專利名稱：檢測偏振模式色散的裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種如權(quán)利要求1的前序部分所述的、用于檢測光數(shù)據(jù)信號的偏振模式色散的裝置。
在光傳輸技術(shù)中采用長的光波導(dǎo)傳輸線路。出于制造的原因，光波導(dǎo)并不是完全各向同性的，而是微弱雙折射的。由于長的傳輸線路而會產(chǎn)生與頻率有關(guān)的偏振變換，也即偏振模式色散或偏振色散，簡稱PMD。通過作為光頻率的函數(shù)形式的光信號偏振變化和-與此相聯(lián)系的-同頻率有關(guān)的不同時延，這種偏振變換將會導(dǎo)致發(fā)送脈沖的放寬，由此在接收側(cè)降低脈沖的可識別性，并且因此限制了所傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率。在光頻率變化時一階近似地不變的那兩個互相正交的偏振被稱作為″主偏振狀態(tài)″，以下稱為PSP或主偏振。在維持偏振的光波導(dǎo)中，主偏振與主軸重合，也即是水平和垂直的。但是，主偏振通常是任意正交的橢圓偏振對。主偏振擁有不同的群時延，群時延的差稱為″差分群時延″，以下稱為DGD或差分群時延。如果利用一種主偏振來傳輸光信號，則一階近似地不產(chǎn)生脈沖放寬。如果利用如下的偏振來傳輸光信號，即當(dāng)按所述的兩個主偏振進行劃分時該偏振在那里對應(yīng)于相等的功率份額，則將導(dǎo)致最大的脈沖放寬，這是因為時延差別大小為DGD的兩個等強脈沖會疊加。如果作為光頻率函數(shù)的主偏振有變化，那么當(dāng)在輸入側(cè)采用對應(yīng)于某個頻率的主偏振時，作為頻率函數(shù)的輸出偏振卻將仍然產(chǎn)生變化，但恰好是高于一階地變化。人們稱這為高階PMD。一般都會出現(xiàn)高階PMD，但一階的PMG因其影響起著主導(dǎo)的作用，由此必須優(yōu)先補償它。
變得更困難的是，由于溫度變化或機械應(yīng)力的緣故，線路的傳輸性能和由此還有PMD均將發(fā)生變化。因此采用一些插入在傳輸路徑中的自適應(yīng)PMD補償器。為了控制這些PMD補償器，必須在光接收機中檢測PMD失真。然后可以例如用梯度算法來最佳地調(diào)節(jié)該補償器。
在電子通訊17，1994年2月，第30卷，第4號，第348至349頁中，采用了一種用于濾波要檢測其PMD的數(shù)據(jù)信號的帶通濾波器。濾波器輸出端上的功率檢測器提供一種信號，PMD失真越小，這種信號則越強。在電子通訊34(1998)23，第2258至2259頁中，采用了具有所連接的功率檢測器的多個帶通濾波器組合，在此情況下也可以采用信號的線性組合來代替單個信號。利用不同中心頻率的帶通濾波器，還可以同時檢測更多的、譬如超出一個信號比特延時的PMD失真。但是帶通濾波器很難適合于例如在Si或SiGe中進行單片集成。此外，帶通濾波器中的不可避免的群時延失真將會導(dǎo)致不能進行最佳的PMD檢測，并因此可能失真。
在OEC會議紀(jì)要94，14e-12，第258至259頁，Makuhari博覽會，日本1994年中，采用了另外一種方法，在此方法中分析判定器輸出端和判定器輸入端之間的差信號的功率。然而，尤其在DGD超出比特延時的強烈PMD失真情況下，可能導(dǎo)致錯誤的判定，以至于在該情況下所獲得的信號對于是否存在PMD失真是一種不合適的判據(jù)。
本發(fā)明的任務(wù)在于，提供一種也能用于較大的差分群時延值的可靠檢測器，它可以以簡單的方式集成，而且，與帶通濾波器不同的是，這種檢測器不會屈從于因群時延失真而帶來的固有失真。
通過如按權(quán)利要求1所述的用于檢測偏振模式色散的裝置來解決此任務(wù)。
在從屬權(quán)利要求中說明了本發(fā)明的優(yōu)選改進方案。
按本發(fā)明采用了″異或″門(EXOR)或乘法器，借助該″異或″門(EXOR)或乘法器來確定存在于光接收機的電氣部分中的基帶信號的自相關(guān)函數(shù)的主要部分。本發(fā)明的特別的優(yōu)點在于，可以以簡單的方式單片地集成″異或″門。
利用通過時延線路所分開的″異或″門來得出在不同時間延遲時的自相關(guān)函數(shù)值。
在一種有利的實施例中，采用了應(yīng)在相反方向上穿過的兩個時延線路，這些時延線路可以以特別節(jié)省位置的方式實現(xiàn)，并且還至少近似地補償了線路損耗。
借助附圖來講述本發(fā)明的實施例。


圖1示出了用于PMD檢測的、并補充有PMD補償器和其它部件的本發(fā)明裝置，圖2示出了采樣不好和較好的自相關(guān)函數(shù)，圖3示出了PMD檢測裝置的另一實施例，圖4示出了時延線路的一種變型，
圖5示出了時延線路的一種其它的變型，和圖6示出了連接到調(diào)節(jié)器上的一種再生器。
圖1展示了光PMD補償?shù)囊环N系統(tǒng)。它擁有一個光輸入端IN和一個光輸出端OUT。來自輸入端IN的光波OS首先通過可調(diào)節(jié)的光PMD補償器PMDC，然后通過功率分配器LT。功率分配器的一個輸出端形成系統(tǒng)的光輸出端OUT，另一個輸出端控制光電二極管PD。在放大器V中的電氣放大之后將基帶信號BB輸送給電功率分配器LTE。
電功率分配器LTE的輸出被引至兩個抽頭的時延線路LZ1，LZ2。時延線路的末端按照波阻抗配備了終端電阻R1，R2。將線路LZ1的一個抽頭A1j(j＝1...n)分別引至″異或″門EX j(j＝1...n)的一個輸入端，將線路LZ2的一個抽頭A2j(j＝1...n)分別引至″異或″門EX j(j＝1...n)的另一個輸入端。
所有任意另外的乘法器電路也適合于代替″異或″門。吉伯乘法器特別適合作為″異或″門/乘法器。例如在電子通訊，1991年8月15，27卷，第17號，第1529至1532頁中，也就是在那里的圖3中描述了在這里具有場效應(yīng)晶體管的一種合適電路。
在一個線路(LZ1)上按上升的下標(biāo)j，在另一個線路(LZ2)上按下降的下標(biāo)排列抽頭。這將導(dǎo)致″異或″門EXj輸入端上的信號之間的時延差隨著上升的下標(biāo)j而單調(diào)地變化。如果一個線路的所有相鄰抽頭之間的線路長度相等大，則產(chǎn)生等距的、按下標(biāo)j單調(diào)變化的時延差。低通濾波器LPj(j＝1...n)分別連接到″異或″門EXj的輸出端上?？捎糜谄骄涤嬎愕钠渌娐芬策m合于代替低通濾波器，例如在預(yù)定的時延上進行積分的積分器。這樣的電路也被稱為″積分與轉(zhuǎn)儲″電路。低通濾波器的輸出信號給出了電信號BB的自相關(guān)函數(shù)的、在不同時延差時所測得的值。
為了補償抽頭A1j，A2j上的損耗、抑制時延線路LZ1，LZ2上的多重反射、以及達到給定范圍內(nèi)的較大信號時延，可以將緩沖放大器V1j，V2j(j＝1...n)插入到所述的時延線路LZ1，LZ2中。但它們并不是絕對必要的。
由于具有差分輸入和推挽輸出的對稱電路技術(shù)能提供大量的優(yōu)點，所以將這種電路技術(shù)應(yīng)用在這里也是有利的。例如可以對稱地設(shè)計放大器V、功率分配器LTE、時延線路LZ1，LZ2、緩沖放大器V1k，V2k、抽頭A1j，A2j、終端電阻R1，R2、″異或″門EXj和低通濾波器LPj。在上文最后所提及的參考文獻中講述了怎樣針對譬如″異或″門來實現(xiàn)這一點。
″異或″門Exj、至少一些包括抽頭A1j，A2j及終端電阻R1，R2的時延線路LZ1，LZ2的部分、以及如果存在的話還有緩沖放大器V1k，V2k等一起形成一個自相關(guān)單元AKE。此自相關(guān)單元AKE例如也可能包括時延線路LZ1，LZ2的其余部分、電功率分配器LTE和放大器V。在半導(dǎo)體芯片上，例如在SiGe、GaAS或InP中可以節(jié)省位置地單片集成一個自相關(guān)單元AKE1。
實際上是由于抽頭而產(chǎn)生時延線路LZ1，LZ2上的損耗。然而，由于所有″異或″門的輸入信號一共是穿過相同多的抽頭，也即在線路LZ1上所穿過的抽頭與在線路LZ2上所穿過的抽頭相加之后是相等的，并且通過合適的設(shè)計使所述的輸入信號一共也穿過相等長的線路段，所以這些輸入信號所經(jīng)受的衰減系數(shù)的乘積是常數(shù)。這在缺少緩沖放大器V1k，V2k的情況下也適用。這便有利地導(dǎo)致了具有至少近似相同的比例系數(shù)的不同″異或″門EXj的輸出信號將會與所述自相關(guān)函數(shù)的對應(yīng)于各自延遲的值成比例。
在圖1的實施例中，從電功率分配器LTE的輸出端到抽頭A11和A21之間的信號時延是相等的。以此方式在低通濾波器LP1的輸出端上得出在延遲為零時的基帶信號BB的自相關(guān)函數(shù)值A(chǔ)KF1。信號時延在相鄰抽頭點A1k和A1(k+1)(k＝1...n-1)之間是等同的，并且擁有值DT1。信號時延在各自相鄰抽頭點A2(k+1)和A2k(k＝1...n-1)之間是等同的，并且擁有值DT2。由于時延線路LZ1，LZ2在″異或″門的范圍內(nèi)是以相反的方向穿過，所以在其余低通濾波器LP2...LPn的輸出端上分別得出在延遲為DT，2*DT，...，(n-1)*DT時的基帶信號BB的自相關(guān)函數(shù)值A(chǔ)KF2，AKF3，...AKFn，在此情況下適用DT＝DT1+DT2。為了使芯片面積最小化，選擇DT1＝DT2是有利的。此外，選擇DT等于或短于基帶信號BB的一個符號時延T是有利的。在大多所采用的二進制信號的情況下，一個符號時延等于一個比特時延。由于實數(shù)信號的自相關(guān)函數(shù)正好擁有對稱性，所以可以取消具有相反延遲的自相關(guān)函數(shù)值的測量?？赡艿脑挘畲蟮难舆t(n-1)*DT應(yīng)至少等于光傳輸線路中因PMD所引起的差分群時延同由PMD補償器PMDC所產(chǎn)生的差分群時延的總和。
低通濾波器LPj的輸出被引至調(diào)節(jié)器R。此處也就是用值A(chǔ)KF1...AKFn進行采樣的自相關(guān)函數(shù)AKF。如果存在PMD而且不校正，則值A(chǔ)KF1會小于最大可能的值，并且，即使值A(chǔ)KF2...AKFn對應(yīng)于大于基帶信號的符號時延T的延遲DT...(n-1)*DT，這些值A(chǔ)KF2...AKFn也是不同于零的。圖2展示了這種不良的自相關(guān)函數(shù)AKFBAD。僅展示了自相關(guān)函數(shù)的一半，因為此自相關(guān)函數(shù)恰好是對稱的，以至于另外一半的測量是不必要的。
調(diào)節(jié)器R如此地調(diào)節(jié)PMD補償器PMDC的控制信號SPMDC，使得自相關(guān)函數(shù)至少近似地等于未失真的基帶信號的自相關(guān)函數(shù)。在NRZ信號的情況下，這是一種以延遲零為中心的三角脈沖，此三角脈沖在一個比特時延T的延遲時達到值零，并且相對于較大的延遲保持不變。圖2也展示了一種這樣良好的自相關(guān)函數(shù)AKFGOOD。在此情況下值A(chǔ)KF1是最大的，并且當(dāng)延遲DT...(n-1)*DT至少象基帶信號的符號時延T那樣大時，值A(chǔ)KF2...AKFn則至少近似地等于零。在圖2中這適用于值2*DT...(n-1)*DT。在此情況下使PMD理想地得到校正。因此在光輸出端OUT上出現(xiàn)一種被理想校正的光信號。
也可以取消光功率分配器LT，以至于PMD補償器PMDC在輸出側(cè)直接與光電二極管PD連接。在此情況下正如圖1中所示的那樣，電功率分配器LTE應(yīng)具有另外一個電輸出端LTEOR。在此電輸出端LTEOR上連接一個電數(shù)據(jù)再生器(所謂的3R再生器)REG。在它的輸出端OD上提供有一個再生的數(shù)據(jù)信號，該數(shù)據(jù)信號至少近似地沒有因PMD而帶來的比特差錯。
圖3展示了PMD檢測裝置的另外一個實施例。在這里展示的僅僅是圖1的自相關(guān)單元AKE和功率分配器LTE。在圖3中，沿″異或″門的時延線路LZ1，LZ2的信號流方向不象圖1中那樣是相反的，而是同向的。從終端電阻R2的相反布置和緩沖放大器V2j的反向取向也可以看出這一點。如圖1中那樣，緩沖放大器不是絕對必要的，或者可以例如僅設(shè)置在有些位置上。
時間延遲DT1在圖3中是同樣象圖1中那樣規(guī)定的。信號時延在圖3的各自相鄰的抽頭點A2k和A2(k+1)(k＝1...n-1)之間是等同的，并且擁有值DT3。因此，在相繼的相關(guān)器輸入端之間的時延差是0，DT，2*DT...(n-1)*DT，其中DT在這里擁有值DT＝DT1-DT3。為了達到不同的DT1，DT3，設(shè)置了迂回線路Um(m＝2...n)。
也可以采用多個不同長度的時延線路LZ1j，LZ2j(j＝1...n)來代替被抽頭的時延線路LZ1，LZ2。功率分配器LTE為此必須相應(yīng)地具有許多輸出端。圖4中描繪了n＝4的一個合適實施例。時延線路LZ1j，LZ2j終止在那些與″異或″門輸入端相連接的、且在圖1和2中曾是抽頭點的點A1j，A2j上。點對(A11，A21)，(A12，A22)，(A13，A23)，(A14，A24)之間的時延差是具有DT＝DT1+DT2的0，DT，2*DT或3*DT。
圖5中展示了僅具有一個時延線路LZ1的實施例的一部分。與各一個″異或″門輸入端相連接的點A1j是沿時延線路LZ1排列的。與各一個另外的″異或″門輸入端相連接的點A2j全部重合，并且與點A11是等同的。以此方式實現(xiàn)″異或″門輸入端之間的時延差0，DT，2*DT...(n-1)*DT。
為了實現(xiàn)最佳低的比特差錯率，優(yōu)選地使調(diào)節(jié)器R可以達到此比特差錯率的一個尺度。當(dāng)設(shè)置了一個電再生器REG時，這便能以簡單的方式實現(xiàn)。因此，即便在設(shè)有功率分配器LT和被校光信號的光輸出端OUT的情況下，設(shè)置再生器REG也可能是合理的。在圖6中展示了再生器REG。時鐘恢復(fù)一般是必要的，但此處為清晰起見而未畫入。在也是D觸發(fā)器DFF輸出端的輸出端OD上出現(xiàn)再生的數(shù)據(jù)信號DS，在輸入側(cè)將基帶信號BB輸送給此D觸發(fā)器DFF。將基帶信號同樣輸送給一個第二判定器(D觸發(fā)器)DFF2。在此實施例中，該判定器的閾值可以由調(diào)節(jié)裝置EG調(diào)節(jié)成如此的大小，使得當(dāng)?shù)谝慌卸ㄆ鱀FF還輸出基本上無差錯的數(shù)據(jù)信號DS時，此第二判定器已經(jīng)提供有差錯的數(shù)據(jù)輔助信號DH。在″異或″門EXOR中互相比較輸出信號，并且將如此獲得的差錯信號FS同樣輸送給用于控制PMD補償器PMDC的調(diào)節(jié)器R。通過偏移具有調(diào)節(jié)裝置EG的第二判定器的閾值，不斷地針對信息質(zhì)量在可達到的比特差錯率方面是如何好而推導(dǎo)出一種尺度，其中，由調(diào)節(jié)器R經(jīng)過控制信號ST2控制所述的調(diào)節(jié)裝置EG。當(dāng)從最佳值偏移閾值時，數(shù)據(jù)輔助信號的差錯率越小，信號質(zhì)量則越好。大致來講，延遲為零時的自相關(guān)函數(shù)AKF1的最大值以及延遲大于一個符號時延T的自相關(guān)函數(shù)的零值也將產(chǎn)生最小的比特差錯率。相反，在采用差錯信號FS時將得出一種更準(zhǔn)確的評價，這種評價會導(dǎo)致判定器DFF的比特差錯率較低。但是，由于數(shù)據(jù)輔助信號DH偏離數(shù)據(jù)信號DS是隨機地出現(xiàn)的，所以差錯信號FS需要比較長的測量時間或求平均值時間，以便獲得特別好的信噪比和因此最佳的補償。借助第二判定器所獲得的附加信息被用來自適應(yīng)地修改調(diào)節(jié)器R的調(diào)節(jié)算法，此調(diào)節(jié)器R借助于自相關(guān)函數(shù)測量值A(chǔ)KF1，AKF2...AKFn來執(zhí)行PMD補償器PMDC的調(diào)節(jié)。例如輕微負的值A(chǔ)KF3可能比零值更為有利。這種自適應(yīng)的運行方式顯得特別有利，以便能容忍元件的參數(shù)差異、溫度波動、非線性效應(yīng)的出現(xiàn)等等。這些實施形式的巨大優(yōu)點在于，利用所測量的自相關(guān)函數(shù)值已經(jīng)可以實現(xiàn)一種迅速的PMD補償，并且給濾波器傳遞函數(shù)的微調(diào)和調(diào)節(jié)提供了足夠的時間。
然而，尤其在不依賴于PMD補償器PMDC的迅速調(diào)節(jié)的情況下，也可以僅采用一個差錯信號FS。此時可以取消電功率分配器LTE、自相關(guān)單元AKE和低通濾波器LPj。
權(quán)利要求
1.通過分析電基帶信號(BB)來檢測光數(shù)據(jù)信號(OS)的偏振模式色散的裝置，其特征在于，設(shè)置了至少一個乘法器(EXj；j＝1...n)，此乘法器(EXj；j＝1...n)通過將所述基帶信號(BB)的值與所述基帶信號的一個必要時被延遲的值相乘、然后再在求平均裝置(LPj；j＝1...n)中求平均值來計算該基帶信號(BB)的自相關(guān)函數(shù)(AKF)的值(AKFj；j＝1...n)。
2.按權(quán)利要求1的裝置，其特征在于，設(shè)置了具有抽頭(A1j，A2j；j＝1...n)的時延線路(LZ1，LZ2)，使得具有不同延遲(0，DT，2*DT，...(n-1)*DT)的抽頭(A1j或A2j)分別與乘法器(EXj)的輸入端相連接。
3.按權(quán)利要求2的裝置，其特征在于，設(shè)置了兩個時延線路(LZ1，LZ2)，在它們通過乘法器(EXj)的輸入端而呈現(xiàn)互相配合的范圍內(nèi)，所述的基帶信號(BB)以相反的方向穿過這些時延線路(LZ1，LZ2)，使得在相鄰乘法器(EXk和EX(k+1)；k＝1...n-1)之間出現(xiàn)的延遲(DT1，DT2)相加成為這些乘法器之間的延遲差(DT＝DT1+DT2)。
4.按權(quán)利要求2的裝置，其特征在于，設(shè)置了兩個時延線路(LZ1，LZ2)，在它們通過乘法器(EXj)的輸入端而呈現(xiàn)一種配合的范圍內(nèi)，以相同的方向穿過這些時延線路(LZ1，LZ2)，使得在相鄰乘法器(EXk和EX(k+1)；k＝1...n-1)之間出現(xiàn)的延遲(DT1，DT3)相減成為這些乘法器之間的延遲差(DT＝DT1-DT3)。
5.按權(quán)利要求1的裝置，其特征在于，設(shè)置了多個不同長度的時延線路(LZ1j；LZ2j；j＝1...n)，在這些時延線路的末端(A1j；A2j；j＝1...n)上連接了乘法器(EXj)的輸入端。
6.按權(quán)利要求2至5之一的裝置，其特征在于，在時延線路(LZ1，LZ2，LZ1j，LZ2j；j＝1...n)中設(shè)置了一個迂回線路(Um；m＝2...n)或一個緩沖放大器(V1j，V2j；j＝1...n)。
7.按權(quán)利要求2至6之一的裝置，其特征在于，出現(xiàn)的延遲(0，DT，2*DT，...(n-1)*DT)是以恒定的延遲差(DT)而等距的。
8.按權(quán)利要求2至7之一的裝置，其特征在于，一個延遲差(DT)至少近似地等于所述基帶信號(BB)的符號時延(T)。
9.按以上權(quán)利要求之一的裝置，其特征在于，設(shè)置了用于控制PMD補償器(PMDC)的調(diào)節(jié)器(R)。
10.按權(quán)利要求9的裝置，其特征在于，所述的調(diào)節(jié)器(R)使所述自相關(guān)函數(shù)的未被延遲的值(AKF1)至少近似地最大化，并且將所述自相關(guān)函數(shù)的、被延遲至少一個符號時延(T)的值(AKF2，AKF3...AKFn)至少近似地調(diào)節(jié)到零值。
11.按以上權(quán)利要求之一的裝置，其特征在于，設(shè)置了一種測量裝置(EG；DFF2；EXOR)，用于測量在接收信號被有意惡化或第二判定器級(DFF2)的閾值已變化時的比特差錯率，所述第二判定器級(DFF2)的差錯信號(FS)通過調(diào)節(jié)器(R)來控制PMD補償器(PMDC)。
12.按權(quán)利要求11的裝置，其特征在于，另外還利用所述的調(diào)節(jié)器(R)來自適應(yīng)地調(diào)節(jié)所述自相關(guān)函數(shù)(AKFj；j＝1...n)的需尋求的值。
13.按以上權(quán)利要求之一的裝置，其特征在于，所述的乘法器(EXj)是一種″異或″門或一種吉伯乘法器。
全文摘要
用于檢測光數(shù)據(jù)信號(OS)的偏振模式色散的裝置,此裝置具有至少一個“異或”門(EX j;j=1...n)及求平均裝置(LPj;j=1...n),用于測量因偏振模式色散而失真的基帶信號(BB)的自相關(guān)函數(shù)的至少一個值(AKFj;j=1...n)。
文檔編號H04B10/2507GK1359568SQ00809702
公開日2002年7月17日 申請日期2000年4月14日 優(yōu)先權(quán)日1999年6月28日
發(fā)明者R·諾埃 申請人:西門子公司