偶差正交)序列對(duì)。在這里，取長(zhǎng)度L＝8的下記所示的E序列對(duì)為例進(jìn)行說明。
gH＝(++-++++-)gV＝(++-+---+)此E序列對(duì)的自相關(guān)函數(shù)和互相關(guān)函數(shù)如下式在偶數(shù)位移時(shí)為0。只是0位移自相關(guān)值為1。
通過反復(fù)4個(gè)此序列g(shù)H作成反復(fù)序列。通過在該反復(fù)序列的前后附加所述保護(hù)序列生成擴(kuò)張序列EH(n)。同樣生成擴(kuò)張序列Ev(n)。這里括弧內(nèi)的n是對(duì)EH(0)、Ev(0)進(jìn)行了n碼片循環(huán)位移的序列。現(xiàn)在，設(shè)這些序列序列的長(zhǎng)度都為L(zhǎng)E?？紤]以T＝LETC為幀周期的發(fā)送幀。對(duì)此發(fā)送幀序列的各幀隙，設(shè)定周期NpT的循環(huán)周期，在各幀附加隙號(hào)e(＝0，1，2，……，Np-1)，設(shè)對(duì)應(yīng)e的擴(kuò)張序列為EHe(n)、Eve(n)。然后，設(shè)EH0(0)為導(dǎo)頻幀，EHe(n)、Eve(n)(e≠0)為數(shù)據(jù)幀。
這里，以每Np隙1次的幾率送出導(dǎo)頻幀pEH0(0)，RX從所述的理論正確地檢測(cè)出其多路徑響應(yīng)的矩陣[P]。即有sP(t)＝pEH0(0)(e＝0，n＝0)(57)第e(≠0)個(gè)幀隙由數(shù)據(jù)幀下式給出。 這里，bHn、bvn為發(fā)送信息。
由上式，在sDe(t)中包括2個(gè)擴(kuò)張幀和其每次位移2碼片的序列。如果采用已經(jīng)由sP(t)得到的矩陣[P]，并且，利用式(50)的偶差正交特性，則RX在接收對(duì)應(yīng)sDe(t)的數(shù)據(jù)幀時(shí)，能夠分離識(shí)別包含其中的全部L個(gè)信息。
在此方式中，例如站u0的發(fā)送幀通過由sP(t)和sDe(t)調(diào)制f0而生成，站u1的發(fā)送幀通過由同樣的基帶調(diào)制f1而生成。(這時(shí)有必要將反復(fù)2次擴(kuò)展序列g(shù)H的序列用于EH(0)的核心。)與圖7～9示出的方式比較，在圖7雖將每次循環(huán)位移1碼片的擴(kuò)張幀的每一個(gè)用于信息傳輸，但限定使用1個(gè)種類的擴(kuò)展序列。而在這里描述的方式，雖有必要利用每次循環(huán)2碼片的擴(kuò)張幀的每一個(gè)，但可以重復(fù)使用2個(gè)種類的擴(kuò)展序列。因此，其頻率利用率基本等于圖7～9示出的方式的值。
接著對(duì)本發(fā)明的第3實(shí)施例進(jìn)行說明?？紤]下述所示的序列長(zhǎng)L＝4的4個(gè)2值互補(bǔ)序列。 將這些序列加進(jìn)匹配于自序列及他組的各序列的匹配濾波器，求出其兩側(cè)相關(guān)函數(shù)，利用其輸出求出以j為位移變量的下述合成相關(guān)輸出。 上述序列的組合[(A0，A1)(B0，B1)]為完全互補(bǔ)序列時(shí)，在式(41)～(44)中，若以μ0m≡μ0＝1、M＝0，L＝LM＝4求解，則右邊的值為， 這里，0位移值(s＝0)是2個(gè)序列相關(guān)量的和，因此若設(shè)接收電壓μ0＝1則為2。
從靈活利用此相互序列的特征的觀點(diǎn)考慮下述的具有序列長(zhǎng)LE(＝4L+2)的擴(kuò)張序列。
EA0＝(-A0A0A0A0+)EA1＝(+A1A1A1A1+)
TX由將導(dǎo)頻信息p(＝1)乘上此2個(gè)擴(kuò)張序列的輸出調(diào)制具有頻率差fG[＝(2LTC)-1]的2個(gè)載波f0、f1，生成下式的發(fā)送幀，TX發(fā)送之。
sP(t)＝[EA0/f0]+[EA1/f1] (61)RX只解調(diào)對(duì)應(yīng)sP(t)的接收直達(dá)波rP(t)，設(shè)已得到用(乘以f0及f1求出其低頻成分的)碼片波形相關(guān)解調(diào)的下式的輸出rP(t)。 這里[f0]表示由f0的解調(diào)。另外，假定在傳輸過程中沒有衰減。上式的第2段的第3及第4項(xiàng)因輸入信號(hào)的頻隙和解調(diào)用載波正交而為0。而且，第3段的第1及第2項(xiàng)可以分離取得。rP(i)中，若將用f0解調(diào)的輸出加進(jìn)匹配于序列長(zhǎng)LM(＝8)的序列(A0A0)的匹配濾波器MF(A0A0)中，則其輸出成為EA0和(A0A0)的相關(guān)函數(shù)。另一方面，若將用接收直達(dá)波rP(i)中的f1解調(diào)的輸出加進(jìn)同樣的濾波器，則求出EA1和(A1A1)的相關(guān)函數(shù)。將兩者輸出相加的輸出ΛA(j)，在式(42)～(44)中，通過設(shè)μ0＝1，M＝0，LM＝2L＝8(匹配濾波器的序列長(zhǎng))，由下式表示。 這里擴(kuò)展序列長(zhǎng)為L(zhǎng)E＝4L+2＝18，σ＝(LE-LM)/2(＝5)是一側(cè)的位移范圍。這里，實(shí)際的接收波如式(10)所示由直達(dá)波和M個(gè)的延遲波構(gòu)成，注意是由rPf(i)表示。因此，合成加進(jìn)針對(duì)延遲波的同樣的輸出的實(shí)際的相關(guān)函數(shù)輸出由下式表示。 這里，μ0是直接波的接收電壓，μm(m≠0)是延遲波的接收電壓。圖10示出第三實(shí)施例的匹配濾波器輸出的結(jié)構(gòu)要素。圖(a)為導(dǎo)頻幀的響應(yīng)輸出。在上面2段示出輸入rP(i-m)的A0對(duì)應(yīng)輸入和匹配濾波器的序列(A0A0)。兩者的積A0對(duì)應(yīng)相關(guān)函數(shù)輸出與同樣的A1對(duì)應(yīng)相關(guān)函數(shù)輸出之和作為ΛA(j)/rP(i-m)示出。Λf(j)是由包含多路徑效果的接收波可實(shí)際觀測(cè)的j位移相關(guān)值。圖的x印是包含了基于相鄰幀的干擾成分的輸出。RX由同步信號(hào)ERP設(shè)定導(dǎo)頻響應(yīng)pS的可觀測(cè)期間TSP，抽出此導(dǎo)頻響應(yīng)序列。
接著TX用與上述同樣的方法，利用互補(bǔ)序列(B0，B1)傳輸N個(gè)發(fā)送信息bn(n＝0，1，2，……，N-1)。即下述舉例示出序列長(zhǎng)LE＝21的0位移及2位移擴(kuò)張序列。
EB0(0)＝(+B0B0B0B0+000)EB1(0)＝(-B1B1B1B1+000)EB0(2)＝(00+B0B0B0B0+0)EB1(2)＝(00-B1B1B1B1+0)EB0(n)一般是n碼片位移EB1(0)，左側(cè)的n個(gè)空碼片隙為0，除去右側(cè)的n碼片的序列。用此生成的發(fā)送數(shù)據(jù)幀由下式表示。
sn(t)＝[bnEB0(n)/f0]+[bnEB1(n)/f1](65)N個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)幀用相同的時(shí)間帶，相同的頻隙發(fā)送。
RX接收N個(gè)數(shù)據(jù)幀和其每個(gè)所生成的所有延遲波之和的下式的接收波。r(i)=Σn=0Nrnf(i)+x(i)---(66)]]>rnf(i)=Σm=0Mrn(i-m)---(67)]]>若將r(i)加進(jìn)匹配于(B0B0)的濾波器及匹配于(B1B1)的濾波器生成輸出的話，則此輸出成為合成了N個(gè)對(duì)與式(53)、(54)同樣的相關(guān)函數(shù)乘了bn的相關(guān)函數(shù)輸出ΛDf(j)/rnf(i)的序列Φ(j)。ΛDf(j)/rnf(i)=ΣS=-U+MUbnpSδ(j-s)+ϵ---(68)]]>φ(j)=Σn=0N-1ΛDf(j)/rnf(i)=ΣS=-U+M+N-1Uφjδ(j-s)---(69)]]>這里ε是對(duì)應(yīng)白色噪音x(i)的成分。N=4時(shí)的第n個(gè)數(shù)據(jù)幀響應(yīng)ΛDf(j)/rnf(i)和其合成輸出Φ(j)的輸出序列與輸入r0f(i)、r1f(i)和匹配濾波器序列一起由圖10(b)示出。式(69)的加算范圍作為不含x印的時(shí)間帶由TSD在圖中表示。RX由同步信號(hào)eRD抽出此時(shí)間帶的數(shù)據(jù)響應(yīng)序列。
若由所述輸出如下述定義導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣[P]、未知數(shù)矩陣[ ]、數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣[Φ]，則在其間以下的N元1次連立方程式成立。 Pij＝Pss＝i-j+1(modN) (71)這里Pij是矩陣[P]i行j列的要素，ps是式(64)的值。求出這些未知數(shù) 若對(duì)此硬判定則得出檢測(cè)輸出n。另外，因?yàn)樯鲜降膶?dǎo)頻矩陣[P]是循環(huán)矩陣，所以用式(50)～(54)的方法可解。而且解式(70)時(shí)，也可以利用式(24)～(28)示出的y(i)和w(i)或式(29)、(30)示出的v(i)。
在上述方式中，可以將互補(bǔ)序列(A0，A1)分配給u0的導(dǎo)頻幀，將互補(bǔ)序列(B0，B1)分配給u0的數(shù)據(jù)幀，但用這些序列不能傳輸其他站的數(shù)據(jù)。為同時(shí)傳輸多個(gè)站的數(shù)據(jù)，采用可以阿達(dá)瑪為基礎(chǔ)作成的Γ(＝2.4.16……)以下的完全互補(bǔ)序列。1階、2階、4階的阿達(dá)瑪矩陣HΓ由下式定義。H1=+++----(72)]]>H2=+++++-+-++--+--+---(73)]]> 這里是表示克羅內(nèi)克積的記號(hào)。下面將以連接H2的行的長(zhǎng)16的序列為對(duì)角成分的對(duì)角矩陣作為 求出這些矩陣的積H4λ4，如下式將其各行記述為序列長(zhǎng)L＝24＝16的序列g(shù)hv(h，v＝0，1，2，3)。 將ghv作為h行v列的要素，得到下記矩陣。Γ4=(g00,g01,g02,g03)(g10,g11,g12,g13)(g20,g21,g22,g23)---(77)]]>Γ4為4次完全互補(bǔ)序列。在這些要素的本身及互相關(guān)函數(shù)的和之間有下式示出的相關(guān)關(guān)系。Λ(gh/gh′)=Σh=03ghv*gh′v′‾]]>=Σs=-1515psδ(j-s)---(78)]]> 采用上述的互補(bǔ)序列g(shù)hv的每一個(gè)，可以定義所述反復(fù)序列(A0x4)及與擴(kuò)張序列(EA0)同樣的序列。反復(fù)序列Ghv由ghvx4構(gòu)成，擴(kuò)張序列Ehv由在Ghv的前后附加了保護(hù)序列的序列構(gòu)成。
Ghv＝(ghvghvghvghv)E00(0)＝(+--+--+g00G00g00+++++-+)E01(0)＝(--+++--g01G01g01+-+-+++)E02(0)＝(++++-+-g02G02g02++--+--)E03(0)＝(-+-++++g03G03g03+--+++-)對(duì)Ehv(0)(h≠0)也能生成同樣的擴(kuò)張序列。為發(fā)送u0的導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)對(duì)u0分別分配E0v和E1v的集合。然后若由Ehv調(diào)制載波fv并傳輸，u0的發(fā)送導(dǎo)頻幀和數(shù)據(jù)幀與式(61)、(65)同樣地由下式給出。s0P(t)=Σv=03[E0v/fv]---(80)]]>s0n(t)=Σv=03[b0nE1v(n)/fv]---(81)]]>這里，b0n是從u0發(fā)送的第n個(gè)發(fā)送信息，E1v(n)是用與生成EB0(n)的方法相同的方法n碼片位移的序列。因?yàn)閚＝0，1，2，……，N-1、N＝L，所以用Ehv的序列長(zhǎng)LE碼片可傳輸L比特。
同樣，為傳輸u1的導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)對(duì)u1分配E2v和E3v的集合，與式(80)和(81)相同，在同一載波fv上導(dǎo)頻幀[E2v/fv]、第n個(gè)數(shù)據(jù)幀[b1nE3v/fv]生成(b1n第n個(gè)發(fā)送信息)。這樣，接收機(jī)接收從2站傳輸?shù)陌l(fā)送幀，若由各站導(dǎo)頻幀的協(xié)助，用所述的方法分析解調(diào)其數(shù)據(jù)幀，可以不受延遲波和干擾波的妨害而生成發(fā)送信息的推定值 通過硬判定它們，可以求出檢測(cè)輸出0n、1n。
若增大Γ的次數(shù)(Γ＝2γ，γ＝1，2，3……)，可利用的序列組成為Γ組。若作為導(dǎo)頻及數(shù)據(jù)用分別分配各站2組，則(Γ/2)站的用戶可同時(shí)利用該互補(bǔ)序列，不受相互的干擾妨害而進(jìn)行通信。
下面說明本發(fā)明的頻率利用效率。擴(kuò)張序列的長(zhǎng)度LE和所有用戶站可同時(shí)發(fā)送的數(shù)據(jù)量(比特?cái)?shù))I由下式給出。 之后，每比特的所要碼片數(shù)由 給出。在各用戶多次發(fā)送的導(dǎo)頻幀中有1次作為導(dǎo)頻發(fā)送用，而在其他期間也可以作為數(shù)據(jù)發(fā)送用。或是，向?qū)ьl幀只分配1個(gè)序列的組，所有用戶站可以時(shí)分利用。若采用這些方法，則有v1(Γ＞＞1)，可以實(shí)現(xiàn)1碼片/比特的傳輸。
圖11為本發(fā)明第3實(shí)施例的收發(fā)機(jī)電路結(jié)構(gòu)，示出采用Γ＝4的完全互補(bǔ)序列的情形。圖(a)是u0發(fā)送機(jī)的部分電路，上側(cè)是為生成導(dǎo)頻幀，下側(cè)是為生成第n個(gè)數(shù)據(jù)幀的調(diào)制電路。擴(kuò)張序列發(fā)生器E(0)-Gen利用互補(bǔ)序列g(shù)0v發(fā)生4個(gè)序列E0v(0)。在4個(gè)調(diào)制器MOD1中由導(dǎo)頻信息p調(diào)制E0v(0)，將其每一個(gè)輸出加進(jìn)調(diào)制器MOD2并調(diào)制fv。用∑合成這些調(diào)制輸出并生成導(dǎo)頻幀s0P(t)。(由于p＝1，所以可以省略MOD1而將MOD2加進(jìn)E0v。)另一方面，E(n)-Gen利用互補(bǔ)序列g(shù)1v發(fā)生4個(gè)序列E1v(n)。在4個(gè)調(diào)制器MOD3中由發(fā)送信息bn調(diào)制E1v(n)。在4個(gè)調(diào)制器MOD4中由所述調(diào)制輸出的每一個(gè)調(diào)制fv。用合成器∑合成這些調(diào)制輸出并生成第n個(gè)數(shù)據(jù)幀s1n(t)。
圖11(b)是u0的發(fā)送機(jī)電路，由圖11(a)的部分電路MP和16個(gè)Mn(n＝0，1，2，，……，15)構(gòu)成。通過用合成器∑合成部分電路輸出并生成發(fā)送信號(hào)sa(t)。
圖11(c)是接收解調(diào)來自希望站u0的信號(hào)的接收機(jī)電路。在輸入信號(hào)ra(t)中，包含s0P(t)、s1P(t)及16個(gè)一組的s0n(t)、s1n(t)，而且包含這些波的延遲波。ra(t)在在4個(gè)調(diào)制器MOD5中由4個(gè)本機(jī)載波fv和低通濾波器LPF解調(diào)，由基于省略圖示的碼片波形w(t)的相關(guān)解調(diào)成為4個(gè)碼片脈沖列r(i)/fv。其每一個(gè)都分別加進(jìn)圖示的匹配濾波器MF(S0v)和MF(S1v)。
前者的輸出是圖10(a)所示的導(dǎo)頻響應(yīng)Λf(j)，求出這些式(64)的pij。后者的輸出是Φ(j)。由加進(jìn)同步用門的同步脈沖eRP和eRD，只向分析電路AYZ傳輸有用的輸出。AYZ進(jìn)行由式(70)求出未知數(shù) 的運(yùn)算。通過用DEC硬判定 來檢測(cè)u0發(fā)送的信息 上述功能的大部分采用數(shù)字信號(hào)處理可以容易實(shí)現(xiàn)，從而使不受干擾妨害的解調(diào)檢測(cè)成為可能。
在上述實(shí)施例中，例如若設(shè)e0n(t)(n＝1，3，……，N-2)，則每隔2碼片構(gòu)成發(fā)送幀，可以進(jìn)行N/2比特/幀的傳輸。一般可以隔任意碼片進(jìn)行傳輸。
另外，作為用于u0數(shù)據(jù)幀傳輸?shù)幕パa(bǔ)序列g(shù)1v，準(zhǔn)備M*種類的代碼字，并記為gm1v(m＝0，1，2，……，M*-1)。作為m’＜M*一般在gmhv和gm’h，v(h’≠h)之間有所述的完全互補(bǔ)關(guān)系。但是，在gmhv和gm’hv(m≠m’)之間不一定需要正交關(guān)系，只要兩者的互相關(guān)系數(shù)不過大即可。這樣的代碼字的例子，在文獻(xiàn)(電子信息通信學(xué)會(huì)，信學(xué)技法IT98-65)中有詳述。u0的TX通過從M*種類的gm1v中選出1個(gè)并傳輸，可以實(shí)現(xiàn)Nlog2M*比特/幀的傳輸。
而且，代替將發(fā)送信息bn限定于2值(±1)，給予M*個(gè)的多值振幅，TX傳輸其中的一個(gè)級(jí)別。在RX中，將 加進(jìn)M*個(gè)的硬判定電路，從其輸出判定發(fā)送級(jí)別信息。由此方法，可以實(shí)現(xiàn)Nlog2M*比特/幀的傳輸。由這些方法，可以將v的值減少至1/log2M*。
現(xiàn)在，設(shè)移動(dòng)通信系統(tǒng)的各小區(qū)Cp(p＝1，2，3……)采用完全互補(bǔ)序列的組Γp。此時(shí)，各小區(qū)由于采用同一頻率帶因而有必要通過減小Γp和Γp’(p≠p’)之間的互相關(guān)來抑壓小區(qū)間的干擾。采用由任意的方法交換了式(74)的阿達(dá)瑪矩陣的行、列的矩陣Hp，可以作成多種Γp，因此如果從其中選出互相關(guān)小的候補(bǔ)分配給各小區(qū)，則可以達(dá)成上述目的。
本發(fā)明的第1～第3實(shí)施例包含解連立方程式的數(shù)字信號(hào)處理過程。以下說明即使在導(dǎo)頻幀的響應(yīng)為移動(dòng)通信的情況下，利用由對(duì)10～103數(shù)據(jù)幀1次的幾率已經(jīng)很充分之點(diǎn)，由簡(jiǎn)單的操作來實(shí)現(xiàn)該處理的技術(shù)。
現(xiàn)在考慮解由已知矩陣[P]、未知數(shù) 數(shù)據(jù)響應(yīng)觀測(cè)值矩陣[Φ]組成的下面的連立1次方程式。 這里設(shè)pij(i，j＝1，2，3，……N)固定，觀測(cè)值Φi每次變化。此時(shí)，作為N個(gè)連立1次方程式，如下述設(shè)定Eq1～EqN。 這里Eq1示出求出將式(84)右邊的觀測(cè)值的轉(zhuǎn)置矩陣作為[Φ]＝[Φ1，2，...N]時(shí)的假想解，其為矩陣 利用如此求出的N個(gè)假想解矩陣，正確解由下式給出。 圖12為N元1次連立方程式的高速處理方法的框圖。將從導(dǎo)頻幀響應(yīng)求出的矩陣[P]的值加進(jìn)各分析器AYZi。AYZi根據(jù)預(yù)先假定的觀測(cè)值矩陣[Φ]求出假想解 并存儲(chǔ)之。每次數(shù)據(jù)幀到來，都求出其幀的正確觀測(cè)值矩陣[Φ]。在圖的乘法器MOD中對(duì)Φ的成分Φi和 進(jìn)行乘法運(yùn)算，并在合成器∑中相加這些輸出，得出解矩陣 此方法是可以由簡(jiǎn)單的運(yùn)算高速求出大部分的數(shù)據(jù)幀的解的技術(shù)，若對(duì)所述諸實(shí)施例并用，則非常奏效。
圖13是第4實(shí)施例即導(dǎo)頻支援形差分幀解調(diào)方式的框圖。假定進(jìn)行著圖1(a)所示的上行傳輸?shù)耐ㄐ?，希望站u0、干擾站uk都發(fā)送導(dǎo)頻幀s0P(t)、skP(t)及數(shù)據(jù)幀s0D(t)、skD(t)。設(shè)導(dǎo)頻幀或采用與圖6同樣的復(fù)幀，或如圖7用反復(fù)核心擴(kuò)展序列的方法傳送，接收機(jī)取得各局的導(dǎo)頻響應(yīng)。在這里，uk的發(fā)送機(jī)TX發(fā)送由發(fā)送信息調(diào)制了圖3(a)所示的周期T的擴(kuò)張序列的發(fā)送幀sk(t)。假設(shè)接收機(jī)RX由均衡放大和同步技術(shù)，同步接收第n個(gè)數(shù)據(jù)幀rn(i)(省略標(biāo)記D表示，變換成離散值表現(xiàn))。(實(shí)際上rn(i)雖然是含有多個(gè)延遲波的群幀，但在這里省略標(biāo)記f)從所述的導(dǎo)頻響應(yīng)生成式(20)的矩陣[P]。
在圖3中，接收信號(hào)r(i)由接收機(jī)的同步控制信號(hào)eRP和eRD，上述的導(dǎo)頻幀rpk(i)被分配給AYZP，第n個(gè)數(shù)據(jù)幀rn(i)被分配給存儲(chǔ)電路MEM。rn(i)經(jīng)延遲電路D被送往差分幀生成電路DIF，在這里生成與MEM的讀出輸出的差分輸出?，F(xiàn)在假設(shè)D的輸出為解調(diào)對(duì)象的目標(biāo)幀rv。為了簡(jiǎn)單，假設(shè)rγ＝r0來說明。
DIF所生成的差分(和分也一起稱作差分)幀由下式定義。 這里rn(i)是第n個(gè)對(duì)幀。以下對(duì)d0n+(i)進(jìn)行說明，并省略+標(biāo)記記述。
在圖13的分析器AYZD中，代替式(18)中的r(i)采用上述差分幀d0n(i)，則得到基于u0的擴(kuò)展序列g(shù)0(i)的相關(guān)函數(shù)Φ(i)。若采用此觀測(cè)值矩陣[Φ]和[P]，則可以求出差分幀所包含的用戶站uk的擴(kuò)展序列的振幅成分βk，0n。實(shí)際上白色噪音被包含在d0n(i)時(shí)此輸出變?yōu)?考慮矩陣 代替式(19)的 作為未知數(shù)利用則得到下式。[P][β~0n]=[φ]---(88)]]>如果(K+1)≤L，可以求出上述干擾方程式的解 [防止階下降時(shí)為(K+1)≤(L-1)]具體地講，對(duì)1個(gè)同步接收數(shù)據(jù)幀即目標(biāo)幀r0(i)，利用來到其近旁的多個(gè)(ND個(gè))對(duì)幀rn(i)[n＝-(N0/2)……-2，-1，1，2，……(N0/2)]，作成ND個(gè)(只是差分時(shí))差分幀。對(duì)此各差分幀如果應(yīng)用上式，則作為含白色噪音影響時(shí)的解可以求出ND個(gè) 在這里，目標(biāo)幀所包含的u0的發(fā)送信息b00和對(duì)幀上的發(fā)送信息b0n若加算時(shí)為Ca，相沖時(shí)為Cc，則有下式的關(guān)系。 這里，ε0和εn是對(duì)應(yīng)第0和第n個(gè)幀輸入所包含的白色噪音的誤差，為隨機(jī)變量。所以，加到AYZb的ND個(gè)集合 的振幅分布成為以2b00+ε0和ε0為中心的2個(gè)高斯分布的和。圖14將對(duì)應(yīng)b00＝+1的發(fā)生頻度分布分別分解為2個(gè)高斯分布并示出。然后，可求出下式的推定值。 上式示出在差分幀數(shù)ND增大的同時(shí)由大數(shù)法則收斂于b00+ε0。圖13的分析器AYZb算出ND個(gè)集合 的平均值，得到 [若將同樣的計(jì)算也對(duì)式(87)的差分幀d0n-(i)進(jìn)行應(yīng)用，則得到別的ND個(gè)集合。相加這些并可以利用2ND個(gè)集合的平均值。]這里，b00＝b0h＝1為真，關(guān)注滿足下式條件的對(duì)幀號(hào)h的差分幀d0h。 上面的2式同時(shí)成立，輸入幀d0h中的白色噪音相互基本相沖。接著，在b00＝1、b0h’＝-1為真的條件下，考慮滿足下式的差分幀d0h’。 同時(shí)滿足上面2式時(shí)，在輸入幀d0h’中一般應(yīng)含有大的白色噪音。
抽出上述的h群差分幀，討論其時(shí)的干擾站的發(fā)送信息的成分 (k≠0)。由于ε＝0，所以這些值被包含在規(guī)定值
的周圍。另一方面，h’群差分幀的同樣的成分 (k≠0)不一定被包含在0，±2的周圍，而是分散。所以，如果用圖13的DEC硬判定兩群的差分幀的含在對(duì)應(yīng)干擾站解調(diào)成分的規(guī)定值周圍的數(shù)， ∈0，±2]和 的大小，可以得到u0送出的第0個(gè)信息的檢測(cè)輸出00。
一般在CDMA通信方式中，在1個(gè)小區(qū)(自小區(qū))內(nèi)進(jìn)行圖1的通信，在相鄰(其他)的小區(qū)利用同一頻帶也并行進(jìn)行同樣的通信。如此的來自其他小區(qū)的小區(qū)間干擾的分布可用白色噪音近似，其平均值為0，因此基于增大差分幀數(shù)ND，可以回避其影響。
下面作為第4的其他實(shí)施例對(duì)利用分析函數(shù)除去干擾形差分幀方式進(jìn)行說明。次方式是作為圖13的分析器AYZD的功能，取代解式(19)的同次方程式而采用所述分析函數(shù)的方法。
所述同步差分輸入幀d0n(i)與式(26)的干擾波分析序列w0(i)的0位移相關(guān)由式(26)用下式表示。Dw0n=1LΣi=0L-1d0n(i)·w0(i)‾=Σk=1K(bk0+bkn)Wk0+ϵw0+ϵwn---(93)]]>這里，bk0，bkn；εw0，εwn是對(duì)應(yīng)輸入幀r0(i)與rn(i)上的uk的發(fā)送信息、白色噪音的相關(guān)成分。
差分幀所包含的干擾成分相互完全相沖時(shí)，式(93)的右邊第1項(xiàng)為0，得到相沖剩余越小Dw0n越減少的特性。這里定義Dw0n的電功率。
Pthem＝{Dwlls}2(94)于是，從差分幀集合[n＝-(ND/2)……-2，-1，1，2，……(ND/2)]選出滿足下式的集合，附加新號(hào)h[h＝1，2，……，H，H≤ND]。
Pdwh＜Pth(h∈n) (95)這里pdwh是第h個(gè)差分幀與w0(i)的相關(guān)電功率，Pth是適當(dāng)確定的閾值電功率。當(dāng)沒有相沖成分，所有干擾成分都相加時(shí)式(94)的電功率由Pmax={Σk=1K2|Yk0|}2---(96)]]>給出。所以通過選Pth為PMAX的1/10左右，可以選擇相沖干涉的大部分的差分幀的集合s[d0h]。
若求出此集合的每一個(gè)與式(23)定義的y0(i)的相關(guān)輸出平均值，則它成為發(fā)送信息的期待值 上式由以1/2的概率發(fā)生了式(89)的Ca和Cc的H個(gè)成分成立。其噪音成分(ε0+εh)的平均值εdh(H)基于式(95)的幀選擇效果比采用ND個(gè)差分幀時(shí)的平均值εdh(ND)顯著減小。
下面表示采用其他分析函數(shù)的差分幀選定方法。由差分幀d0n(i)和式(24)定義的分析函數(shù)y0(i)的j位移周期相互函數(shù)由下式給出。Dy0h(j)=1LΣi=0L-1d0n(i)·y0(i-j)‾]]>=(b00+b00)+Σk=1K(bk0+bkn)Yk0+ϵy(j=0)---(98)]]>j≠0時(shí)Dy0n(j)不含第2式第1項(xiàng)的希望波成分。接下來，由下式定義上述相關(guān)函數(shù)的功率Pdyn。Pdyn=1(L-1)Σj=1L-1{Dy0n(j)}2---(99)]]>如果差分幀所包含的白色噪音和干擾噪音的和由差分相沖時(shí)，則有Pdyn＝0。在這里由與上述相同的閾值功率Pth，選定第h個(gè)差分幀。
Pdyn＜Pth(h∈n) (100)這樣一來針對(duì)所選定的差分幀的h集合s[d0h(i)]，利用式(97)可求出發(fā)送信息的推定值 若由圖13的DEC硬判定此推定值，可檢測(cè)發(fā)送信息0。
另外，在式(98)中，代替y0(i)可以采用式(35)定義的z0(i)。這時(shí)，r0pf(i)包含強(qiáng)延遲波成分g0(i-m)時(shí)，可以將式(99)的積分范圍限定于j≠m。
在上述的說明中，為選定h集合采用了式(100)。在高噪音的環(huán)境下若選擇過小的Pth值，則h集合所包含的候補(bǔ)幀數(shù)為0而不能求得 在這種情況下，多少增大一些Pth的值，代之以加進(jìn)以下所示的第2條件。
如果h集合所包含的差分幀的含有噪音由充分的相沖效果減少的話，式(97)的Dy0h應(yīng)該取規(guī)定值(0，±2)的附近值。然后設(shè)置3個(gè)小區(qū)R0(0±δ)、R2(2±δ)、R-2(-2±δ)，在H個(gè)Dy0h中，設(shè)取這些小區(qū)內(nèi)的值的差分幀的個(gè)數(shù)為H0、H2、H-2。一般為H≥(H0+H2+H-2)。接著，可以求出下面的評(píng)價(jià)函數(shù)。η=H2-H-2H0+H2+H-2---(101)]]>b0＝1時(shí)，如果殘留在h集合的各差分幀的噪音十分小，則有H2H0，H-2＝0，從而有η＝0.5。所以，由DEC硬判定η的正負(fù)，可以檢測(cè)發(fā)送信息00。
進(jìn)而，通過作為每個(gè)用戶的發(fā)送序列對(duì)采用第3實(shí)施例說明的自互補(bǔ)序列，可實(shí)現(xiàn)上述差分解調(diào)方式?，F(xiàn)在設(shè)導(dǎo)頻響應(yīng)另外獲得。準(zhǔn)備例如2組完全互補(bǔ)序列[(A0，A1)，(B0，B1)]和[(C0，C1)，(D0，D1)]。對(duì)用戶uA，uB，uC，uD，分配(A0，A1)，(B0，B1)、(C0，C1)，(D0，D1)。對(duì)各組的各要素序列，作成附加了對(duì)應(yīng)的一對(duì)的頭部和尾部的擴(kuò)張序列，由站A的第n個(gè)發(fā)送信息bAn調(diào)制A0，A1的擴(kuò)張幀，由各調(diào)制輸出調(diào)制并合成載波f0，f1，從而生成發(fā)送幀。其他站也生成同樣的發(fā)送幀并發(fā)送。接收機(jī)接收在f0和f1上分別形成的2組合成幀(A0，B0，C0，D0)和(A1，B1，C1，D1)，由上述本機(jī)載波可分離這2組。接收第0個(gè)目標(biāo)幀r0(i)，然后解調(diào)希望站uA的信息時(shí)，RX將采用f0，f1所解調(diào)的輸出加進(jìn)分別匹配于序列(B0，B1)的2個(gè)匹配濾波器。在(A0，A1)和(B0，B1)之間存在式(60)示出的Λ0(j)的完全正交特性。所以，上述濾波器輸出的和不包含(A0，A1)和其延遲波兩者與(B0，B1)的相關(guān)成分。但是，(C0，C1)及(D0，D1)與(B0，B1)之間由于沒有正交關(guān)系，所以包含前兩者與(B0，B1)的相關(guān)成分。
利用此正交特性。即求出式(87)的差分幀d0n(i)和(B0，B1)的相關(guān)函數(shù)輸出，進(jìn)而求出其功率在式(95)示出的閾值功率以下的差分輸入集合s[d0h(i)]。此選出的h集合與希望站序列(A0，A1)的0位移相關(guān)輸出的平均值由與式(97)同樣的式給出，成為發(fā)送信息推定值 這樣，對(duì)希望站，通過采用正交的分析函數(shù)(B0，B1)，求出不含很多干擾噪音或白色噪音的差分幀的h集合，然后以低錯(cuò)誤率檢測(cè)發(fā)送信息00。
一般在CDMA通信方式中，在1個(gè)小區(qū)(自小區(qū))內(nèi)進(jìn)行圖1的通信，在相鄰(其他)小區(qū)也并行進(jìn)行同樣的通信。并且，自小區(qū)，他小區(qū)的通信普遍是采用同一頻帶。所以，RX在受到自小區(qū)內(nèi)的來自他站的干擾外，還受到來自他小區(qū)的小區(qū)間干擾。對(duì)于自小區(qū)內(nèi)的他站干擾，可以用第1～第3實(shí)施例處理，而對(duì)小區(qū)間干擾或白色噪音等的附加的噪音不能發(fā)揮充分的效果。但是，第4實(shí)施例具有可以回避此小區(qū)間干擾等的優(yōu)點(diǎn)。
本發(fā)明如在以上詳細(xì)說明的那樣，在CDMA通信方式中，發(fā)送機(jī)不僅是數(shù)據(jù)幀，也發(fā)送孤立或重復(fù)形導(dǎo)頻幀，接收機(jī)活用此接收導(dǎo)頻響應(yīng)，提供生成除去了數(shù)據(jù)幀響應(yīng)所包含的多路徑效果和干擾波的影響的解調(diào)輸出的方法。上述系統(tǒng)，采用解多元1次連立方程式的代數(shù)運(yùn)算處理，提供使此處理簡(jiǎn)易化、高速化的方法。還提供解按原樣不能解的方程式的方法。而且，針對(duì)用此代數(shù)運(yùn)算不能去除的附加噪音，提供應(yīng)用差分幀分析方法，利用基于多個(gè)對(duì)幀的噪音相沖效果去除此噪音的方法。
由以上的特性，如果將本發(fā)明應(yīng)用于移動(dòng)通信系統(tǒng)、無線LAN、衛(wèi)星通信系統(tǒng)等，其大容量化和改善頻率利用之處非常奏效。
權(quán)利要求1記載的發(fā)明，如作為第1例說明的那樣，發(fā)送機(jī)作成對(duì)擴(kuò)展序列附加了保護(hù)序列的擴(kuò)大序列，通過由發(fā)送信息和導(dǎo)頻信息調(diào)制擴(kuò)大序列，生成并發(fā)送數(shù)據(jù)幀和不受來自其他用戶的干擾妨害的孤立導(dǎo)頻幀，接收機(jī)接收對(duì)應(yīng)所述發(fā)送幀的數(shù)據(jù)群幀和導(dǎo)頻群幀，并以后者的解調(diào)響應(yīng)為基礎(chǔ)分析前者，通過由其結(jié)果推定干擾波成分的影響，從接收解調(diào)成分中去除干擾成分的影響，從而能不受干擾的妨害檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求2至4記載的發(fā)明，如作為第1實(shí)施例說明的那樣，作為所述權(quán)利要求1記載的發(fā)明中的分析方法，通過以接收導(dǎo)頻群幀、數(shù)據(jù)群幀的相關(guān)函數(shù)為基礎(chǔ)解生成的多元1次連立方程式，或利用從接收導(dǎo)頻群幀求出的分析序列解接收數(shù)據(jù)群幀，可以求出解調(diào)輸出進(jìn)而檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求5記載的發(fā)明，如第1實(shí)施例說明的那樣，發(fā)送機(jī)在復(fù)幀的導(dǎo)頻時(shí)限上時(shí)分發(fā)送用戶的導(dǎo)頻幀，因此可以不受其他站發(fā)送的幀的影響得到希望站發(fā)送的導(dǎo)頻幀的分析響應(yīng)，并以其結(jié)果為基礎(chǔ)不受干擾波的妨害檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求6記載的發(fā)明，如第1實(shí)施例說明的那樣，生成反復(fù)發(fā)送數(shù)據(jù)幀和反復(fù)導(dǎo)頻幀，采用通過用不同的載波調(diào)制加算這些反復(fù)幀而頻分合成的發(fā)送復(fù)幀，接收機(jī)可以不受來自其他用戶站發(fā)送的同樣的發(fā)送復(fù)幀的干擾妨害而接收希望站發(fā)送的導(dǎo)頻群幀，并據(jù)此可以分析數(shù)據(jù)群幀，從而可以以其結(jié)果不受干擾波的妨害檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求7與采用孤立導(dǎo)頻幀的權(quán)利要求1、5、6的方式形成對(duì)照，重復(fù)其他用戶站的發(fā)送幀所使用的時(shí)間、頻隙而發(fā)送重復(fù)形導(dǎo)頻幀，通過盡可能不受干擾影響地選定分析序列，生成重復(fù)形導(dǎo)頻響應(yīng)，提供用此分析接收數(shù)據(jù)群幀的方法，進(jìn)而提供提高頻率利用率的方法。
權(quán)利要求8及9記載的發(fā)明，如第2實(shí)施例說明的那樣，在所述權(quán)利要求1的發(fā)明的基礎(chǔ)上，對(duì)在反復(fù)自正交擴(kuò)展序列并生成的序列的前后配置作為保護(hù)序列的反復(fù)序列的后部和前部的擴(kuò)張序列進(jìn)行n碼片循環(huán)位移，由于采用其結(jié)果的n位移擴(kuò)張序列，因此發(fā)送機(jī)每隔1碼片即使發(fā)送由別的信息調(diào)制的幀，接收機(jī)也可以不受相互干擾的妨害對(duì)它們進(jìn)行分離識(shí)別，進(jìn)而檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求10及11記載的發(fā)明，如第3實(shí)施例說明的那樣，在所述權(quán)利要求1的發(fā)明的基礎(chǔ)上，采用在反復(fù)了完全互補(bǔ)序列的控制要素群的序列附加了保護(hù)序列的擴(kuò)張序列，并發(fā)送將這些由發(fā)送數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻信息調(diào)制了的幀，因此即使每隔1碼片發(fā)送分配給多個(gè)站的序列，接收機(jī)也可以不受相互干擾妨害地接收它們，進(jìn)而可以檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求12至14記載的發(fā)明，如第3實(shí)施例說明的那樣，通過或以任意的碼片間隔發(fā)送幀，或調(diào)整導(dǎo)頻幀的發(fā)送頻度，可以增加針對(duì)實(shí)用化條件的設(shè)計(jì)的自由度，或提高頻率利用率，進(jìn)而可以不受干擾波的妨害檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求15及16記載的發(fā)明，如第3實(shí)施例說明的那樣，作為擴(kuò)展序列選擇發(fā)送多種類序列的1個(gè)，或進(jìn)行多值振幅調(diào)制，因而平均1幀的信息傳輸量增加，具有能提高頻率利用率的效果。
權(quán)利要求17、18，每當(dāng)解多元1次連立方程式時(shí)，以防止其序列矩陣的階下降為目的，設(shè)計(jì)將利用用戶的最大數(shù)預(yù)先減少1人份，或?qū)⒖衫玫拿看a片間隔的時(shí)隙減少1時(shí)隙份的系統(tǒng)，從而統(tǒng)計(jì)性地縮小由白色噪音引起的分析誤差，進(jìn)而提高接收信號(hào)的錯(cuò)誤率特性。
權(quán)利要求19，利用權(quán)利要求8～12所采用的系數(shù)矩陣為循環(huán)矩陣之條件，通過采用傅立葉變換、逆變換矩陣進(jìn)行分析，可以削減運(yùn)算量。
權(quán)利要求20記載的發(fā)明，如第3實(shí)施例說明的那樣，因?yàn)椴捎锰貏e的多元1次方程式解析方法，因此可以導(dǎo)頻幀響應(yīng)為基礎(chǔ)，明顯減少分析接收數(shù)據(jù)幀時(shí)所要的運(yùn)算量，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)高速處理。
權(quán)利要求21至23記載的發(fā)明，如第4實(shí)施例說明的那樣，針對(duì)從希望站到來的解調(diào)對(duì)象目標(biāo)幀生成多個(gè)差分幀，利用它們來獲得針對(duì)該目標(biāo)幀的校正差分輸出，在該校正差分輸出中，推定選擇具有小的校正差分噪音功率的差分幀的集合，并以該集合的分析輸出為基礎(chǔ)生成解調(diào)輸出，因此可以不受小區(qū)間干擾的妨害檢測(cè)發(fā)送信息。
權(quán)利要求
1.一種具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于在直接擴(kuò)展形CDMA通信方式中，各發(fā)送機(jī)具有生成在核心擴(kuò)展序列的前后作為保護(hù)序列配置了該擴(kuò)展序列的后部和前部或0序列的擴(kuò)張序列，由發(fā)送信息調(diào)制該擴(kuò)張序列并生成發(fā)送數(shù)據(jù)幀，由導(dǎo)頻信息調(diào)制該擴(kuò)張序列并生成不受其他發(fā)送機(jī)發(fā)送的同樣的數(shù)據(jù)及導(dǎo)頻幀影響的孤獨(dú)形導(dǎo)頻幀，并且發(fā)送它們的功能，接收機(jī)具有接收與希望站擴(kuò)張序列中的核心序列同步位置的同步接收數(shù)據(jù)群幀和同樣的同步接收孤獨(dú)導(dǎo)頻群幀，并分析該兩群幀的功能；從該兩分析輸出推定干擾波成分的影響并去除之，從而生成希望站u0的發(fā)送信息的推定值 的功能；硬判定該推定值的功能，由此不受干擾妨害檢測(cè)發(fā)送信息。
2.權(quán)利要求1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于接收機(jī)具有將從第k(＝0，1，2，……)個(gè)各用戶站uk接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站u0的數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)的方法；通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ所構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
3.權(quán)利要求1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于通過求與從希望站u0接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk的方法、求與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w的方法、從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，進(jìn)而求希望站發(fā)送信息的推定值
4.權(quán)利要求3中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于求與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，使r和v的0位移相關(guān)值V為推定值
5.權(quán)利要求1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于為使在希望站同步接收幀內(nèi)不包含接收機(jī)從希望站接收的自干擾波的擴(kuò)張幀序列的幀邊界或從各干擾站接收的各擴(kuò)張幀序列的幀邊界，基站的發(fā)送機(jī)具有向各用戶站發(fā)送控制各用戶站的發(fā)送幀序列的發(fā)送時(shí)限的復(fù)幀同步信息的準(zhǔn)同步功能，各用戶站接收機(jī)具有接收識(shí)別該同步信息的方法，各用戶站發(fā)送機(jī)具有在該復(fù)幀的各導(dǎo)頻間隙上時(shí)分發(fā)送該各用戶的導(dǎo)頻幀的方法，該基站的接收機(jī)具有接收對(duì)應(yīng)的該導(dǎo)頻群幀，并生成導(dǎo)頻響應(yīng)相關(guān)函數(shù)或分析序列的方法。
6.權(quán)利要求1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于發(fā)送機(jī)具有反復(fù)排列核心擴(kuò)展序列并生成反復(fù)序列，在該反復(fù)序列的前后附加保護(hù)序列并生成擴(kuò)張序列的方法；通過由發(fā)送信息和導(dǎo)頻信息調(diào)制該擴(kuò)張序列的1至多個(gè)進(jìn)而分別生成反復(fù)數(shù)據(jù)幀群和反復(fù)導(dǎo)頻幀的方法；通過相加由該兩反復(fù)幀的每一個(gè)調(diào)制相互不同的載波而得到的輸出生成頻分合成的發(fā)送多幀的方法，接收機(jī)具有接收該多幀并通過采用與發(fā)送載波對(duì)應(yīng)的本機(jī)載波和同步技術(shù)分離解調(diào)對(duì)應(yīng)的同步接收數(shù)據(jù)群幀群和導(dǎo)頻群幀的方法；為在從希望站接收的同步接收幀內(nèi)不包含從希望站接收的自干擾波的擴(kuò)張幀序列的幀邊界或從各干擾站接收的各擴(kuò)張幀序列的幀邊界，發(fā)送控制各用戶站發(fā)送機(jī)的發(fā)送時(shí)限的同步信息的準(zhǔn)同步功能。
7.權(quán)利要求1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于代替所使用的孤獨(dú)導(dǎo)頻，各發(fā)送機(jī)在與其他發(fā)送機(jī)發(fā)送的數(shù)據(jù)幀重復(fù)的時(shí)限上周期性地發(fā)送重復(fù)形導(dǎo)頻幀，接收機(jī)接收該各重復(fù)形導(dǎo)頻幀，使其針對(duì)多個(gè)導(dǎo)頻幀求出希望站擴(kuò)展序列與在0位移以外正交的分析序列z的相關(guān)值，從這些相關(guān)值的平均值獲得導(dǎo)頻響應(yīng)輸出。
8.權(quán)利要求1中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于第k個(gè)用戶站uk(k＝0，1，2，……)的發(fā)送機(jī)具有生成在多次反復(fù)長(zhǎng)L的核心擴(kuò)展序列的反復(fù)序列的前后作為保護(hù)序列配置了該反復(fù)序列的后部和前部的擴(kuò)張序列E0的方法；生成n(n＝1，2，……，L-1。)碼片循環(huán)位移了該擴(kuò)張序列的n位移擴(kuò)張序列En的方法；由第n個(gè)發(fā)送信息bkn調(diào)制該n位移擴(kuò)張序列En并生成第n個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)幀的方法；相加這些L個(gè)發(fā)送幀并生成合成數(shù)據(jù)幀，利用第k個(gè)載波發(fā)送該合成數(shù)據(jù)幀的方法；利用第k’(≠k)個(gè)載波發(fā)送由導(dǎo)頻信息調(diào)制了該擴(kuò)張序列E0的發(fā)送幀的方法，接受機(jī)具有用第k和第k’個(gè)載波分別解調(diào)同步于希望站的幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀和導(dǎo)頻群幀的方法；以該兩解調(diào)輸出為基礎(chǔ)為獲得希望站u0的發(fā)送信息的推定值 的(a)～(c)中的某一方法。(a)將從各用戶站接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)，通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。(b)求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w、通過從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。(c)求出與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，從r和v的0位移相關(guān)值V求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
9.權(quán)利要求8中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于發(fā)送機(jī)具有作為核心擴(kuò)展序列采用有相互成對(duì)關(guān)系的偶差正交序列g(shù)H和gV，生成在兩者的各個(gè)反復(fù)序列附加了保護(hù)序列的擴(kuò)張序列EH(0)和EV(0)的方法；通過偶數(shù)值(n)位移兩者從而生成擴(kuò)張序列EH(n)、EV(n)的方法；由導(dǎo)頻信息及發(fā)送信息調(diào)制這些每一個(gè)擴(kuò)張序列的方法；由該調(diào)制輸出調(diào)制同一載波并發(fā)送的方法，接收機(jī)具有為從同步于希望站幀的同步接收幀獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的(a)～(c)中的某一方法。(a)將從各用戶站接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)，通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。(b)通過求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk(k≠0)、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w、從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。(c)求出與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，從r和v的0位移相關(guān)值V求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
10.權(quán)利要求1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于準(zhǔn)備Γ組由Γ次完全互補(bǔ)序列的結(jié)構(gòu)要素即Γ個(gè)的要素序列組成的組，在各用戶站上作為導(dǎo)頻信號(hào)用擴(kuò)展序列g(shù)hv(h＝0，2，4，……，Γ-2)及數(shù)據(jù)用擴(kuò)展序列g(shù)h+1，v分配上述的2組，第k個(gè)用戶站的發(fā)送機(jī)具有針對(duì)ghv和gh+1，v(h＝2k)，由反復(fù)其第v(＝0，1，2，……，Γ-1)個(gè)的1個(gè)要素序列作成反復(fù)要素序列的方法生成Γ個(gè)反復(fù)要素序列的方法；生成在其每一個(gè)的前后附加保護(hù)序列的擴(kuò)張序列Ehv，Eh+1，v(h＝2k)的方法；由導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)信息分別調(diào)制該擴(kuò)張序列Ehv和Eh+1，v的方法；由該調(diào)制輸出調(diào)制第v個(gè)載波fv從而生成發(fā)送幀，并發(fā)送之的方法，接收機(jī)具有將用該載波fv解調(diào)了希望站uo的同步接收幀的輸出分別附加至匹配于該各要素序列g(shù)hv，gh+1，v(h＝0，1)的匹配濾波器，并生成導(dǎo)頻響應(yīng)及數(shù)據(jù)響應(yīng)相關(guān)函數(shù)的方法；為利用這些輸出獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的(a)～(c)中的某一方法。(a)將從各用戶站接收的該各導(dǎo)頻群幀rkpf和同步于希望站數(shù)據(jù)幀的同步接收數(shù)據(jù)群幀加進(jìn)匹配于具有與核心擴(kuò)展序列代碼長(zhǎng)相等的任意的1至多種類的分析序列的匹配濾波器，輸出各導(dǎo)頻響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)和數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)并對(duì)其進(jìn)行存儲(chǔ)，通過由代數(shù)運(yùn)算解上述導(dǎo)頻響應(yīng)的矩陣P及數(shù)據(jù)響應(yīng)互相關(guān)函數(shù)的矩陣Φ構(gòu)成的多元1次連立方程式來獲得希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。(b)求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)頻群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w、通過從同步接收幀r和y的0位移相關(guān)值R中減去r和w的0位移相關(guān)值W，求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。(c)求出與r0pf的0位移相關(guān)值取1，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取0的分析序列v，從r和v的0位移相關(guān)值V求出希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
11.權(quán)利要求10中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于用戶站uk的發(fā)送機(jī)具有生成n(n＝0，1，2，……，L-1)碼片位移了擴(kuò)張序列的Γ個(gè)n位移擴(kuò)張序列Ehv(n)(h＝2k，2k+1)(v＝0，1，2，……，Γ-1)的方法；由第n個(gè)發(fā)送信息調(diào)制該Γ個(gè)n位移擴(kuò)張序列的方法；由該第v個(gè)調(diào)制輸出調(diào)制并發(fā)送第v個(gè)載波的方法，接收機(jī)具有獲得L個(gè)希望站發(fā)送信息推定值 的方法。
12.權(quán)利要求8中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于采用作為n整數(shù)(0～L-1)中的1至多個(gè)的任意值傳輸多個(gè)發(fā)送信息，并接收解調(diào)之。
13.權(quán)利要求11中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于采用作為n整數(shù)(0～L-1)中的1至多個(gè)的任意值傳輸多個(gè)發(fā)送信息，并接收解調(diào)之。
14.權(quán)利要求8或10～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于作為1次導(dǎo)頻幀發(fā)送用將作為導(dǎo)頻幀而采用的擴(kuò)張序列或擴(kuò)張序列組用于多個(gè)幀，在上記的空幀用于發(fā)送信息的傳輸，或作為其他用戶站的導(dǎo)頻幀用所有用戶時(shí)分共用。
15.權(quán)利要求8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于發(fā)送機(jī)具有準(zhǔn)備M’個(gè)核心擴(kuò)展序列，選擇并發(fā)送其中之一的方法，接收機(jī)具有準(zhǔn)備能對(duì)應(yīng)所有該核心擴(kuò)展序列的分析電路，并從其中獲得M’個(gè)發(fā)送信息的推定值的方法；通過相互比較判定這些推定值按每一符號(hào)幀檢測(cè)log2M’比特的發(fā)送信息的方法。
16.權(quán)利要求8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于發(fā)送機(jī)由多值振幅信息信息調(diào)制擴(kuò)張序列，接收機(jī)進(jìn)行發(fā)送信息推定值 的多值振幅識(shí)別，按每一符號(hào)幀檢測(cè)多比特的發(fā)送信息。
17.權(quán)利要求2～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于在(L-1)以下的用戶站針對(duì)核心擴(kuò)展序列長(zhǎng)L可同時(shí)采用同一頻帶進(jìn)行發(fā)送的系統(tǒng)中，接收機(jī)具有通過將1站的附加導(dǎo)頻響應(yīng)加至以從(L-1)用戶站接收的導(dǎo)頻群幀為基礎(chǔ)所生成的導(dǎo)頻響應(yīng)中，生成大小為L(zhǎng)xL的P矩陣，為使該矩陣P的階不下降而設(shè)定該附加導(dǎo)頻響應(yīng)的方法。
18.權(quán)利要求8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于在針對(duì)構(gòu)成反復(fù)擴(kuò)張序列的核心擴(kuò)展序列長(zhǎng)L，按每1碼片間隔順序位移并發(fā)送(L-1)個(gè)發(fā)送幀的系統(tǒng)中，接受機(jī)具有通過將1行的附加導(dǎo)頻響應(yīng)加至以導(dǎo)頻群幀為基礎(chǔ)所生成的(L-1)行的導(dǎo)頻響應(yīng)中，生成大小為L(zhǎng)xL的矩陣P，為使該矩陣P的階不下降而設(shè)定該附加導(dǎo)頻響應(yīng)的方法。
19.權(quán)利要求8～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征在于針對(duì)導(dǎo)頻響應(yīng)的系數(shù)矩陣P為NxN循環(huán)矩陣的情況，當(dāng)解由該系數(shù)矩陣P、數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣Φ和未知數(shù)矩陣 組成的N元1次連立方程式時(shí)，對(duì)該系數(shù)矩陣P乘以NxN的傅里葉變換矩陣FN求出矩陣α，對(duì)以矩陣α各行要素的倒數(shù)為其行的對(duì)角要素的對(duì)角矩陣乘以傅里葉變換矩陣，對(duì)其乘算輸出矩陣再乘以NxN的傅里葉變換矩陣FN，由此求出該系數(shù)矩陣的逆矩陣[P]-1，對(duì)數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣Φ乘以[P]-1，由此得到未知數(shù)矩陣
20.權(quán)利要求2～4或7～13中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于采用下述方法，即當(dāng)解由導(dǎo)頻響應(yīng)矩陣[P]、未知數(shù)矩陣 和數(shù)據(jù)響應(yīng)矩陣[Φ]組成的L元1次連立方程式時(shí)，假設(shè)該矩陣[Φ]的第j行的要素為1，其他要素為0時(shí)預(yù)先求出方程式的解矩陣 ，求出對(duì) 乘以該行列[Φ]的第j行的要素Φj的矩陣 通過關(guān)于j相加這些矩陣 求出所述未知數(shù)矩陣
21.權(quán)利要求1～4中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于接收機(jī)具有抽出同步于希望站幀的同步接收導(dǎo)頻幀和同步接收數(shù)據(jù)幀的方法作為解調(diào)對(duì)象將該數(shù)據(jù)幀序列所含的1個(gè)幀作為賦予了第0號(hào)的目標(biāo)幀，從在該目標(biāo)幀近旁的第n個(gè)到來的同伴幀與該目標(biāo)幀之差(和)生成第n個(gè)差分幀d0n的方法；通過由代數(shù)運(yùn)算解針對(duì)該差分幀的多元1次連立方程式，求出希望站及干擾站的發(fā)送信息推定值 (k=0，1，2，……)取規(guī)定值(+2，-2)近旁值的差分幀的集合 s(d0h’)的方法；通過比較從 d0h’求出的干擾站推定值 的規(guī)定值(0，±2)近旁所包含的候補(bǔ)數(shù)Nh，Nh’的大小求出目標(biāo)幀上的希望站發(fā)送信息的檢測(cè)輸出00。
22．權(quán)利要求21中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于通過具有求出與從(第0個(gè))希望站接收的導(dǎo)頻群幀r0pf的互相關(guān)函數(shù)在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出從干擾站uk(k≠0)接收的導(dǎo)煩群幀rkpf和y的0位移相關(guān)值Yk的方法、求出與r0pf的0位移相關(guān)值取0，與rkpf(k≠0)的0位移相關(guān)值取Yk的第2分析序列w的方法、求出該第2分析序列w與所述差分幀d0n的相關(guān)值W0n’并求出滿足W0n的功率在預(yù)先設(shè)定的閾值功率以下的條件的差分幀集合s[d0h]的方法、求出該各差分幀d0h與該第1分析序列y的相關(guān)值D0h’并平均D0h的方法，來獲得目標(biāo)幀上的希望站發(fā)送信息的推定值值
23．權(quán)利要求22中的具有導(dǎo)頻支援形干擾分離功能的CDMA通信方式，其特征還在于系統(tǒng)向各用戶站uA，uB，uC，uD，……分配構(gòu)成完全互補(bǔ)序列的組(A，B)，(C，D)……的要素的自互補(bǔ)序列的組(A0，A1)，(B0，B1)，(C0，C1)，(D0，D1)，……之一，各發(fā)送機(jī)具有由第n個(gè)發(fā)送信息bAn，bBn，……，分別調(diào)制每2個(gè)的要素序列(A0，A1)，(B0，B1)……，由其各調(diào)制輸出再調(diào)制相互不同的2個(gè)載波進(jìn)而生成第n個(gè)發(fā)送幀的方法，接收機(jī)具有通過由該各載波解調(diào)接收輸入幀，分離解調(diào)接收要素序列(A0，B0，C0，……)和(A1，B1，C1，……)的方法；準(zhǔn)備與希望站uA自互補(bǔ)序列的組(A0，A1)有完全互補(bǔ)關(guān)系的自互補(bǔ)序列的組(B0，B1)，求出同步接收差分幀don與該自互補(bǔ)序列的組(B0，B1)的各要素序列的互相關(guān)函數(shù)，進(jìn)而求出滿足那些和輸出的功率在閾值功率以下的條件的差分集合s[d0h]的方法；求出該差分幀d0h和基于每個(gè)希望站自互補(bǔ)序列的組(A0，A1)的0位移互相關(guān)輸出，進(jìn)而從那些和輸出的平均值求出第0個(gè)目標(biāo)幀的希望站發(fā)送信息的推定值 的方法。
全文摘要
克服對(duì)基于CDMA通信方式具有的多路徑延遲波及干擾波的妨害抵抗能力弱的問題點(diǎn)。為此,本發(fā)明在直接擴(kuò)展形CDMA通信方式中,各發(fā)送機(jī)TX具有由發(fā)送信息調(diào)制擴(kuò)展序列進(jìn)而生成發(fā)送數(shù)據(jù)幀,并發(fā)送它們的功能,接收機(jī)RX具有接收對(duì)應(yīng)的接收數(shù)據(jù)幀和導(dǎo)頻幀并分析該兩幀的功能、將該兩分析輸出作為導(dǎo)頻響應(yīng)輸出和數(shù)據(jù)響應(yīng)輸出存儲(chǔ)的功能、通過從該兩響應(yīng)輸出中推定干擾波成分影響并去除之,進(jìn)而生成校正輸出的功能和硬判定該校正輸出的功能,由此不受干擾妨害而復(fù)原發(fā)送信息。
文檔編號(hào)H04J13/00GK1352840SQ00806543
公開日2002年6月5日 申請(qǐng)日期2000年4月20日 優(yōu)先權(quán)日1999年4月21日
發(fā)明者末廣直樹, 畔柳功芳, 松藤信哉 申請(qǐng)人:末廣直樹, 畔柳功芳, 東洋通信機(jī)株式會(huì)社