專利名稱：在無線通信系統中的自適應信道估計的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及無線通信系統。具體說，本發(fā)明涉及一種用于對無線通信信道的信道情況進行自適應估計的新穎改進方法。
背景技術：
在無線電話通信系統中，許多用戶在無線信道上進行通信。在無線信道上的通信可以是各種使有限頻譜中可有大量用戶的多址技術之一。這些多址技術包括時分多址(TDMA)、頻分多址(FDMA)和碼分多址(CDMA)。
CDMA技術具有許多優(yōu)點。在美國專利號4,901,307，名為“Spread SpectrumMultiple Access Communication System Using Satellite Or TerrestrialRepeaters”，1990.2.13公布(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的專利中有對一種示范CDMA系統的描述。在美國專利號5,103,459，名為“SystemAnd Method For Generating Signal Waveforms In A CDMA Cellular TelephoneSystem”，1992.4.7公布(己轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的專利中有對一種示范CDMA系統的進一步描述。
在上述每個專利中，都揭示了前向鏈路(基站到移動站)導頻信號的使用。在一種典型的CDMA無線通信系統中，例如在EIA/TIA IS-95中所揭示，導頻信號是發(fā)送恒定零碼元的“信標”，并且通過業(yè)務承載信號所使用的相同偽噪聲(PN)序列進行擴展。導頻信號通常用全零Walsh序列覆蓋。在初始系統捕獲期間，移動站通過搜索PN偏移來定位基站導頻信號。一旦它獲得導頻信號，那么它就能導出穩(wěn)定相的相位和幅值基準，用于相干解調，例如在美國專利號5,764,687，名為“Mobile Demodulator Architecture For A Spread Spectrum Multiple AccessCommunication System”，1998.6.9公布(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的專利中所描述的那樣。
在圖1中示出CDMA基站使用的典型已有技術前向鏈路數據格式化器的功能框圖。數據源102可以是，例如可變速率聲碼器，如在美國專利號5,657,420，名為“Variable Rate Vocoder”，1997.8.8公布(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的專利中所描述聲碼器。數據源102以數字數據幀形式產生業(yè)務信道信息。CRC和尾位生成器104對循環(huán)冗余校驗(CRC)位和尾位進行計算并附加給由數據源102生成的幀。隨后，將幀提供給編碼器106，如本領域所熟知，該編碼器依據該幀提供前向糾錯編碼，例如卷積編碼。經編碼的碼元提供給重復生成器120，該生成器對重新排序的碼元進行重復來提供合適的調制碼元率。隨后，將經重復的碼元提供給交織器108，該交織器根據預定的交織格式對碼元進行重排列。隨后，用在業(yè)務Walsh覆蓋器中的一組正交Walsh序列之一覆蓋經重復、交織的碼元流，并且在增益單元124中調整增益。應該理解其他的前向鏈路數據格式化器也為本領域技術人員所熟知。例如，本領域技術人員已熟知重復生成器120可以放置在交織器108之后。
導頻信號生成器128產生導頻信號，該信號可以是全1序列。隨后，用全1的Walsh序列覆蓋導頻信號，并在組合器136中將導頻信號與增益單元124的輸出組合。隨后，經組合的導頻信號以及業(yè)務信道數據(可以是+1或-1的序列)在PN擴展器138中使用由PN生成器140所產生的復數PN碼進行擴展，并隨后由射頻發(fā)射機142在天線144上發(fā)送。在美國申請序列號08/886,604，名為“High RateCDMA Wireless Communication System”(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的申請中有對類似前向鏈路數據格式化器的揭示。
還存在其他數據格式化技術。例如，在cdma2000的反向鏈路中，導頻信號與功率控制命令進行時分多路復用。另外，在W-CDMA中，前向鏈路使用與其他信息時分多路復用的專用導頻信號。
圖2說明了在CDMA移動站中使用的典型已有技術數據解調器的功能框圖。接收機202對由圖1中發(fā)射機42發(fā)送的信號進行接收和下變頻。使用由PN生成器206所產生的復數PN碼在PN去擴展器204中對接收機202的數字基帶輸出進行去擴展，該復數PN碼與由圖1中的PN生成器140所產生的復數PN碼相同。
隨后，使用與圖1的業(yè)務信道Walsh覆蓋器122中相同的Walsh序列在業(yè)務信道Walsh去覆蓋器208中將經去擴展的信號進行Walsh去覆蓋。隨后，經Walsh去覆蓋的碼片在Walsh碼片加法器210中累加為Walsh碼元，并作為業(yè)務信道信號提供給點積電路212。在某些應用中，由于導頻濾波器216帶來延遲，在Walsh碼片加法器210和點積電路212之間導入了附加的延遲元件(未示出)。然而，如果導頻濾波器216是隨機濾波器，那么這種延遲元件(未示出)就不是必需的。點積電路也稱為″共軛點積″電路。它執(zhí)行下述等效式中某一形式的運作<a，b>＝a·b＝ab*，其中b*是b的共軛復數。
去擴展的信號也提供給Walsh碼片加法器214，在該處它們累加為Walsh碼元，并作為導頻信道碼元提供給導頻濾波器216。注意因為導頻信道是用圖1中Walsh覆蓋器134中的全1 Walsh序列進行覆蓋，即進行空操作，對應的去覆蓋器也是進行空操作。然而，通常情況下，導頻信號可以使用任何與覆蓋它的Walsh序列相同的序列來進行去覆蓋。導頻濾波器216用于抑制導頻碼元中的噪聲，提供了點積電路212的基準相位和標量。
點積電路212對與導頻濾波器216所生成的導頻信道信號同相的業(yè)務信道信號分量進行計算，每個碼元一次。如在美國專利號5,506,865，名為“Pilot CarrierDot Product Circuit”，1996.4.9公布(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的專利所述，點積對相干解調所需的已接收信號相和標量進行調整。
使用與圖1的交織器108所用格式相同的格式在去交織器218中對從點積電路212輸出的碼元進行去交織。隨后，根據圖1的編碼器106所使用的糾錯碼在解碼器220中對經去交織的碼元進行解碼。所得的經解碼的碼元依據質量指示器222逐幀進行分析來確保所述幀經正確解碼。如果幀正確解碼，那么經解碼的幀就進入更進一步的處理。質量指示器222通常將檢驗幀的CRC部分，但也可以使用其他質量指標例如Yamamoto度量。
典型的導頻濾波器是作為等權有限脈沖響應(FIR)濾波器來實現的，該濾波器能在無論信道情況如何，都保持所有定義參數(例如，加權、窗口寬度、窗口中心)不變?；蛘?，可以使用具有固定參數(例如衰減時間常數、定標)的指數衰減無限脈沖響應(IIR)濾波器。換句話說，典型已有技術導頻濾波器216的設計者將選擇靜態(tài)濾波器設計，在需要的大多數信道情況下，該設計可以勝任執(zhí)行每位給定能量與噪聲密度比(Eb/N0)，但沒有對整個情況范圍進行優(yōu)化。
因為移動站(例如蜂窩電話、PCS電話或其他無線遠端通信終端)是在陸地環(huán)境中移動，其發(fā)送和接收的信號將會經歷各種類型的衰落。移動環(huán)境通常通常以衰落為特征，衰落可以有Rician或Rayleigh特性。也可以是其他類型的衰落。在典型信道信號中的衰落特征是由于信號受許多不同的實際環(huán)境地理特征反射而引起的，因而稱為多徑衰。在通常用于移動無線通信UHF頻段中，包括那些蜂窩移動電話系統在內，通過不同路徑傳送的信號中會產生顯著的相位差。伴隨著有時會發(fā)生深度衰落，可能會導致有信號的相長和相消累加。
多徑信道衰落是對移動單元物理位置非常敏感的函數。移動單元位置上的微小變化會改變所有信號傳播路徑的物理延遲，這會進一步導致每條路徑相位不同。這樣，移動單元在環(huán)境中的移動會導致快速的衰落過程。例如，在850MHz蜂窩網射頻段，該衰落對于車輛速度的每英里通?？梢赃_到每秒1次衰落。這種劇烈衰落會對陸地信道中的信號有極大的破壞，會導致不良的通信質量，特別是移動站的速度增加超過150km/hr。
如前所述，典型的固定參數導頻濾波器216沒有針對這種寬信道情況范圍進行優(yōu)化。它通常設計為適合在從靜態(tài)到約120km/hr速度下進行工作，或適合移動站需要在高速公路上行駛的汽車中使用時的大致車速。然而，因為信道的衰落特性在慢速移動的移動站和快速移動的移動站之間存在巨大的差異，所以，典型的固定參數導頻濾波器216就不可能對這兩個極端都進行優(yōu)化。通常，這會迫使設計者僅能設計出當移動站處于靜態(tài)或以低于150km/hr速度移動時才工作良好的導頻濾波器216，而在超過150km/hr時就會工作欠佳。因為交通工具例如高速列車(bullet train)和飛機都超過這個時速，所以對于移動站用戶來說就不太可能獲得可靠的通信。即使能工作，通信鏈路的信噪比(或換句話說，Eb/N0)必須保持能在這些嚴重衰落情況中進行可靠工作的較高電平上。通信鏈路的Eb/N0的增加減少了無線系統的總容量，特別是在CDMA系統中，某個發(fā)射機的發(fā)送包括了對在相同CDMA頻帶中所有其他發(fā)射機的干擾。因此，當面臨這種寬信道情況范圍時，固定參數電導頻濾波器的設計者在選擇濾波器參數時通常采用不適宜的折衷辦法。
這樣，人們就需要一種更優(yōu)化的導頻濾波方法和設備，特別是在無線通信環(huán)境中，來避免已有技術中存在的這些缺陷。

發(fā)明內容
本發(fā)明是一種用于對無線通信系統中導頻信道的信道情況進行自適應估計的新穎改進方法和電路。該方法包括估計導頻信道的信道統計量，并且響應已估計的信道統計量對導頻信道進行自適應濾波。估計是通過對從導頻信道獲得的信道信號或從檢測或解碼后去除多義性的任何承載多義性數據獲得的信道信號進行濾波實現的。這就確定了估計信道平均值和估計信道協方差。為了執(zhí)行自適應濾波，本發(fā)明根據估計信道統計量將導頻信道劃分為一個或多個時隙并對每個時隙進行加權。這樣，本發(fā)明的優(yōu)勢是為了在各種信道狀況對導頻濾波器性能進行優(yōu)化，它能自動并持續(xù)對導頻濾波器的參數進行更新。
在本發(fā)明的一個實施例中，在一個或多個無限脈沖響應(IIR)濾波器中對信道信號進行濾波，以確定信道統計量。在本發(fā)明的另一實施例中，在IIR和無限脈沖響應(FIR)濾波器組合中對信道信號進行濾波，以確定信道統計量。
在適用于cdma2000系統的實施例中，其中導頻信道由具有已知符號的導頻信號部分以及具有未知符號的功率控制位部分組成。本發(fā)明的方法也可以包括確定功率控制位部分的符號，對功率控制位部分的符號糾錯，以及隨后將已糾錯符號的功率控制位部分與導頻信號部分組合來產生信道信號，信道統計量通過信道統計量估值器從該信道信號中進行估計。還是在本發(fā)明另一實施例中，該方法包括確定業(yè)務信號的符號并生成響應業(yè)務信號的信道信號。
還是在適用于cdma2000系統的另一實施例中，其中導頻信道由功率控制組序列組成，每個功率控制組具有一個含有已知符號的導頻信號和一個含有未知符號的功率控制位部分，時隙具有大致等于導頻信號部分持續(xù)時間的持續(xù)時間。
還在此描述了一種用于執(zhí)行本發(fā)明方法的電路。


本發(fā)明的特性、目標和優(yōu)點通過在下面結合附圖進行的詳細描述將變得更加顯著，其中相同的參考號在全部附圖中提供相同識別。
圖1是CDMA基站所使用的一種典型已有技術前向鏈路數據格式化器的功能框圖；圖2是CDMA移動站中使用的典型已有技術調制器的功能框圖；圖3是說明在cdma2000反向鏈路業(yè)務信道解調器中實現的本發(fā)明第一實施例；圖4是說明在cdma2000前向鏈路功率控制位解調器中實現的本發(fā)明第二實施例。
具體實施例方式
本發(fā)明將在下面的應用中進行描述，該應用是cdma2000反向鏈路信號解調的特定應用但并不局限于此。如在提議的IS-2000標準中所述，cdma2000反向鏈路信號包括業(yè)務信道信號和反向鏈路導頻信號。在反向鏈路導頻信道(R-PICH)中插入的是前向鏈路功率控制子信道，該信道是跨度為每1.25ms功率控制組(PCG)的最后1/4的單個位。這個前向鏈路功率控制位是從移動站到基站發(fā)送器的信號，用于依據移動站在前向鏈路上的接收質量來增加或減少其發(fā)送功率。這種反向鏈路導頻在共同待批的美國專利申請序列號08/886,604，名為“HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)中有詳細描述。
因為基站將R-PICH作為數據解調的相關基準、用于頻率跟蹤的頻率基準和用于功率控制測量的已接收功率基準，在別的確定信號中的前向鏈路功率控制子信道所導入的不確定性會降低反向鏈路的性能。換句話說，前向鏈路功率控制子信道插入到R-PICH中會導致比連續(xù)導頻信道更差的反向鏈路性能。例如，如果我們僅使用導頻信道的未插入部分來對信道進行估計，那么就會降低由基站所計算的信道估值的信噪比。一種用于解決R-PICH的標志多義性并對其的來源連續(xù)導頻信號進行重構的方法在共同待批的美國專利申請序列號09/298,394，名為“METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A PUNCTUREDPILOT CHANNEL”，1999，7.12申請(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)中給出。
本領域的熟練技術人員應該理解雖然本發(fā)明是參照具有使用插入功率控制子信道的R-PICH的cdma2000系統來進行描述，本發(fā)明也可以等同地應用于其他具有未插入導頻信道的無線通信系統中。這樣，下述附圖的目的是作為本發(fā)明應用的實例，而不是要將本發(fā)明限制在cdma2000系統中。
現在，回到圖3，本發(fā)明的第一實施例作為在cdma2000反向鏈路業(yè)務信道解調器中實現來進行說明。信道統計量估值器300對信道統計量進行估計，自適應非隨機信道估值器302使用該信道統計量來對導頻信道進行自適應濾波，這將在下面進行更詳細的描述。應該注意在其他實施例中，實際上是在下述圖4的實施例中，可以用自適應隨機信道估值器或濾波器來替代自適應非隨機信道估值器302。而在圖3的實施例中，由于當非隨機濾波器的延遲可容忍時，非隨機濾波器就具有超越隨機濾波器的改善特性，所以，就將非隨機濾波器用于信道估計。在圖3的示范實施例中，自適應非隨機信道估值器302是FIR濾波器。而在通常情況下，自適應非隨機信道估值器302可以是IIR濾波器或具有FIR和IIR雙重特性的混合濾波器。一個簡單的實例是一種濾波器，輸出有相同時間常數但加權不同的兩個指數衰減IIR濾波器的差值，使濾波器的有效脈沖響應具有有限范圍。另一實例將是級聯FIR和IIR濾波器。
隨后，將經濾波的導頻信道碼元輸入給共軛點積電路306和308。共軛點積電路308也將去擴展、Walsh去覆蓋和延遲的業(yè)務信道作為第二輸入進行接收，該信道已經經延遲電路310進行了延遲。延遲電路310將業(yè)務信道延遲大致與自適應非隨機信道估值器302所引入的延遲相同的量。如本領域所熟知，共軛點積電路308產生用于進一步去交織和解碼的業(yè)務信道碼元(軟判決)。
共軛點積電路306作為第二輸入接收經延遲的導頻信道，該導頻信道已經由延遲電路304進行了延遲。延遲電路304將導頻信道延遲一定量，該量大致等于自適應非隨機信道估值器302所導入的延遲。共軛點積電路306將估值器302輸出與含有插入到反向鏈路導頻信道中的功率控制位的延遲導頻信道進行共軛相乘。隨后，共軛點積電路將結果功率控制位信號發(fā)送給過去前向鏈路(FL)功率控制位(PCB)檢測器314。
過去FL PCB檢測器314將結果功率控制位信號與閾值進行比較，并由此確定插入的FL PCB的符號。需要注意，術語“過去”是用于描述由過去FL PCB檢測器314所執(zhí)行的操作，因為在任何給定時間檢測到的功率控制位是來自過去功率控制組的功率控制位，同樣由延遲304和自適應非隨機信道估值器302進行了延遲。隨后，將由過去FL PCB所確定的FL PCB判決發(fā)送給PCB符號校正器316，在該處，如果需要，PCB的符號就經倒轉與導頻信道(+1)的剩余部分符號匹配。隨后，PCB符號校正器316的輸出與來自延遲312的增進延遲導頻信道一起提供給時分多路復用器(MUX)318。在功率控制組的第_期間，時分MUX 318提供了等同于來自延遲312的增進延遲導頻信道的輸出，該輸出對過去FL PCB檢測器314的處理時間進行了補償。在功率控制組的剩余_期間，時分MUX 318提供了PCB符號校正器316的輸出，該輸出現在與導頻信道的符號(+1)相同。因此，來自時分MUX 318的結果輸出信號就是恒定符號的重構導頻信道信號。連續(xù)導頻信道重構的類似技術在上述引入的共同待批申請序列號09/298,394的文件中已給出。
經重構的信道信號提供給信道統計量估值器300，該估值器從此對信道統計量進行估值，如上所述用于設定由自適應非隨機信道估值器302所使用的權重因數。信道統計量估值器300的信道統計量生成和自適應非隨機信道估值器302的權重因數應用將在下面進行進一步的詳細描述。
需要注意圖3左手側的元件(即延遲304、共軛點積電路306、延遲312、過去FL PCB檢測器314、PCB符號校正器316和時間MUX 318)單獨涉及生成用于信道統計量估值器300的重構信道信號僅對于插入導頻信道例如cdma2000反向鏈路的R-PICH是必需的。這些元件在具有非插入或其他連續(xù)導頻信道的應用中可以省略。在這種情況下，導頻信道信號自身已經足夠用于信道統計量估值器300。而且，信道信號也可以使用在共同待批美國專利申請?zhí)栃蛄刑?9/289,073，名為“CHANNEL ESTIMATION IN A CDMA WIRELESS COMMUNICATIONSYSTEM”，1999.4.8申請(已轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考)的文獻中所描述的方法，從業(yè)務信號中含有的附加能量中產生。在所述專利申請中，經解碼的業(yè)務信號碼元依據幀質量指示器進行重編碼、重交織、加權，并且與導頻信道估值進行組合，在圖3中就是從時分MUX 318中輸出的重構信道信號。這樣，在通常情況下，信道信號的生成，即生成代表信道的信號，可以是來自R-PICH導頻部分的基值、來自R-PICH的符號校正FL PCB以及來自一個或更多業(yè)務信道的符號校正業(yè)務的加權組合。
現在轉至圖4，本發(fā)明的第二實施例作為在前向鏈路功率控制位解調器中實現來進行描述。在圖4中，可以與圖3信道統計量估值器300相同的信道統計量估值器400是作為接收信道信號來進行說明，在圖3的R-PICH解調器情況下，該信道信號可以是圖3的重構信道信號，或在成功經過如上述參考美國專利申請序列號09/289,073中詳述的解碼、重編碼和重交織之后，來自符號校正業(yè)務信道的重構信道信號，或是兩種信號的組合。在通常情況下，信道統計量估值器400可以不同于信道統計量估值器300。它們都可以使用如下所述基本相同的算法，但它們可以在不同的數據或不同的時隙或甚至是不同的信道信號輸入上工作。為了估計信道統計量，使自適應預測隨機信道估值器402依據該估值分配濾波器權重系數，如下進一步所述，信道信號由信道統計量估值器400執(zhí)行操作。在圖4的示范實施例中，自適應預測隨機信道估值器402是FIR濾波器。而在通常情況下，它是IIR濾波器或是兼具FIR和IIR兩者特性的混合濾波器。
自適應預測隨機信道估值器402通過延遲404向共軛點積電路406提供信道估值。共軛點積電路406依據信道估值和導頻信道(在這種情況下是R-PICH)執(zhí)行共軛相乘來對插入在R-PICH中的FL PCB進行解調。隨后，將結果功率控制位信號發(fā)送給當前的FL PCB檢測器408來確定當前FL PCB的符號。當前FL PCB檢測器408通過將來自共軛點積電路406的功率控制位信號與閾值進行比較來估計有關FL PCB符號的當前FL PCB判決。隨后，前向鏈路發(fā)射機(未示出)可以使用當前FL PCB判決來增加或減少其所需的功率。
如上所述，在圖3和4中的兩個實施例中，信道統計量估值器300和400分別對用于自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402的信道統計量進行估計，該統計量用于設定它們各自的濾波系數。為了解釋這個處理過程如何發(fā)生，將引入下述數學描述。首先，考慮瑞克(Rake)接收機的特定Rake搜尋指所接收的信道信號進入移動站信道統計量估值器300或400的輸入。該接收信號具有如下形式y[n]＝a[n]+w[n] (1)其中y[n]是時隙為n時，代表實際接收的信道信號的列矢量；a[n]是時隙為n時，將實際信息信號表示為信道真實表示的列矢量；w[n]是時隙為n時，代表信道信號中所含有的實際噪聲的列矢量；和n是在時域中的矢量標記，并且因此，可以代表用于對所接收信道信號采樣的任意時隙。
因此，列矢量a[n]、w[n]、y[n]的維數或n可以具有的整數值的數目與作為自適應信道估計輸入的接收信道信號時隙數相同。在應用于cdma2000 R-PICH中的FL PCB預測估值的第二示范實施例中，每個時隙可以是單個1.25ms功率控制組的_(即導頻信道的非插入部分)。這樣，如果我們使用信道信號的2 PCG效能作為估值輸入，由于n的范圍是1和2，y[1]表示導頻當前_PCG的接收信道信號，而y[2]表示導頻先前_PCG的接收信道信號。這些y[1]和y[2]值可以通過在所述導頻_PCG上對導頻碼元進行簡單地平均來得到。其他實施例可以按照權衡計算成本，依據所需要的分辨率和估值精確度來使用更大或更小的時隙。例如，在cdma2000實施例中，插入的FL PCB可以是具有歧號的一個相關時隙，或者，如果需要較好的分辨率，它可以包括幾個較小的相關時隙。在通常情況下，時隙可以是不相等的持續(xù)時間，但要對每個時隙所接收的信道信號適當地進行加權來對信息信號振幅進行歸一化，或依據應用對信噪比進行歸一化。在其他實施例中，時隙可以是可配置的參數。如果采用將信道信號劃分成較細的時隙，標記n可以在從1到較高數目的范圍中。如果需要非隨機估值器，如在圖3的實施例中，列矢量y[n]、a[n]和w[n]的某些元素也可以表示需要信道估值的系統中關注時間之后的值。
我們必須在給定時刻估計實際信道值x，如下述公式(2)中所示。公式(2)表示了由自適應非隨機信道估值器302和自適應預取隨機信道估值器402共同執(zhí)行的運算。在這兩種應用之間的不同點是如上所述的信道信號劃分成不同時隙。注意，在此的所有估值由(“hat”)符號表示。x是關注時隙時的需要信道值。例如，如圖4的示范實施例那樣，當y、a和w矢量的標記n具有表示當前和先前PCG期間導頻信道的導頻部分的值1和2時，x表示在導頻信道當前PCB部分處的信道值。x^=m^x+H(y[n]-m^y[n])---(2)]]>其中 是在對應于導頻信道PCB部分的時隙處的估計信道值， 是x的估計平均值； 是時隙n時信道信號的估計平均值；H是描述為 的濾波矢量其中 是x和y[n]的估計協方差矩陣； 是矢量y[n]的估計協方差矩陣，并且上標-1表示矩陣求逆操作。
換句話說，H是線性濾波器的矢量表示，當濾波器應用于任意信號z[n]時，從運算所得的輸出可以在下述時域標記中描述H(z[k])=Σkh[k]z[k]---(3)]]>其中k是矢量標記。
當需要多種時間實例的信道估值時，也可通過x中填集更多使x變?yōu)槭噶?，特別是如果由于使用計算結構，這可以在某些應用實施例中提供額外的實現便利。這樣x^[n]=m^x[n]+H(y[n]-m^y[n])---(2a)]]>H(z[k])=Σkh[j,k]z[k]---(3a)]]>其中H現在表示濾波矩陣，并且j和k分別是行和列的矢量標記，而j是在要估計的矢量x中特定的元素 的標記。
、Kxy和Kyy的值是作為在此提及的估計信道統計量。這些分別是由信道統計量估值器300和400進行估計的值，由自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402使用來確定用于估計 的濾波權重。這樣，這些信道統計量就是上述公式(2)所需的成分，設實際接收信道信號y[n]，已知。
下面，將描述這些信道統計量的生成。信道統計量估值器300和400依據下述關系生成估計信道信號平均值 m^y[n]=g1*y[n]---(4)]]>其中g1是濾波器脈沖響應，通常情況下是FIR或IIR或兼具FIR和IIR特性的混合濾波器；并且運算符*表示在時域上的卷積。
注意y[n]現在表示時間上的信號矢量，而在施加卷積運算的時間標記沒有示出。如果示出它， 和y[n]都將具有兩個標記，第一個標記(示出)表示時隙(例如，如上述第二示范應用實施例中所使用的“當前PCG”和“先前PCG”)，而第二標記(未示出)將矢量值的更新表示為“當前時間”處理內容。
盡管也許在不同的時隙處，但因為 元素正象 的元素所做的那樣，表示為估計信道，所以，使用了相同的方法來計算估值 ，從而在相同方法的直接應用之前，僅需要時隙標記的移動。注意信道平均值通常不是經常變化，并且當作為估值輸入使用的時隙在時間上靠近在一起，我們可以使用單值來表示 和 中的所有元素，因為它們的值近似，這樣就可能節(jié)省計算成本。在本發(fā)明的另一個已知信道具有零平均值的應用實施例中， 可以為零，這樣簡化了公式(2)。x^[n]=H(y[n])---(2b)]]>信道統計量估值器300和400依據下述關系生成 、x的估值協方差以及矢量y[n]K^xy[m,n]=g2*(x[m]y*[n])---(5)]]>其中g2是濾波器的脈沖響應，在通常情況下可以是FIR或IIR或兼具FIR和IIR特性的混合濾波器；m和n分別是行和列的矢量標記；并且y*[n]是y[n]的共軛。在其上施加卷積運算的時間標記再次沒有示出。
信道統計量估值器300和400根據下述關系生成 、y[n]矢量的估值協方差K^yy[n,m]=g3*(y[n]y*[m])---(6)]]>其中g3是濾波器的脈沖響應，在通常情況下可以是FIR或IIR或兼具FIR和IIR特性的混合濾波器；y*[m]是y[m]的共軛。在其上施加卷積運算的時間標記再次沒有示出。本發(fā)明也考慮利用 可以是共軛對稱的事實，就是K^yy[m,n]=K^yy*[n,m]---(7)]]>這樣，僅需要計算矩陣 中一半的值。
另外，如果接收的信道信號矢量y[n]部分具有表示在時間上等同劃分的值的相同持續(xù)時間的時隙，我們也可以利用協方差函數的位移恒定屬性并進一步節(jié)省計算成本，即K^yy[m,n]=K^yy[m+k,n+k]---(8)]]>其中k是長度為m+k的任意整數值，而n+k是在矩陣 有效標記范圍中，并且上述關于時隙劃分的假設成立。
這三種濾波器g1、g2、g3的時間常數通常依據系統參數為手邊的具體應用而進行挑選。例如，如果信道統計量沒有在約1秒鐘的持續(xù)時間上改變，濾波器g1、g2、g3的時間常數可以選擇為1秒鐘或更短。
當使用多個Rake搜索指時，本發(fā)明的更加復雜應用可以確保從不同指得到的信道統計量是相同的或近似的，并且將所有來自不同指的信道信號y[n]用于統計估值，由于用于估計信道統計量相同或類似值的可用輸入量增加，就能給出更加精確的估值。因此，如在上述數學關系中所見，信道統計量估值器300和400生成信道統計量 和 。它們依次提供給各信道估值器(自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402兩者，通常也可以稱為“導頻濾波器”)。隨后，圖3和圖4的信道估值器使用這些信道統計量來執(zhí)行上述公式(2)所述的運算，即對信道情況進行自適應估值。
本發(fā)明的中心在于當移動站在衰落環(huán)境中移動時，信道統計量是緩慢但恒定地變化的概念。這些信道統計量由信道估值器300和400不斷更新分別用于自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402。因為這些信道統計量構成公式(2)自適應濾波運算的基礎，所以，自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402都響應信道情況的變化來改變它們的濾波器參數。
本發(fā)明的優(yōu)勢是，公式(2)給出了一種將估值輸出均方誤差最小化的估值器。而且，本發(fā)明提供了自動計算用于使用這個公式的所有要素的方便、有效的方法。這樣，自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402都可以分別由信道統計量估值器300和400不斷更新，使它們在當時居優(yōu)的信道情況下進行優(yōu)化。這就允許自適應非隨機信道估值器302和自適應預測隨機信道估值器402都生成在各種信道情況下用于給定信道情況的最佳信道估值。與已有技術形成明顯對比，本發(fā)明依據估值信道統計量的使用，提供一種用于在無線通信系統中自適應對信道情況進行估計來確定信道估值器的濾波參數的方法和設備。這樣，本發(fā)明總是對當前情況進行優(yōu)化，導致明顯更低的對給定位誤碼率的通信鏈路Eb/N0要求。
提供較佳實施例的前述描述是使本領域的熟練技術人員可以制造或使用本發(fā)明。對這些實施例的各種修改對于本領域的熟練技術人員來說是顯而易見的，并且在不使用創(chuàng)造性技術的情況下，在此所定義的一般原理可以應用于其他實施例。因此，本發(fā)明并不局限在在此所示出的實施例中，而是符合與在此所揭示的原理和新穎特征關聯的最大范疇。
權利要求
1.一種用于自適應地對無線通信系統中導頻信道信道情況進行估計的方法，其特征在于，所述方法包括下述步驟估計所述導頻信道的信道統計量；響應所述估計信道統計量對所述導頻信道進行自適應濾波；其中所述估計步驟進一步包括對從任意接收的通信信道得到的信道信號進行濾波來確定估計信道平均值和估計信道協方差。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，對所述導頻信道自適應濾波的所述步驟包括下述步驟將所述導頻信道劃分為一個或多個時隙；依據所述估計信道統計量對每個時隙進行加權。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，對所述信道信號濾波的所述步驟包括在無限脈沖響應濾波器中對所述信道信號進行濾波。
4.如權利要求2所述的方法，其特征在于，對所述信道信號濾波的所述步驟包括在無限脈沖響應濾波器和有限脈沖響應濾波器的組合中對所述信道信號進行濾波。
5.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述導頻信道包括具有已知符號的導頻信號部分和具有未知符號的功率控制位部分，所述方法進一步包括下述步驟校正所述功率控制位部分的所述符號；將所述經符號校正的功率控制位部分與所述導頻信號部分組合來產生所述信道信號。
6.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述無線通信系統進一步包括業(yè)務信道，所述業(yè)務信道具有未知符號的業(yè)務信號，所述方法進一步包括下述步驟確定所述業(yè)務信號的所述符號；響應所述業(yè)務信號生成所述信道信號。
7.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述導頻信道包括功率控制組序列，每個功率控制組具有已知符號的導頻信號部分和未知符號的功率控制位部分，并且其中所述時隙具有大致與所述導頻信號部分相同的持續(xù)時間。
8.一種用于對在無線通信系統中導頻信道的信道情況進行自適應估計的電路，所述電路包括估計所述導頻信道信道統計量的信道統計量估值器；響應所述估計信道統計量對所述導頻信道進行自適應濾波的自適應導頻濾波器；其中所述信道統計量估值器對從所述導頻信道獲得的信道信號進行濾波來確定估計信道平均值和估值信道協方差。
9.如權利要求8所述的電路，其特征在于，所述信道統計量估值器將所述導頻信道劃分為一個或多個時隙，并且其中所述自適應導頻濾波器依據所述信道統計量對每個時隙進行加權。
10.如權利要求9所述的電路，其特征在于，所述信道統計量估值器包括用于對所述信道信號進行濾波的無限脈沖響應濾波器。
11.如權利要求9所述的電路，其特征在于，所述信道統計量估值器包括用于對所述信道信號進行濾波的無限脈沖響應濾波器和有限脈沖響應濾波器的組合。
12.如權利要求9所述的電路，其特征在于，所述導頻信道包括具有己知符號的導頻信號部分和具有未知符號的功率控制位部分，所述電路進一步包括用于確定所述功率控制位部分的所述符號的功率控制位符號檢測器；用于校正所述功率控制位部分的所述符號的功率控制位符號校正器；用于將所述經符號校正的功率控制位部分和所述導頻信號部分組合來產生所述信道信號的多路復用器。
13.如權利要求9所述的電路，其特征在于，所述導頻信道包括功率控制組序列，每個功率控制組具有已知符號的導頻信號部分和未知符號的功率控制位部分，并且其中所述時隙具有大致與所述導頻信號部分相同的持續(xù)時間。
14.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述對信道信號濾波的步驟進一步包括下述步驟對第一接收通信信道信號用第一權重因數進行加權；對第二接收通信信道信號用第二權重因數進行加權；將所述第一和第二加權接收的通信信道信號組合來產生所述信道信號。
15.如權利要求1所述方法，其特征在于，所述估值步驟進一步包括將來自多個瑞克接收機搜尋指的多個信道信號進行組合。
16.如權利要求8所述的電路，其特征在于，所述信道統計量估值器對第一接收通信信道信號用第一權重因數進行加權，對第二接收通信信道信號用第二權重因數進行加權，并且將所述第一和第二加權接收的通信信道信號組合來產生所述信道信號。
17.如權利要求8所述的電路，其特征在于，所述信道統計量估值器將來自多個瑞克接收機搜尋指的多個信道信號進行組合。
全文摘要
一種用于自適應地對無線通信系統中導頻信道信道情況進行估計的方法。該方法包括對導頻信道的信道統計量進行估計(300),并且響應估計信道統計量對導頻信道進行自適應濾波。估計通過對從導頻信道獲得信道信號進行濾波執(zhí)行,來確定估計信道平均值和估計信道協方差。為了執(zhí)行自適應濾波,本發(fā)明將導頻信道劃分為一個或多個時隙,并且依據信道統計量對每個時隙進行加權。這樣,本發(fā)明的優(yōu)勢是為了在各種信道情況對導頻濾波器的性能進行優(yōu)化,能對導頻濾波器參數進行自動和不斷的更新。
文檔編號H04Q7/38GK1377530SQ00811909
公開日2002年10月30日 申請日期2000年8月16日 優(yōu)先權日1999年8月23日
發(fā)明者G·里昂 申請人:高通股份有限公司