專利名稱：在調制系統(tǒng)限制信號幅度的方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及一種用于限制從數字調制器輸出的信號幅度的方法。本發(fā)明尤其涉及處理在矩形平面上排列的信號點。
背景技術：
最近幾年，碼分多址(CDMA)系統(tǒng)已經在移動無線通信領域得到了廣泛關注。寬帶碼分多址(WCDMA)和窄帶碼分多址CDMA系統(tǒng)都已提出。WCDMA使用比窄帶系統(tǒng)更寬的信道，這樣就能提高頻率分集效果，由此降低衰落問題。
在CDMA系統(tǒng)中的調制方法為正交調幅QAM。這個術語用于描述正交組合兩個幅度和相位調制的載波。正交指兩個載波之間的相差為90°。其中一個載波稱為同相載波，而另一載波稱為正交載波。一個載波可以是經數字調制的正弦波，而另一載波可以是經數字調制的相同頻率的余弦波。因此，每個QAM調制器的任務是執(zhí)行[1(n)，Q(n)]的圓周旋轉。
圖1示意了一種在WCDMA系統(tǒng)的數字調制器。擴展和加擾的復值物理信道利用復合加法在加法器10組合。結果產生的復值碼片序列被應用于分路器11。分路器將該復值碼片序列分為兩個并行分支。在上一分支和下一分支中的信號都為實數值信號。通常在上一分支中的信號代表I信號，而在下一分支中的信號代表Q信號。
該調制為QPSK(正交相移鍵控)，其中I信號在乘法器14與一個頻率為fL的余弦信號相乘，而Q信號在乘法器15與一個頻率同樣為fL的正弦信號相乘。接著，產生的信號在加法器16相加，其中和信號為該調制器的輸出信號。通常I信號和Q信號都在整形濾波器(未示出)被整形。
圖2描繪了在2-維平面上表示的一個I-信號和一個Q-信號的構象點。這個平面稱為同相和正交平面，簡稱為I-Q平面。從圖中可看出，該構象點離原點的距離可視為從兩個分量，即Q分量和I分量，構成的向量的頂端。該構象點在I-Q平面上的位置，即該向量的長度和角度，取決于該I和Q值，而這兩個值又取決于所用的調制方案。
當該調制器的連續(xù)輸出信號表示為s(t)，I-信號表示為I(n)，而Q-信號表示為Q(n)時，輸出信號可根據下述公式表示s(t)＝I(n)cos(ωt)+Q(n)sin(ωt) (1)輸出信號s(t)的最大幅度為max{s(t)}=I(n)2+Q(n)2---(2)]]>注意這個幅度與圖2所示的向量長度相同。
在數字域，數字調制信號的幅度點構成I-Q平面上的構象點。在I-Q平面上，信號點的構象對信噪(S/N)比和傳輸差錯率有很大影響。傳輸差錯率取決于這些信號點之間的距離。如果這個距離太小，在接收機提取一個與真實信號點相鄰的信號點時可能出錯。另一方面，構象的形狀影響發(fā)射機的操作。在技術上我們知道，基于I-Q平面上一個信號點的調制信號的功率與該信號點和該I-Q平面的原點之間的距離平方成正比。換言之，信號點距離原點越遠，對應該點的調制信號的功率越高。
由于若干原因實數型調制器的構象點不是最佳的，通常一些輸出向量太大。因此，在現有技術中，必須通過某一方式限制調制器的輸出向量。
最直截了當的方式是只縮短太長的輸出向量。這個任務是限制二維向量的幅度為一定值，而且保持其原有方向。通常這意味著首先必須計算該向量的幅度，如果這個幅度超過限值，原向量將按比例縮小。這個過程包括諸如乘、平方根和除的運算，利用類似ASIC或FPGA或數字信號處理器DSP的數字邏輯很難有效實現這些運算。這意味著必須采用近似方法。然而由于數字邏輯的特征，很難保持原向量的方向，這樣做將引起錯誤。
圖3描繪了64-級調制方案的信號點的矩形構象。在這個例子中，構象中的每個點表示一個調制符號，它由一個唯一的六位組合構成。沿橫軸的點表示單個余弦載波的所有可能調制，而沿縱軸的點表示單個正弦載波的所有可能調制。這種構象可通過所謂的方形(square)削波實現，在此每個向量的分量x，y被獨立限制(削波)。
rresult＝xresultex+yresultey，其中 在上述公式中，ex為Q軸的單位向量，而ey為I軸的單位向量。
這種削波很容易利用硬件實現，但其質量不是很高。其幅度差在0≤G<20log2dB≈3dB]]>的范圍內，而角度差被限制為|θ|＜45°。
然而，矩形構象不是一種好的形式，因為邊角處的信號點遠離原點。類似圖3中的信號點1的這些信號點具有很大能量。因此，我們知道排列該構象以構成一個六邊形，如圖3中的虛線描繪。
該構象的最佳形式將為一個圓，使每個符號的平均能量最小。圓形構象的效果比六邊形好0.7dB，而比矩形好約3dB。然而遺憾的是，實際應用中很難實現排列該構象為一個圓，而且效率的提高大大增加了調制器的難度。
然而，當使用矩形或六邊形構象形狀時，由于邊角處的高功率調制的信號，發(fā)射機的輸出容易飽和。由此，發(fā)射機的最大輸出功率將根據邊角點限制。因此，其他點的輸出功率不象發(fā)射機將允許的那樣高。因此，發(fā)射機的容量使用沒有達到最佳。然而，矩形構象廣泛使用但具有一個功率控制電路，調制器的輸出信號施加到這個電路。這就減輕了由構象形狀導致的缺陷。
現有技術方法的缺點是難于限制發(fā)射機的峰值發(fā)射功率。利用矩形或六邊形構象的限制實際上很難，因此它必須基于反復試驗方法。另一缺點是難于保持向量的原方向。已知方法要求相對復雜的實現。

發(fā)明內容
本發(fā)明的一個目的是設計一種方法，使數字調制器產生的信號幅度低于一個預定限值但仍保持該向量的原方向。
本發(fā)明的另一目的是設計一種方法，使得在調制器簡單和精確地實現向量削波。
這些目的的實現使得不是處理數字調制器的輸出向量或其分量向量，而是在調制之前，即，在分別與一個正弦信號和一個余弦信號相乘之前，對基帶I和Q信號進行處理。
I-和Q信號被施加到削波電路的輸入端。預定限值也施加到該削波電路的另一輸入端。削波電路在I-Q平面上旋轉I-和Q信號的值，即，終止于構象點I、Q的向量，到終止于該限值的向量。同時，終止于限值的向量向終止于構象點I、Q的向量旋轉。旋轉利用Cordic算法實施。完成旋轉后，終止于構象點I、Q的向量與旋轉前終止于限值的向量成一條直線，而終止于限值的向量與旋轉前終止于構象點I、Q的向量成一條直線。
現在比較旋轉后I-Q向量的長度與該限值向量。如果旋轉后I-Q向量短于該限值向量，那么原I-Q向量被接受，而且從削波電路中輸出原I-和Q-信號。因此，利用原I-和Q信號執(zhí)行載波調制。
但如果旋轉后I-Q向量長于該限值向量，那么原向量將被丟棄，而被旋轉后的限值向量取代。因此，利用旋轉后的限值向量具有的I-和Q信號值執(zhí)行載波調制。
本發(fā)明的一個要點是正確選擇該限值。即，選擇終止于該限值的向量以便它在Q軸或I軸方向上。因此，該向量始于原點，并且沿正Q軸或沿正I軸伸展。該向量的預定長度與削波電路的削波限值相同。


現在參考附圖更詳細地描述本發(fā)明，其中圖1為QAM調制器的原理圖；圖2描繪了I-Q平面上的I-Q向量；圖3示出了一種矩形構象；圖4示意了削波電路在調制器中的位置；圖5描繪了信號點的再定位；圖6示意了向量的旋轉；圖7示意了在Cordic旋轉之前的向量；圖8示意了在Cordic旋轉之后的向量；以及圖9為該方法的簡化框圖。
具體實現方式圖4示意了該削波電路在調制器中的位置。從圖中可看出，它位于分路電路11以及乘法器14和15之間。因此，來自該分路電路的I-和Q信號為削波電路的輸入信號。該削波電路的其他輸入信號為兩個限值。來自削波電路11的輸出信號表示為I*和Q*。信號I*施加到乘法器14，而信號Q*施加到乘法器15。
圖5示出了削波電路如何對幅度太大的信號點進行處理。包含一個I-信號和一個Q-信號的每個信號對在I-Q平面上構成一個信號點，稱為構象點。一些信號點在圖中表示為黑點。始于原點且終止于信號點(I，Q)的向量的長度S為S=I2+Q2---(4)]]>下文中稱這些向量為I-Q向量。
前面提及的限值，也施加到削波電路的輸入端，它們表示為ILIMIT和QLIMIT。在I-Q平面上，限制可視為始于原點且終止于信號點ILIMIT，QLIMIT的限值向量。因此該限值向量的長度SLIMIT為SLIMIT=IILIMIT2+QLIMIT2---(5)]]>當長度SLIMIT固定時，滿足上述公式的所有ILIMIT，QLIMIT值對沿一個半徑為SLIMIT的圓排列(見圖5)。下文中稱所有始于原點且終止于該圓的向量為限值向量。
再參考圖5，削波電路的作用使得能縮短端點位于半徑SLIMIT的圓外的任何I-Q向量，端點(I，Q)以這個縮小量沿該向量移向這個圓，并得到新的I和Q值。例如，具有值I、Q的信號點1被位于半徑SLIMIT的圓上且具有值I*和Q*的一個新信號點取代。這可根據下面的限制條件表示如果I2+Q2>SLIMIT]]>則向量S縮短到端點(I*Q*)，這樣(I*)2+(Q*)2≤SLIMIT]]>有效。
實際上，每當從分路電路接收到一個新信號點值(I，Q)，不能總是輸入新的限值，因為在削波周期之初，信號點值是未知的，即，每個I-Q向量的長度和角度隨向量而異。
因此，限值ILIMIT，QLIMIT被選擇為恒值，此外使得ILIMIT或QLIMIT為0。因此，限值為ILIMIT，0或0，QLIMIT。這意味著限值向量在I-Q平面的I軸或Q軸上。這樣選擇限值的優(yōu)點在后面將很明顯。
削波電路通過應用CORDIC算法對I-Q向量和限值向量圓周旋轉來執(zhí)行上面提及的限制條件。在參考文獻J.E.Volder“CORDIC三角法計算技術”，IRE電子計算機學報，Vol.EC-8，No.3，PP.330-334，1959年9月，描述了所述算法。
CORDIC(協調旋轉數字計算機)計算技術是特別為實時數字計算機的使用開發(fā)的，其中大部分計算涉及導航公式的三角法關系的不連續(xù)、編程解決方案，以及坐標變換的三角法關系的高解決速率。在該算法中，采用一個條件加法和減法序列。給定一個向量的坐標分量和旋轉角度，計算在旋轉給定角度后原向量的坐標分量。
因此，利用CORDIC算法能有效實現本發(fā)明中所用的圓周旋轉，該算法是一種用于計算許多基本功能的迭代算法。
現在，簡要描述CORDIC算法的原理。本發(fā)明的削波方法的主要任務是執(zhí)行[I(n)，Q(n)]T的圓周旋轉。
這個過程在圖6示意，其中原向量的坐標為I、Q。原向量旋轉一個在此由ANG表示的角度。因此，原向量的坐標由I和Q變?yōu)镮′和Q′。
在數學上這可表示為I′＝I·cos(ANG)+Q·sin(ANG)(7)Q′＝Q·cos(ANG)-I·sin(ANG)上述公式可重新組合如下I′＝cos(ANG)·[I+Q·tan(ANG)] (8)Q′＝cos(ANG)·[Q-I·tan(ANG)]通過執(zhí)行一系列連續(xù)的較小基本旋轉可得到任意角度的旋轉。限制旋轉角度以便tan(Angi)＝±2-i，式中i＝0，1，2...，因此與正切項的相乘被減化為該實現電路中的二進制移位操作。
現在根據公式(9)可表示出迭代旋轉
Ii+1＝Ki[Ii+Qidi2-i]Qi+1＝Ki[Qi-Iidi2-i] (9)Ki＝cos(tan-1(2-i))式中Ki為比例常數，而di＝-1或+1，取決于旋轉的方向。
沒有比例常數的話，這兩個向量分量很快達到滿刻度。然而，從迭代公式(9)中去除比例常數Ki將得到一個簡單的用于向量旋轉的移位加算法。通過縮短(按比例降低)原向量可去除比例常數。CORDIC旋轉算法的增益約為g＝1.647，因此如果原向量在任何一個坐標軸上，利用增益最便于執(zhí)行比例縮放。
去除比例常數后得到公式(10)Ii+1＝[Ii+Qidi2-i] (10)Qi+1＝[Qi-Iidi2-i]di＝-1或+1，取決于旋轉的方向。
公式(10)用于執(zhí)行這些向量的旋轉。
圖7示意了削波電路對從分路器接收的每個I-Q信號執(zhí)行的操作，目的是實現圖5所示的結果。以基帶調制速率，例如16MHz，產生I-Q信號對。這些信號對被視為向量，其中接收的每個向量的長度和角度隨向量而異。此外，為清晰起見，我們假設信號點1在圖7對應圖5的信號點1。
重參考圖7，其中示出了原向量和按比例縮小后的限值向量的位置。原向量始于原點終止于信號點1。應注意的是，由于利用Cordic旋轉可達到的總旋轉角被限制為約±90°，可能要求首先旋轉180°。因此，如果原向量的端點為點A，則該向量必須首先旋轉180°角，以便信號點A變?yōu)樾盘桙c1。由此，如果另一原向量的端點為點B，則該向量必須首先旋轉180°角，以便信號點B變?yōu)樾盘桙cC。由于只要通過改變原向量分量的符號就可實現初始化，因此初始化很容易。
限值ILIMIT，QLIMIT也被視為一個向量。如前所述，選擇這些值，以便這對值為ILIMIT，0或0，QLIMIT。在圖中，這對值為0，QLIMIT，其中該限值向量始于原點，沿Q軸伸展，且終止于點QLIMIT。接著，通過將該削波限值向量除以增益g＝1.647，將該限值向量以Cordic旋轉的增益為比例縮小。現在經縮小的限值向量的起始位置從原點開始，終止于點D。
現在，開始向量的Cordic旋轉。迭代旋轉的目的是，原I-Q向量將從信號點1向Q軸旋轉，直到到達縮小后的限值向量的原方向。同時縮小后的限值向量旋轉相同量，但反方向旋轉，即，朝向原I-Q向量，直到到達原向量的方向。旋轉方向如圖7的箭頭所示。
圖8示意了在執(zhí)行Cordic旋轉步驟后向量的位置。因此，完成預定的旋轉步驟后原向量與Q軸平行或幾乎平行。但由于Cordic算法的特征，該向量的長度在旋轉期間增大了增益g，其中旋轉后原向量的頂端到達Q軸上的點PUNSCALED。因此，通過將值PUNSCALED除以Cordic旋轉的增益g可得到旋轉后原向量的真正幅度。結果，旋轉后原向量的真正頂端將在Q軸上的點PSCALED。
現在，選擇限值以便限值向量沿Q軸(或沿I軸)伸展的原因就很明顯了。這是因為無需計算原向量旋轉后的長度；該長度就是在點PSCALED上的Q值。
在原I-Q向量旋轉的同時，縮小的限制向量旋轉到平行于原I-Q向量。在旋轉期間，縮小的向量的長度增大。執(zhí)行旋轉后，該向量增大Cordic旋轉的增益g。但由于限值向量在旋轉前已按比例縮小了因子g，結果使得旋轉后限值向量的長度在理想情況下與該圓半徑相同，即，限值QLIMIT。旋轉后限制向量的坐標值在圖8表示為IL、QL。
現在，削波電路判斷從該電路輸出的值I*和Q*是什么(見圖4)。旋轉和縮小后的原向量與限值向量相比較。由于比較點PSCALED在Q軸上的Q-值與值QLIMIT就夠了，因此很容易實現。如果原向量的長度比限值向量長，即，點PSCALED在Q軸上的Q值大于值QLIMIT，則原向量的長度超過限值。因此，旋轉后的限值向量將用作削波電路的輸出向量，即，旋轉后的限值向量的坐標值IL、QL用作從削波電路輸出的值I*，Q*。
但如果旋轉和縮小后的原向量的長度短于限制向量，即，點PSCALED在Q軸上的Q值小于值QLIMIT，則原I-Q向量的I和Q值將用作從削波電路輸出的值I*，Q*。
圖9描繪了削波電路執(zhí)行的主要步驟。該方法以接收I和Q信號(步驟91)和接收限值(步驟90)開始。接著，對應限值的限值向量以Cordic旋轉的增益為比例縮小，以便該向量的幅度在旋轉后不會超過旋轉前所述向量的幅度(步驟92)。自然，按比例縮小限值向量只能執(zhí)行一次，而且結果存儲在一個存儲器中，由此可以讀出結果。
現在，開始向量的Cordic旋轉(步驟93)。迭代旋轉的目的是旋轉原I-Q向量以便其到達縮小的限制向量的原方向。同時，縮小的限值向量旋轉相同量但反方向旋轉，即朝向原I-Q向量，這樣就能到達原I-Q向量的原方向。
由于旋轉后原向量的幅度在旋轉期間已增大，它必須除以Cordic旋轉的增益g(步驟94)。接著旋轉和縮小后的原向量與限值向量相比較(步驟95)。如果旋轉和縮小后的原向量的長度短于限制向量，則旋轉后限值向量的頂端坐標I*，Q*將被用作削波電路的輸出信號值(步驟98)。但如果旋轉和縮小后的原向量長度短于限制向量，則原I和Q信號將被用作削波電路的輸出信號值(步驟99)。
本發(fā)明基于CORDIC的削波器可利用一串互連的加法器/減法器實現。因此利用現有FPGA中的基本邏輯結構可實現。最好，用于對應XilinxXC4000族的可配置邏輯塊(CLB)以及特別是Altera’sFLEX設備的邏輯元件(LE)。該方法還可利用ASIC或數字信號處理器(DSP)實現。
如果假設是無限精確計算，那么角度和幅度精度完全由Cordic旋轉中使用的迭代步驟數確定。角度誤差被限制為最后一個旋轉步驟角度的值|θ|＜arctan2-N+1。例如，如果有8個迭代，角度精度為±0.45°。幅度誤差被限制為0dB≤G＜-20log[cos(arctan2-N+1)]dB。如果使用8次迭代，最大幅度誤差的一個例子為小于0.0003dB。顯然總精度也很依賴于計算中使用的精度，甚至在幾乎任何現行解決方案中是主要因素。本發(fā)明方法的最大好處是只通過增加迭代步驟就可使實現降低到任何所需精度。盡管本發(fā)明的方法要求乘除操作，但除數和乘數是固定的(Cordic旋轉增益)，而且這些操作很容易實現。
權利要求
1.一種用于處理數字調制器產生的I和Q信號的方法，這些信號被視為在包括Q軸和I軸的矩形坐標平面上的一個原始I-Q向量的正交向量分量，包括步驟指定兩個限值，確定一個始于原點終止于該限值的限值向量；通過利用Cordic旋轉算法，以多個步驟逐步向該限值向量旋轉原I-Q向量，直到旋轉后的原向量與該限值向量近似成一條直線；通過利用Cordic旋轉算法，以相同數量的步驟逐步向原I-Q向量旋轉限值向量；比較旋轉后的原I-Q向量的長度與限值向量的長度；如果旋轉后的原向量短于限值向量，則應用原I和Q信號到數字調制器；而如果旋轉后的I-Q向量長于限值向量，則應用旋轉后的限值向量的I和Q坐標值到數字調制器。
2.根據權利要求1的方法，還包括步驟設置任何一個限值為0，其中該限值向量或沿Q-軸或沿I-軸伸展。
3.根據權利要求2的方法，其中當限值向量沿Q-軸伸展時，限值向量的長度和旋轉后原I-Q向量的長度設置所述向量的Q坐標。
4.根據權利要求2的方法，其中當限值向量沿I-軸伸展時，限值向量的長度和旋轉后原I-Q向量的長度設置所述向量的I坐標。
5.根據權利要求1的方法，還包括步驟通過將所述向量除以Cordic旋轉算法的增益，在旋轉前按比例縮小該限值向量，其中在旋轉期間該縮小的限值向量的長度增大到限值向量的原長度。
6.根據權利要求1或5的方法，還包括步驟通過將所述向量的長度除以Cordic旋轉算法的增益，按比例縮小旋轉后的原I-Q向量，其中旋轉和縮小后的原向量的長度與限值向量的長度相比較。
7.根據權利要求1的方法，其中同時執(zhí)行原I-Q向量的旋轉和限值向量的旋轉。
8.根據權利要求1的方法，其中當原向量位于利用Cordic旋轉可到達的總旋轉角外時，通過改變向量分量的符號，原I-Q向量和限值向量首先旋轉角度180°。
9.根據權利要求1的方法，其中旋轉步驟的數量預先固定。
10.一種削波電路，用于在應用原I和Q輸入信號到數字調制器之前對這些信號進行處理，輸入的I和Q信號被視為在包括Q軸和I軸的矩形坐標平面上的一個原始I-Q向量的正交向量分量，包括用于輸入限值的另一個輸入端，所述限值確定一個始于原點終止于該限值的限值向量；第一Cordic旋轉裝置，用于以預定數量的步驟逐步向該限值向量旋轉原I-Q向量，直到旋轉后的原向量與該限值向量近似成一條直線；第二Cordic旋轉裝置，用于以預定數量的步驟逐步向原I-Q向量旋轉限值向量，直到旋轉后的限值向量與原向量近似成一條直線；用于比較旋轉后的原I-Q向量的長度與限值向量的長度的裝置；選擇裝置，用于如果旋轉后的原I-Q向量短于限值向量，則應用原I和Q信號到數字調制器，而如果旋轉后的原向量長于限值向量，則應用旋轉后的限值向量的I和Q坐標值到數字調制器。
11.根據權利要求10的削波電路，該電路還包括縮小裝置，通過將所述向量除以Cordic旋轉算法的增益，在旋轉前按比例縮小該限值向量。
12.根據權利要求11的削波電路，該電路還包括另一縮小裝置，通過將所述向量除以Cordic旋轉算法的增益，按比例縮小旋轉后的原I-Q向量，其中旋轉和縮小后的原I-Q向量與限值向量相比較。
13.根據權利要求11的削波電路，其中第一Cordic旋轉裝置和第二Cordic旋轉裝置適用于同時旋轉向量。
14.根據權利要求13的削波電路，其中第一Cordic旋轉裝置的輸出被耦合回所述裝置的輸入端，而第二Cordic旋轉裝置的輸出被反饋回所述裝置的輸入端，其中每個旋轉步驟由相同裝置執(zhí)行。
15.根據權利要求11的削波電路，其中第一和第二Cordic旋轉裝置是利用現場可編程門陣列(FPGA)實現的。
16.根據權利要求11的削波電路數字調制器，其中第一和第二Cordic旋轉裝置是利用數字信號處理器實現的。
全文摘要
能限制(削波)數字調制器產生的信號幅度,以便不處理數字調制器的輸出向量或其分量向量,而是在調制之前對基帶I和Q信號進行處理。I－和Q－信號作為削波電路的輸入。預定限值也被施加到削波電路的另一輸入端。削波電路朝限值向量旋轉I－Q向量。同時限值向量朝I－Q向量旋轉。旋轉利用cordic算法實施。完成旋轉后,旋轉后的I－Q向量與原限值向量成一條直線,而旋轉后的限值與原I－Q向量成一條直線。接著比較旋轉后I－Q向量的長度與原限值向量。如果旋轉后I－Q向量短于限值向量,則從削波電路的輸出信號為原I－Q信號。但如果旋轉后I－Q向量長于限值向量,則原I－Q信號將被丟棄,而被旋轉后的限值向量的坐標值取代。
文檔編號H04L27/20GK1387718SQ00812318
公開日2002年12月25日 申請日期2000年12月14日 優(yōu)先權日2000年12月14日
發(fā)明者吉莫·塔斯基寧 申請人:諾基亞公司