專利名稱：具有干擾信號抑制的接收站的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明揭示了與無線通信系統(tǒng)相關(guān)的方法和設(shè)備，特別針對用于信號組合法的選擇機(jī)制。
背景技術(shù)：
在傳統(tǒng)的無線通信系統(tǒng)中，移動站(蜂窩電話、便攜式計算機(jī)，等)由基站提供服務(wù)。這樣的基站對于移動站來說充當(dāng)通信中繼站。因此，無論何時當(dāng)移動站為了與通信系統(tǒng)其他部分進(jìn)行通信時，移動站必須至少與一個基站進(jìn)行無線通信。移動站有時會離開某個基站的服務(wù)范圍，并進(jìn)入另一個基站的服務(wù)范圍?；静煊X到這個情況，并通過“越區(qū)切換”將通信從第一基站切換到第二基站上。對于移動站來說在一段時間同時與第一和第二基站進(jìn)行通信是很普通的。與超過一個基站進(jìn)行通信的移動站稱為“軟切換”。在某些情況下的任一時刻，移動站會與超過兩個的基站進(jìn)行軟切換。
軟切換令人滿意的地方是因為它減少了掉線。另外。軟切換允許移動單元從超過一個的源接收同樣的信息，并且使用其所有接收到的信息(或能量)來幫助對每個基站發(fā)送給移動站的信息進(jìn)行解碼。使用從多個基站發(fā)送的信息意味著任一基站所需要的功率電平的減少。
一種無線通信系統(tǒng)被稱為碼分多址聯(lián)接(CDMA)。CDMA系統(tǒng)比其他系統(tǒng)提供更大的容量。就是說在CDMA系統(tǒng)中同時能通信的信息信道數(shù)比其他系統(tǒng)，例如時分多址聯(lián)接(TDMA)或頻分多址聯(lián)接(FDMA)系統(tǒng)要多。
在同時進(jìn)行語音和數(shù)據(jù)通信的CDMA系統(tǒng)中，基站同時對相同頻率上的該基站有效區(qū)中的多個移動站進(jìn)行發(fā)送。另外，每個這樣的基站以與網(wǎng)絡(luò)中其他每個基站相同的頻率進(jìn)行發(fā)送。發(fā)送給特定移動站的信號與發(fā)送給其他移動站的信號區(qū)別僅僅在它們發(fā)送所使用的不同編碼上。相反，在TDMA系統(tǒng)中，在第一時間周期期間發(fā)送到第一移動站，在第二周期發(fā)送到第二移動站，沒有重疊的時間周期。在FDMA系統(tǒng)中，到第一移動站的用第一頻率發(fā)送，并且到第二移動站的用第二頻率發(fā)送。因為CDMA接收器可以在調(diào)諧到某一信號頻率的某時接收超過一個的信道，CDMA接收器能比TDMA接收器或FDMA接收器更加方便地執(zhí)行軟切換。
雖然CDMA系統(tǒng)在理論上具有非常適合軟切換的優(yōu)勢，但使用第一編碼向第一移動站發(fā)送的信號對于試圖接收使用第二編碼來發(fā)送給第二移動站信號的第二移動站來說就表現(xiàn)為噪聲。減少這種干擾的較佳方法是通過使得分配給從基站發(fā)送信號的編碼與分配給從該基站發(fā)送的所有其他信號的編碼正交。然而，第一基站發(fā)送信號所使用的編碼卻不能和第二基站發(fā)送信號所使用的編碼正交。因此，基站要非常謹(jǐn)慎地控制發(fā)送信號到移動站所使用的功率量。功率必須足夠高使得信號能夠通過，但功率最好不要超出所需值，因為額外功率的出現(xiàn)對于其他移動站來說就是額外的干擾，并且減少了基站能夠服務(wù)的移動站數(shù)。
因為傳統(tǒng)的CDMA通信系統(tǒng)必須要處理語音和數(shù)據(jù)，所以必須達(dá)到某種性能要求。一種這樣的要求就是從通信系統(tǒng)的一端發(fā)送信息的時間直到在通信系統(tǒng)另一端接收到信息的時間之間的延遲必須比較短。就是說，當(dāng)兩個人在通話時，任何在線路一端講話的時間到線路另一端聽到那些話的時間之間可察覺出的延遲將會使得講話者和收聽者都覺得苦惱。
相反，許多數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)能夠容忍發(fā)送信息時間和接收信息時間之間較長的延遲。近來所推出的專門設(shè)計用來處理數(shù)據(jù)的CDMA系統(tǒng)中具有能夠容忍比較長延遲的優(yōu)點。這里稱這種系統(tǒng)為高速數(shù)據(jù)率(HDR)系統(tǒng)。在HDR系統(tǒng)中，基站致力于在任何時刻僅與一個移動站進(jìn)行通信。CDMA的容量優(yōu)勢就由HDR系統(tǒng)來實現(xiàn)。然而由于以下原因，該系統(tǒng)執(zhí)行軟切換就會有一定困難或不能符合要求。第一，在HDR系統(tǒng)中來自基站的傳輸在任何特定時間都指向一個移動站。因此，雖然從HDR基站發(fā)送的代碼信道數(shù)基本相同，但在任何時刻，所有代碼信道都預(yù)定由一個移動站接收。因此，為了允許在兩個基站之間的軟切換，在兩個基站之間傳輸時間的調(diào)整也會變得很復(fù)雜。第二，為了執(zhí)行軟切換，就有必要在超過一個的基站之間分配相同的數(shù)據(jù)。這就會大大增加基站之間傳送的數(shù)據(jù)量，特別是高數(shù)據(jù)率應(yīng)用。第三，假設(shè)信道條件相對固定，對于HDR系統(tǒng)來說，如果移動單元總是能與最好的服務(wù)基站相連而不用軟切換的話，系統(tǒng)的容量就要增加。而這是真實的，因為HDR基站通常以最大功率發(fā)送來獲得最佳數(shù)據(jù)率。就是說，數(shù)據(jù)能夠發(fā)送的速率直接與接收的功率量成比例。因而，為了數(shù)據(jù)率能達(dá)到最大，就發(fā)送最大的功率。然而，這就增加了試圖接收來自第二基站信號的移動站所接收到的第一基站信號的干擾量。
因此，就需要一種能用于減少第一基站所帶給試圖接收來自一個或更多其他基站信號的移動站的干擾量的方法和設(shè)備。
另外，如果干擾是是無定向的，例如噪聲，最佳信號組合算法就可能由于估測誤差的存在，導(dǎo)致接收器性能的下降。這樣，也需要一種依據(jù)干擾特性用于信號組合方法的選擇機(jī)制。

發(fā)明內(nèi)容
現(xiàn)在所揭示的方法和設(shè)備是在同一通信系統(tǒng)中減少由其他基站的發(fā)送施加在第一基站上的干擾量?，F(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備考慮到軟切換在某些通信系統(tǒng)中不是很容易實現(xiàn)或不符合要求，例如每次發(fā)送多個代碼信道到一個接收站，例如移動站的高數(shù)據(jù)率(HDR)通信系統(tǒng)。就是說，在典型的HDR系統(tǒng)中，每個基站每次就向一個接收站發(fā)送。為了在允許兩個基站之間的軟切換，在兩個基站之間的傳輸和數(shù)據(jù)傳送時間的調(diào)整就變得復(fù)雜。而且，在通常的信道條件下，如果不使用軟切換，可以增加HDR系統(tǒng)的容量。因而，現(xiàn)在所揭示的方法和設(shè)備改變了傳統(tǒng)執(zhí)行軟切換的方法，并且是依據(jù)使用兩個或更多天線用于減少來自第一基站的傳輸和來自一個或更多其他基站的傳輸之間的干擾的技術(shù)。
根據(jù)現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備，在接收站中使用了兩個天線來接收傳輸。一個瑞克接收器(the rake receiver)與每個天線耦合。該瑞克接收器具有多個指，每個指具有識別和獨立對經(jīng)過不同傳播延遲到達(dá)的信號進(jìn)行解碼的能力(即發(fā)送信號時間和接收到信號時間之間所發(fā)生的延遲)。通過對瑞克接收器每個獨立的指接收到的信號進(jìn)行最佳組合，與第一天線關(guān)聯(lián)的指和第二天線關(guān)聯(lián)的指之間相關(guān)的干擾可以相對于期望信號減小到最小值。最佳組合需要如下確定最佳組合系數(shù)。
瑞克接收器指接收的每個信號的最佳組合系數(shù)是通過第一對來自與第一天線關(guān)聯(lián)的第一指的輸出與來自與第二天線關(guān)聯(lián)的第二指的輸出來確定。第一指接收到與第二指基本相同的傳播延遲的期望信號。就是說，由第一指解碼的信號路徑和由第二指解碼的信號路徑的區(qū)別僅在于因為第一指與第一天線關(guān)聯(lián)，而第二指與第二天線關(guān)聯(lián)。對自相關(guān)矩陣進(jìn)行估值。在現(xiàn)在揭示的一種方法和設(shè)備中，自相關(guān)矩陣是接收到的信號的自相關(guān)估值?；蛘撸韵嚓P(guān)矩陣是接收到的噪聲加上干擾的自相關(guān)估值。
另外，接收到的信號和傳輸信號之間的交叉相關(guān)通過估計衰減系數(shù)向量的元素來估值。衰減系數(shù)向量的每個元素是與瑞克接收器接收到的信號穿過的信號路徑之一關(guān)聯(lián)的衰減系數(shù)。衰減系數(shù)向量最好依據(jù)每個指接收的導(dǎo)向脈沖來估值。
噪聲加上干擾的自相關(guān)矩陣是由瑞克接收器指接收的每個信號接收到的噪聲分量進(jìn)行估值。特定指的接收噪聲分量是通過從導(dǎo)向脈沖中該指接收的所有信號減去該指接收信號相關(guān)衰減系數(shù)來計算。在現(xiàn)在揭示的另一種方法和設(shè)備中，噪聲和干擾的估計是通過從時間上遲一片的信號y(m+1)中減去信號y(m)(即減去相鄰采樣)。還是在現(xiàn)在揭示的另一種方法和設(shè)備中，噪聲加上干擾的自相關(guān)矩陣Rnn是通過從接收信號y(m)的自相關(guān)矩陣Ryy中減去與衰減系數(shù)向量的轉(zhuǎn)置共軛相乘的衰減系數(shù)向量來估計。
一旦每對指接收的信號的衰減系數(shù)向量和自相關(guān)矩陣已經(jīng)計算，這些值就用來計算最佳組合系數(shù)。或者，一旦每對指的噪聲加上干擾的衰減系數(shù)向量和自相關(guān)矩陣已經(jīng)計算，它們也用于計算最佳組合系數(shù)。
根據(jù)使用最佳組合系數(shù)組合瑞克接收器每個指接收信號，計算對來自最佳組合器輸出的信號干擾加上噪聲比就合乎需要。這個比率使用最佳組合系數(shù)的轉(zhuǎn)置共軛和衰減系數(shù)矢量來計算。其結(jié)果就是一種從期望信號源以外的源來的干擾，相對于期望信號被抑制來改善解碼的系統(tǒng)。結(jié)果的信號與噪聲加干擾的計算允許配置的接收站確定信道可以維持的數(shù)據(jù)率。
另一方面，本發(fā)明針對一種依據(jù)干擾特性用于信號組合的方法的選擇機(jī)制。因此，在本發(fā)明的一個方面中，計算用于多個接收信號的最佳組合系數(shù)的方法優(yōu)勢在于包括依據(jù)接收的噪聲和多個信號相關(guān)干擾估計用于多個信號的自相關(guān)矩陣的步驟；比較自相關(guān)矩陣非對角線元素和自相關(guān)矩陣對角線元素大小的步驟；如果自相關(guān)矩陣非對角線元素明顯少于對角線元素大小，就置非對角線元素等于零的步驟；以及依據(jù)自相關(guān)矩陣計算多個最佳組合系數(shù)的步驟。


圖1是根據(jù)現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的無線網(wǎng)絡(luò)的示意圖。
結(jié)合圖2a和2b是現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的接收站簡化框圖。
圖3是一種現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的最佳組合器簡化框圖。
圖4a是一種現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的組合系數(shù)處理器的功能框圖。
圖4b是替換方法和設(shè)備的組合系數(shù)處理器224’的功能框圖。
圖5是三個連續(xù)衰減系數(shù)估值進(jìn)行平均并隨后插入到連續(xù)平均值之間的數(shù)據(jù)字段的例圖。
圖6a是替換方法和設(shè)備的組合系數(shù)處理器600的功能框圖。
圖6b是另一個替換方法和設(shè)備的組合系數(shù)處理器600’的功能框圖。
圖7是說明依據(jù)干擾特性用于選擇最佳信號組合算法的算法步驟流程圖。
具體實施例方式
圖1是根據(jù)現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的無線網(wǎng)絡(luò)100的示意圖。在一種現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，無線網(wǎng)絡(luò)100是碼分多址聯(lián)接(CDMA)高速數(shù)據(jù)率(HDR)系統(tǒng)。第一基站102具有天線104。第一基站102將預(yù)定由具有兩個天線112、114的接收站110(例如移動站)接收的信號發(fā)送。由第一基站102發(fā)送的信號示出在從第一基站到接收站110的兩個天線112、114時穿過了兩條截然不同的路徑。因此，在接收站110接收到4個來自基站102的期望信號(y11、y12、y21、y22)。每個期望信號由于穿過的不同路徑具有不同程度的延遲(例如具有不同的傳播延遲)。與期望信號關(guān)聯(lián)的第一下標(biāo)表示接收信號的天線。與期望信號關(guān)聯(lián)的第二下標(biāo)表示信號遇到的傳播延遲。
需要注意，雖然y11、y21并不是完全穿過相同的路徑(例如它們?nèi)绲谝幌聵?biāo)所示是由不同的天線接收)，但當(dāng)對比y12和y22的延遲時，它們的延遲卻是基本相等。就是說，在信號y11和y21之間傳播延遲的差值要遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于在y11和y12或y22之間的傳播延遲差值，因為信號y12和y22穿過的路徑遠(yuǎn)比信號y11穿過的路徑長。同樣，在信號y12和y22之間的傳播延遲差值也將遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于在信號y12和y21或y11之間的傳播延遲差值，因為y21和y11穿過的路徑遠(yuǎn)比信號y12穿過的路徑短。
第二信號源也發(fā)送由接收站110接收的信號。為了簡化，第二信號源在本文中描述為具有天線106的第二基站108。然而本領(lǐng)域的熟練技術(shù)人員必然明白第二信號源可能是與同一或另一個基站關(guān)聯(lián)的第二天線，或從同一基站發(fā)送的同一天線的不同部分。然而，由第二基站108發(fā)送的信號并沒有預(yù)定由接收站110接收?；?02和108都在相同的頻帶上發(fā)送寬帶信號。因此，接收站110接收的來自第二基站108的信號干擾了接收站110接收第一基站102發(fā)送的信號。
為了便于理解，僅示出兩個基站102、108。而本領(lǐng)域的熟練技術(shù)人員應(yīng)該明白可以有超過兩個的基站進(jìn)行發(fā)送。而且，接收站110示出僅有兩個天線112、114。而在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，接收站110可以配備附加天線。
在現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，接收站110使用由兩個天線112、114接收的信號來幫助抑制來自從不同天線，或天線的不同部分發(fā)送的信號源的干擾來獲得期望信號結(jié)合圖2a和2b是現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的接收站簡化框圖。如上所提及的，在接收站110的兩個天線112、114上都接收到輸入信號。接收站10最好包括兩個接收器模塊201a、201b。每個接收器模塊201包括射頻/中頻(RF/IF)轉(zhuǎn)換器200、202；模擬-數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器204、206；瑞克接收器208、210，導(dǎo)向/數(shù)據(jù)信號多路分接器(demux)212、214；和多個Walsh去覆蓋模塊216a、216b、216c、216d、216e、216f。
兩個RF/IF轉(zhuǎn)換器200、202中的每一個都與兩個天線112、114中相關(guān)的一個耦合。因此，兩個天線112、114中的每個天線上接收的信號與相應(yīng)的無線電RF/IF轉(zhuǎn)換器200、202耦合。
每個RF/IF轉(zhuǎn)換器200、202與兩個A/D轉(zhuǎn)換器204、206中相應(yīng)的一個轉(zhuǎn)換器耦合。A/D轉(zhuǎn)換器204、206將RF/IF轉(zhuǎn)換器200、202的輸出轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式?；蛘?，單個A/D轉(zhuǎn)換器可以用于將兩個天線上的接收模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式。每個A/D轉(zhuǎn)換器204、206與兩個瑞克接收器208、210中相應(yīng)的一個接收器耦合。
每個瑞克接收器208、210能區(qū)別從期望源基站發(fā)送并遇到不同的傳播延遲到達(dá)接收站110的每個信號。在CDMA系統(tǒng)中使用的瑞克接收器在接收和識別CDMA信號的領(lǐng)域中是為人們所熟知的。因為信號y11、y12、y21、y22遇到不同的延遲，所以傳統(tǒng)的瑞克接收器能區(qū)別這些信號。每個來自期望源(即基站102)具有可區(qū)別延遲的信號y11、 y12、y21、y22分配給了瑞克接收器208、210唯一的“指”213a、213b、213c、213d、213e、213f。每個這樣的指213將經(jīng)PN生成器211生成延遲的偽隨機(jī)噪聲去擴(kuò)展的信號輸出。從生成器211輸出的PN碼通過多個延遲模塊209a、209b、209c、209d、209e、209f中的一個模塊進(jìn)行延遲。每個延遲模塊209所施加的延遲量已設(shè)定，這樣從每個延遲模塊209輸出的PN碼與接收自期望源基站102的信號原先擴(kuò)展，加上從基站102傳輸?shù)浇邮照?10遇到的延遲的PN碼同步。
需要注意每個基站102、108發(fā)送的信號可能用同樣的PN碼擴(kuò)展(即編碼)。而相對于用于對每個基站102、108信號編碼的PN序列的起點要施加實質(zhì)不同的延遲。延遲中的差值大致要大于任意兩個從相同基站102發(fā)送經(jīng)不同路徑到達(dá)接收站110的信號之間的延遲。因此，通過對從不同基站發(fā)送的信號用相同的PN碼但實質(zhì)不同的延遲進(jìn)行擴(kuò)展，來自第一基站102的信號就可以從來自第二基站108的信號中區(qū)別出來。而且，從第一基站102發(fā)送到接收站110的信號與從第二基站108發(fā)送到接收站110的信號相比具有不同的傳播延遲。因此，這些信號能夠彼此區(qū)分。需要注意延遲模塊209沒有設(shè)定用來促成第二基站108發(fā)送信號的接收。
在通過現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備生成接收信號的基站中，導(dǎo)向信號是對數(shù)據(jù)進(jìn)行時間多路傳輸。在一個這樣的基站102中，導(dǎo)向和每個數(shù)據(jù)流覆蓋有(即編碼)不同Walsh碼。導(dǎo)向最好覆蓋有具有恒定值的Walsh碼，這能減少對導(dǎo)向信道進(jìn)行去覆蓋時的困難。在當(dāng)傳輸導(dǎo)向信道時(即導(dǎo)向脈沖)期間，沒有數(shù)據(jù)發(fā)送。在每個前向連接槽中都出現(xiàn)兩個這樣的導(dǎo)向脈沖。前向連接槽是信號從基站發(fā)送到接收站中的預(yù)定時間周期。在當(dāng)傳輸數(shù)據(jù)期間(即數(shù)據(jù)字段)，沒有發(fā)送導(dǎo)向信道。數(shù)據(jù)經(jīng)碼分多路傳輸。就是說，數(shù)據(jù)分成了單獨的數(shù)據(jù)流。每個數(shù)據(jù)流覆蓋有不同的Walsh碼。隨后所有的數(shù)據(jù)流在同時進(jìn)行發(fā)送。例如數(shù)據(jù)第一部分覆蓋有第一Walsh碼，數(shù)據(jù)第二部分覆蓋有第二Walsh碼，并且數(shù)據(jù)第三部分覆蓋有第三Walsh碼。在數(shù)據(jù)字段期間，第一、第二和第三部分都由基站同時進(jìn)行發(fā)送。
因為數(shù)據(jù)和導(dǎo)向以時間多路傳輸格式進(jìn)行發(fā)送，在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，接收站110包括一個與每個天線112、114關(guān)聯(lián)的導(dǎo)向/數(shù)據(jù)信號多路分接器212、214。而單個信號多路分接器可以用來對兩個天線112、114接收的信號進(jìn)行信號分接。第一信號多路分接器212的輸出是多個導(dǎo)向流yp11(m)、yp12(m)、…ypIN(m)和多個數(shù)據(jù)流yd11(m)、yd12(m)，…yd1N(m)，其中yp11(m)表示導(dǎo)向采樣序列，每個都是在“mT”時刻從天線1接收的導(dǎo)向信道上獲得并具有傳播延遲1，而yd11(m)表示數(shù)據(jù)采樣序列，每個都是在“mT”時刻從天線1接收的數(shù)據(jù)信道上獲得并具有延遲1，而“m”是整數(shù)，并且“T”是等于一個數(shù)據(jù)片的時間。
每個具有相同數(shù)字下標(biāo)的導(dǎo)向和數(shù)據(jù)流與瑞克接收器208、210相同的指213關(guān)聯(lián)。每個數(shù)據(jù)流與Walsh去覆蓋模塊216a、216b、216c、216d、216e、216f耦合。每個Walsh去覆蓋模塊216將先于從基站102發(fā)送而被碼分多路為數(shù)據(jù)字段的代碼信道進(jìn)行分離。來自Walsh去覆蓋模塊216a、216b、216c、216d、216e、216f的輸出如本領(lǐng)域熟練技術(shù)人員所熟知的那樣分離經(jīng)過去覆蓋的數(shù)據(jù)流。這些導(dǎo)向和數(shù)據(jù)信號隨后與最佳組合處理器218耦合。
如圖2b所示的最佳組合處理器218包括3個最佳組合器220a、220b、220c和組合系數(shù)處理器224。需要注意每個最佳組合器220與相應(yīng)的某個代碼信道(即用于覆蓋那個代碼信道上發(fā)送的數(shù)據(jù)的Walsh碼)關(guān)聯(lián)。就是說，如果每個Walsh去覆蓋模塊216輸出3個數(shù)據(jù)流(每個與不同的代碼信道關(guān)聯(lián)并已經(jīng)由不同的Walsh碼去覆蓋)，那么就會使用3個最佳組合器220。然而，需要明白在替代方法和設(shè)備中，代碼信道和最佳組合器220的數(shù)目可能與圖2b所示的3個有差別。而且，需要注意單個模塊能夠執(zhí)行超過一個最佳組合器的功能。每個最佳組合器220與所有的Walsh去覆蓋模塊216耦合，通過兩個天線上接收的多條路徑向每個最佳組合器220提供在一個代碼信道上發(fā)送的數(shù)據(jù)。來自每個最佳組合器220的輸出是代表調(diào)制基站102所發(fā)送的信號數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)符號流。由于最佳組合處理器218的處理，當(dāng)對符號解碼時遇到的干擾比傳統(tǒng)的對最佳組合器220的輸入進(jìn)行組合所產(chǎn)生的干擾要小。就是說，用輸出符號調(diào)制的信號的SINR比任何輸入到最佳組合器220的數(shù)據(jù)流的SINR要大。而且，輸出符號的SINR比傳統(tǒng)最佳組合器220的輸入進(jìn)行組合產(chǎn)生的SINR大。
圖3是一種現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的最佳組合器220a的簡化框圖。因為每個最佳組合器220實際上是相同的，所以僅討論一個最佳組合器220a。最佳組合器220a包括多個雙輸入乘法模塊302。乘法模塊302將第一輸入信號和第二輸入信號相乘，并在乘法模塊302的輸出提供乘積。需要注意乘法模塊302可能作為可編程器件(例如通用處理機(jī)或DSP)或例如專用硬件或可編程邏輯電路，或任何其他允許執(zhí)行乘法功能方法(例如電路或?qū)Ｓ眉呻娐?ASIC)中的處理功能)的執(zhí)行功能來實現(xiàn)。
在最佳組合器220中的乘法模塊302數(shù)目最好等于接收站110中Walsh去覆蓋模塊216的總數(shù)。到每個乘法模塊302的第一輸入302與唯一對應(yīng)的Walsh去覆蓋模塊216耦合。因此，與最佳組合器220a關(guān)聯(lián)的一個代碼信道接收的每個數(shù)據(jù)流與Walsh去覆蓋模塊216a關(guān)聯(lián)的特定的雙輸入乘法模塊302a的第一輸入耦合。在如圖2所示的方法和設(shè)備中，有6個去覆蓋模塊216a、216b、216c、216d、216e、216f。因此，如圖3中的最佳組合器220a所示，有6個乘法模塊302a、302b、302c、302d、302e、302f。每個乘法模塊302的第二輸入通過信號線223與組合系數(shù)處理器224耦合。組合系數(shù)處理器224計算最佳組合系數(shù)(wij*(m))。下標(biāo)“i”表示指213關(guān)聯(lián)的特定天線，而下標(biāo)“j”表示從期望源發(fā)送的信號遇到的特定延遲。如上所提及的，當(dāng)兩個天線112、114接收的信號(例如圖1中所示的信號y11和y21)所穿過的路徑由于信號是由不同天線接收的事實而不相等時，就使用相同的第二下標(biāo)來表示這些信號實際上遇到相等的傳播延遲。類似地，最佳組合系數(shù)的第二下標(biāo)表示與那個最佳組合系數(shù)相乘的信號所遇到的是哪個傳播延遲。
乘法模塊302執(zhí)行的乘法允許每個接收的信號進(jìn)行加權(quán)和旋轉(zhuǎn)(即可以調(diào)整接收信號的相位和振幅)。通過旋轉(zhuǎn)相位，從求和模塊輸出的組合信號的信號對干擾加噪聲比率(SINR)達(dá)到最優(yōu)化。就是說，SINR將具有最高的可能性。因此，由未期望信號引起的干擾將減少。就是說，從試圖與接收站110通信的基站102接收的功率可以相對于未曾試圖與接收站110通信的基站108接收的功率實現(xiàn)最大化。
組合系數(shù)處理器224(如圖2b所示)通過信號線223與每個乘法模塊302的第二輸入耦合。需要注意為了減少圖2b中的線數(shù)，示出從組合系數(shù)處理器224到每個最佳組合器220的單條信號線223。而這根線223代表一個連接，在其上每個最佳組合器中提供給每個乘法模塊302多個wij*(m)值(在圖2b和圖3中示出的是6個的情況)。這些值允許乘法模塊302在求和模塊304內(nèi)組合之前對接收信號進(jìn)行最優(yōu)化調(diào)整。求和模塊304將乘積相加來對每個接收的旋轉(zhuǎn)信號進(jìn)行組合。因此，最佳組合器220a執(zhí)行點積操作。求和模塊304的輸出(即從最佳組合器220a的輸出)作為輸入采樣提供給傳統(tǒng)解碼或檢測模塊或執(zhí)行傳統(tǒng)解碼或檢測功能的處理器，例如糾錯解碼器226。從求和模塊304的輸出可以表示為y~(m)=WH(m)·y(m)---(1)]]>其中H表示共軛置換；y(m)＝〔y11(m)、y12(m)、…yij(m)、…〕T是在Walsh去覆蓋之后的mT時刻，含有與每個通信112、114關(guān)聯(lián)的每個耙式指處的采樣接收信號的向量；yi,j是在Walsh去覆蓋之后的mT時刻與ith天線耦合的jth耙式指213中接收的信號；w(m)＝〔w11(m)、w12(m)、…wij(m)、…〕T是在mT時刻含有最佳組合系數(shù)的向量。
需要注意與第一天線關(guān)聯(lián)的jth耙式指具有與第二天線關(guān)聯(lián)的jth耙式指相同的延遲。例如，與接收來自第一天線112信號的2nd耙式指213b關(guān)聯(lián)的延遲模塊209b所施加的延遲與由與接收來自第二天線114信號的2nd耙式指213e關(guān)聯(lián)的延遲模塊209e所施加的延遲相同。因此，在現(xiàn)在揭示的非分和設(shè)備中，每個與第一天線112關(guān)聯(lián)的延遲模塊209最好具有與第二天線114關(guān)聯(lián)的配對延遲模塊209。這樣一對配對延遲模塊209的每個模塊209最好具有相同的延遲。
在Walsh去覆蓋之后，在ith天線的jth耙式指213處接收的信號可以表示為yij(m)＝cij(m)·x(m)+nij(m) (2)其中x(m)是mT時刻傳輸?shù)姆?；cij(m)是mT時刻的衰減系數(shù)；而nij(m)是表示熱噪聲加上mT時刻與ith天線耦合的jth耙式指213處干擾的復(fù)數(shù)。衰減系數(shù)cij(m)是表示“mT”時刻的瞬時通路增益，包括傳播損耗、屏蔽和快衰落的影響。在二元移相鍵控中，符號x(m)的值是+1或-1。而在正交移相鍵控、正交調(diào)幅或其他這樣的調(diào)制技術(shù)中，符號x(m)屬于調(diào)制群集。最佳組合系數(shù)的生成下面將詳細(xì)描述一種已揭示的用于確定最佳組合系數(shù)的方法和設(shè)備。圖4a是一種現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備的組合器系數(shù)處理器224的功能框圖。需要注意每個最佳組合器220的操作是相同的。因而，為了簡化，就僅描述一個這樣的最佳組合器220的操作。
圖4a中示出的模塊中所執(zhí)行的每個功能可能由可編程器件(例如通用處理機(jī)或DSP)或?qū)Ｓ糜布蚩删幊踢壿嬰娐?，或任何其他允許執(zhí)行該功能的方法(例如電路或?qū)Ｓ眉呻娐?ASIC)中的處理功能)來實現(xiàn)。這些功能可能由一個模塊完成，或由多個模塊完成。而且，每個這樣的模塊可能是物理上與其他一個或更多模塊結(jié)合在一起或可能在物理上獨立于其他一個或更多模塊。
組合系數(shù)處理器224與兩個導(dǎo)向/數(shù)據(jù)信號多路分接器212、214耦合。導(dǎo)向/數(shù)據(jù)多路復(fù)用器212將導(dǎo)向信號yp1(m)提供給組合系數(shù)處理器224，其中yp1(m)＝〔yp11(m)，yp12(m)…yp1N(m)〕。導(dǎo)向/數(shù)據(jù)多路復(fù)用器214將導(dǎo)向信號yp2(m)提供給組合系數(shù)處理器224，其中yp2(m)＝〔yp21(m)，yp22(m)…yp2N(m)〕。
在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，最佳組合系數(shù)的值是作為自相關(guān)矩陣和接收信號y(m)與傳輸?shù)姆杧(m)的互相關(guān)ryx(m)的函數(shù)來計算。在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，自相關(guān)矩陣是對接收信號的自相關(guān)估值。因此，組合系數(shù)處理器224如下計算最佳組合系數(shù)W(m)=Ryy-1(m)ryx(m)---(3)]]>其中Ryy(m)是含有在Walsh去覆蓋(即Ryy(m)＝E[y(m)·yH(m)])之后，時刻mT時與每個天線耦合的每個耙式指213處采樣接收信號的向量y(m)＝[y11(m)，y12(m)，…yij(m)，…]T的自相關(guān)矩陣；而ryx(m)是向量y(m)和傳輸符號x(m)(即ryx＝E[y(m)·x*(m)])之間的互相關(guān)，其中E表示在統(tǒng)計數(shù)學(xué)中定義的期望值，并且x*(m)表示x(m)的復(fù)共軛。
在替代方法和設(shè)備中，最佳組合系數(shù)如下通過組合系數(shù)處理器224’計算(如圖4b所示并在下面詳細(xì)描述)W,(m)=Rnn-1(m)ryx(m)---(4)]]>其中，Rnn(m)是熱噪聲加上干擾向量n(m)＝[n11(m)，n12(m)，…nij(m)…]T的自相關(guān)矩陣(即Rnn(m)＝E[n(m)·nH(m)])；而ryx(m)如上所定義。在用|x|＝+1表示導(dǎo)向符號的系統(tǒng)中；ryx＝E[y(m)x*(m)]＝c＝[c11(m)，c12(m)，…，cij(m)…]T(4a)其中cij(m)是mT時刻的衰減系數(shù)。
公式(3)描述的變量W以及公式(4)中描述的W’區(qū)別僅在于標(biāo)量系數(shù)。就是說，W’＝(1+h)W(5)其中h=cHRnn-1c.]]>互相關(guān)ryx估值接收信號y(m)和傳輸符號x(m)之間的互相關(guān)ryx估值是由前向連接槽中的導(dǎo)向脈沖期間的衰減系數(shù)向量c確定，因為互相關(guān)ryx如上所述等于衰減系數(shù)向量c＝[c11，c12，…cij…]T.
c的估值是通過如下使用前向連接槽的導(dǎo)向脈沖的衰減系數(shù)估值模塊401來執(zhí)行。衰減系數(shù)模塊401接收來自兩個導(dǎo)向/數(shù)據(jù)信號多路分接器212、214中每個分接器輸出的每個導(dǎo)向信號yp11(m)，yp12(m)，…yp1N(m)，yp21(m)，yp22(m)，…yp2N(m)。為了簡單原因，圖4a示出向量yp(m)＝y(tǒng)p11(m)，yp12(m)，…yp1N(m)，yp21(m)，yp22(m)，…yp2N(m)。在一個現(xiàn)在描述的方法和設(shè)備中，導(dǎo)向脈沖期間傳輸信號等于常數(shù)1(即x＝1)。因而，衰減系數(shù)向量cij(m)的每個元素可以估計為c~ij=1MΣm=1Mypij(m)---(6)]]>其中 是用于ith天線的jth耙式指處導(dǎo)向脈沖的衰減系數(shù)cij(m)估值，ypij(m)是ith天線的jth耙式指處導(dǎo)向脈沖中接收信號的mth采樣，而M是導(dǎo)向脈沖中的符號數(shù)。
公式(6)中確定的衰減系數(shù) 僅在導(dǎo)向脈沖中給出了互相關(guān)ryx的估值。因此，為了執(zhí)行相干檢測和使用公式(3)確定最佳組合系數(shù)，在數(shù)據(jù)片中的衰減系數(shù) 估值在第一插值模塊403中計算。
在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，數(shù)據(jù)片中衰減系數(shù) 的估值是通過由線性內(nèi)插模塊403在連續(xù)導(dǎo)向脈沖中確定的兩個衰減系數(shù) 估值之間插值來完成?；蛘撸瑪?shù)據(jù)片中衰減系數(shù) 的估值是通過對均值模塊405中連續(xù)導(dǎo)向脈沖中的多個衰減系數(shù) (例如兩個或三個)進(jìn)行平均而完成。隨后由內(nèi)插模塊403在兩個連續(xù)經(jīng)計算的平均值之間進(jìn)行插值。
圖5是三個連續(xù)衰減系數(shù)估值進(jìn)行平均并隨后插入到連續(xù)平均值之間的數(shù)據(jù)字段的例圖。圖5示出兩個前向連接槽500、502。每個前向連接槽500、502具有兩個導(dǎo)向脈沖504、506、508、510。對每個導(dǎo)向脈沖504、506、508、510的衰減系數(shù)進(jìn)行估值。第一平均衰減系數(shù)估值c(k)通過對前三個連續(xù)導(dǎo)向脈沖504、506、508的三個估值的求和并除以3來計算。接著，第二平均衰減系數(shù)c(k+1)通過對每個導(dǎo)向脈沖506、508、510的衰減系數(shù)進(jìn)行相加，并除以3來計算。在第一和第二平均衰減系數(shù)之間執(zhí)行線性內(nèi)插。為了估計離導(dǎo)向脈沖506距離為a的那部分?jǐn)?shù)據(jù)的衰減系數(shù)，就使用下述公式c(m)＝(1-a)·c(k)+a·c(k+1)，0＜a＜1 (7)互相關(guān)向量ryx通過對每個天線的每個耙式指重復(fù)該過程來計算。自相關(guān)矩陣Ryy的估值接收信號的自相關(guān)矩陣可以表示為Ryy=1MΣm=1My(m)yH(m)---(8)]]>其中M是用來執(zhí)行估值的采樣數(shù)，并且y(m)＝[y11(m)，y12(m)，y1N1(m)，y21(m)，y22(m)，…y2N2(m)]T是含有接收信號的向量；yij(m)是在Walsh去覆蓋之后的mT時刻采樣的ith天線和jth瑞克接收器指的接收信號；N1是與天線1關(guān)聯(lián)的耙式指數(shù)，并且N2是與天線2關(guān)聯(lián)的耙式指數(shù)。
從公式(8)可以看出，在N1＝N2的情況下(即在兩個天線的每個天線上都使用相同數(shù)目的指接收輸入信號)，Ryy是2N×2N矩陣，包括2×2個子矩陣。因此，2×2個子矩陣數(shù)等于N2。
本領(lǐng)域的熟練技術(shù)人員可以認(rèn)識到由于不同耙式指接收信號的傳播延遲中的差值，每個天線的不同耙式指的干擾是不相關(guān)的。因此，從具有不同延遲的耙式指得到的自相關(guān)矩陣Ryy的元素可以假設(shè)為0僅需要計算具有相同延遲(即j1＝j(luò)2)的耙式指信號的2×2自相關(guān)矩陣估值。 在使用兩個天線的現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，每個2×2子矩陣，位于矩陣Ryy(如上所示)對角線的R(s)可以如下表示R(s)=1MΣm=1M|y1s(m)|21MΣm=1My1s(m)y2s*(m)]]>1MΣm=1My1s*(m)y2s(m)---1MΣm=1M|y2s(m)|2---1≤s≤N]]>其中y1s(m)是在mT時刻通過sth耙式指由第一天線接收的信號，而y2s(m)是在mT時刻通過sth耙式指由第二天線接收的信號。上述示出的矩陣R中的每個零代表非對角線的2×2子矩陣的假設(shè)值。
在現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，接收信號的自相關(guān)矩陣通過在數(shù)據(jù)片中使用導(dǎo)向脈沖來估計Ryy值的Ryy估值模塊407來估值。而在替代方法和設(shè)備中，Ryy估值模塊直接使用數(shù)據(jù)片，或?qū)蛎}沖和數(shù)據(jù)片都使用來確定數(shù)據(jù)片中的Ryy值。
在一個現(xiàn)在揭示的在數(shù)據(jù)片中使用導(dǎo)向脈沖估計Ryy的方法和設(shè)備中，Ryy內(nèi)插模塊411將從導(dǎo)向脈沖中確定值的Ryy插入。在替代方法和設(shè)備中，Ryy估值模塊407與計算兩個或三個導(dǎo)向脈沖中確定的Ryy值均值的Ryy均值模塊409耦合。Ryy均值模塊409的均值輸出與用插入均值來確定數(shù)據(jù)中Ryy值的內(nèi)插模塊411耦合。均值和內(nèi)插模塊409、411執(zhí)行的均值和內(nèi)插實際上與均值和內(nèi)插模塊405、403中所做的均值和內(nèi)插相同。最佳組合系數(shù)w的確定最佳組合系數(shù)w是通過使用如上所述的公式(3)的組合系數(shù)估計模塊415確定。一旦Ryy由Ryy估值模塊407估值并插入表示數(shù)據(jù)片中的Ryy，Ryy的值就與倒置矩陣Ryy的倒置模塊413耦合。隨后采用公式(3)來確定最佳組合系數(shù)。
在另一個替代方法和設(shè)備中，Ryy由導(dǎo)向脈沖確定。公式(3)用來確定導(dǎo)向脈沖中的最佳組合系數(shù)。然后采用線性內(nèi)插確定數(shù)據(jù)片中的最佳組合系數(shù)。
由于矩陣Ryy的所有非對角線子矩陣R(s)為零，公式(3)中所需要的倒置計算的復(fù)雜度很低，就是說，本發(fā)明可以在不用對整個矩陣Ryy倒置的情況下執(zhí)行。而且，子矩陣R(s)可以分別倒置。
上述算法是很普通的，并且能適用于M×M類的自相關(guān)矩陣，其中對于自相關(guān)矩陣倒置，我們可以使用直接倒置或熟知的遞歸最小二乘方(RLS)算法。自相關(guān)矩陣的估值圖4b是替代方法和設(shè)備的組合系數(shù)處理器224’的功能框圖。如圖4b中所示，組合系數(shù)處理器224’所包含的模塊實際上和圖4a中示出的組合系數(shù)處理器224中的模塊是相同的。而圖4b的處理器224’包括計算噪聲加干擾Rnn(m)的自相關(guān)矩陣的估值的Rnn估值模塊407’取代了圖4a的Ryy估值模塊407。為了估計噪聲加干擾Rnn(m)的自相關(guān)矩陣，最好使用導(dǎo)向脈沖。第一公式如下表示Rnn=1MΣm=1Mn(m)nH(m)---(9)]]>其中n(m)是mT時刻估計的噪聲加上采樣中接收器的干擾，M是用于執(zhí)行估值的采樣數(shù)(即導(dǎo)向脈沖中的符號數(shù))。向量n(m)中的每個分量由Rnn(m)估值模塊407’通過如下所示從接收導(dǎo)向脈沖yij(m)中減去信道增益cij(m)nij(m)＝y(tǒng)pij(m)-cij(m)(10)其中ypij(m)是在Walsh去覆蓋之后ith天線的jth耙式指處的導(dǎo)向脈沖中接收的信號的mth采樣，而cij(m)是通過使用如上所述的公式(6)的衰減系數(shù)估值模塊401’進(jìn)行估計。向量n(m)是通過對每個天線112、114重復(fù)每個耙式指處理來生成。
或者，Rnn可以通過如下公式估值Rnn=12MΣm=1Mn(m)nH(m)---(11)]]>其中向量n(m)的每個分量由Rnn(m)估值模塊407’使用如下公式確定nij(m)＝y(tǒng)pij(m)-ypij(m+1) (12)其中M是用來執(zhí)行估值的采樣數(shù)(即導(dǎo)向脈沖中的符號數(shù)，減去1)。
根據(jù)公式(12)，第一天線112的耙式指的一個導(dǎo)向符號是從同一天線的同一耙式指的下一個導(dǎo)向符號中減去。M是用來執(zhí)行估值的采樣數(shù)，即(導(dǎo)向脈沖中的符號數(shù)-1)。
需要注意計算Rnn的另一替代方法是Rnn＝Ryy-ccH(13)其中ccH是衰減系數(shù)向量和衰減系數(shù)向量的轉(zhuǎn)置共軛的乘積。
在一個現(xiàn)在揭示方法和設(shè)備中，第二內(nèi)插模塊411在導(dǎo)向中插入Rnn值來確定數(shù)據(jù)片中的Rnn值。或者均值模塊409對由導(dǎo)向確定的多個Rnn值(即兩個或三個Rnn導(dǎo)向值)進(jìn)行平均。隨后將平均值與插入平均值來確定數(shù)據(jù)片中Rnn值的第二內(nèi)插模塊411結(jié)合，如上結(jié)合圖5所述。需要注意除由估值模塊407、407’完成處理和組合系數(shù)估計模塊415、415’完成的處理之外，組合系數(shù)處理器224、224’的功能實際上是相同。
在現(xiàn)在如圖4b所示揭示的方法和設(shè)備中，一旦在數(shù)據(jù)片中確定Rnn的值，矩陣Rnn就與倒置模塊413耦合。從倒置模塊413輸出經(jīng)倒置的Rnn與組合系數(shù)估計模塊415’耦合。公式(4)隨后應(yīng)用于組合系數(shù)估計模塊415’來確定自己組合系數(shù)w’。
后估計插值圖6a是替換方法和設(shè)備的組合系數(shù)處理器600的功能框圖。如圖6a所示，組合系數(shù)處理器600所包括的模塊實際上和圖4a所示的組合系數(shù)處理器224中的模塊相同。而在圖6a的處理器600中，插入是在最佳組合系數(shù)估計之后執(zhí)行。因此，衰減系數(shù)估值模塊401直接與估值模塊415耦合。同樣地，Ryy估值模塊407與矩陣倒置模塊413直接耦合。為了在每個前向連接槽的數(shù)據(jù)部分期間確定w的值，估計模塊415隨后與來自估計模塊415輸出w值之間執(zhí)行線性插入的內(nèi)插模塊411耦合。
同樣地，圖6b是另一個替換方法和設(shè)備中的組合系數(shù)處理器600’的功能框圖。如圖6b所示，組合系數(shù)處理器600’所包括的模塊實際上和圖4b所示的組合系數(shù)處理器224’中的模塊相同。而在圖6b的處理器600’中，插入是在最佳組合系數(shù)估計之后執(zhí)行。因此，衰減系數(shù)估值模塊401直接與估值模塊415耦合。同樣地，Ryy估值模塊407’與矩陣倒置模塊413直接耦合。為了在每個前向連接槽的數(shù)據(jù)部分期間確定w’的值，估計模塊415隨后與來自估計模塊415輸出w’值之間執(zhí)行線性插入的內(nèi)插模塊411耦合。
信號與干擾加噪聲(SINR)比率估值在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，來自組合系數(shù)處理器224的cij(m)和wij(m)值與SINR估計模塊228耦合(如圖2b所示)。在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，SINR可以如下計算SINR=wHc1-wHc---(14)]]>其中w是從公式(3)中確定，c從公式(6)中確定。
在另一個使用組合系數(shù)處理器224’確定w’的方法和設(shè)備中，SINR可以如下計算SINR＝w’Hc (15)其中c是從(6)中確定。
在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，SINR用來確定數(shù)據(jù)從基站102發(fā)送到接收站101的速率。如圖2a和2b所示，組合系數(shù)處理器224、224’通過信號線230、231與SINR估計模塊228耦合。信號線230向SINR估計模塊228提供由組合系數(shù)處理器224，224’計算的w或w’值，信號線231向SINR估計模塊228提供cij(m)值。SINR估計模塊228根據(jù)公式(14)或(15)確定SINR。SINR估計模塊228與DRC模塊232耦合。DRC模塊232考慮接收自基站102的數(shù)據(jù)的SINR來確定接收來自基站102的數(shù)據(jù)的速率。這個速率隨后通知基站。
LLR的計算大多數(shù)通信系統(tǒng)為了在接收器端執(zhí)行解碼需要對編碼位的對數(shù)似然比(loglikelihood ratio，LLR)估計(例如迭代或“turbo”解碼，傳統(tǒng)維特比解碼等)?，F(xiàn)在接收的方法和設(shè)備的一個優(yōu)點是LLR值可以輕易從由w或w’表示的軟決策值中計算出來。
例如，假設(shè)四相移鍵控(QPSK)或4-正交調(diào)幅(4-QAM)在發(fā)送器端使用。而且，假設(shè)d0和d1分別表示與調(diào)制信號yd,ij關(guān)聯(lián)的第一和第二編碼位，將調(diào)制器輸入端的編碼位0映射為調(diào)制值+1，并將調(diào)制器輸入端的編碼位1映射為調(diào)制值-1，這樣，LLR值可以使用公式(16)和公式(17)或公式(18)和公式(19)來計算LLR(d0|yd(m))＝4·Re(w’(m)H·yd(m)) (16)LLR(d1|yd(m))＝4·Im(w’(m)H·yd(m)) (17)LLR(d0|yd(m))＝4·(1+h)·Re(w(m)H·yd(m))(18)LLR(d1|yd(m))＝4·(1+h)·Im(w(m)H·yd(m))(19)其中H表示轉(zhuǎn)置共軛；Re(·)和Im(·)分別表示復(fù)數(shù)的實部和虛部；yd(m)＝[yd,11(m)，yd,12(m)，…yd,ij(m)，…]T是含有在Walsh去覆蓋之后的時刻mT時，與每個天線112、114關(guān)聯(lián)的每個耙式指213處經(jīng)采樣接收的數(shù)據(jù)信號的向量；yd,ij是在Walsh去覆蓋之后的時刻mT時，與ith天線耦合的jth耙式指213中接收的數(shù)據(jù)；w(m)＝[w11(m)，w12(m)，…wij(m)…]T是含有使用公式(3)估計的最佳組合系數(shù)的向量，w’(m)＝[w11’(m)，w12’(m)，…wij’(m)…]T是mT時刻含有使用公式(4)估計的最佳組合系數(shù)的向量，并且(1+h)如公式(5)定義。
對于BPSK信號，因為虛部為0，所以只需要使用公式(16)或(18)。
因此，在一個現(xiàn)在揭示的方法和設(shè)備中，糾錯解碼器226如公式(16)和(17)，或公式(18)和(19)所示執(zhí)行計算。
組合方法選擇根據(jù)一個實施例，采用了一種選擇機(jī)制來確定是否使用最佳組合算法、最大比率組合算法或最大比率組合算法和最佳組合算法的結(jié)合。最大比率組合算法與在這里所述最佳組合算法的區(qū)別為組合系數(shù)的計算。最大比率組合算法優(yōu)勢在于將如上文中計算最佳組合系數(shù)所使用的接收信號自相關(guān)矩陣的非對角線元素設(shè)定為0。這種選擇機(jī)制利用了存在無定向干擾例如噪聲的事實，使最大比率組合算法成為最佳。
如圖7所示的流程圖中的方法步驟可以用來實行選擇機(jī)制。這種步驟可以方便地用和如上文所述的組合系數(shù)處理器600結(jié)合的處理器來執(zhí)行。或者，這種步驟可以用DSP、ASIC、離散門或晶體管邏輯、離散硬件部分例如寄存器、FIFO和比較器或執(zhí)行一組微程序固件指令的處理器或任何傳統(tǒng)可編程軟件模塊來執(zhí)行。處理器最好是微處理器。但也可以用傳統(tǒng)的處理器、控制器、微控制器或狀態(tài)機(jī)作為替代。軟件模塊可以駐留在RAM存儲器、閃存、寄存器或其他任何本領(lǐng)域已知形式的可寫入存儲媒體中。
在步驟700中，由處理器形成的接收信號的自相關(guān)矩陣如上所述完成最佳組合。隨后處理器進(jìn)入步驟702。在步驟702中，處理器將自相關(guān)矩陣的非對角線元素的大小與自相關(guān)矩陣對角線元素的大小進(jìn)行比較。如果非對角線元素的大小明顯小于對角線元素的大小，處理器進(jìn)入步驟704。另一方面，如果非對角線元素的大小不是明顯小于對角線元素的大小，處理器進(jìn)入步驟706。在步驟704中某些或所有非對角線元素設(shè)定為0，并且最大比率組合系數(shù)或最大速率組合系數(shù)和最佳組合系數(shù)的結(jié)合通過修正的自相關(guān)矩陣?yán)绺鶕?jù)上文公式(3)來計算。在步驟706中，最佳組合系數(shù)通過未修正的自相關(guān)矩陣?yán)绺鶕?jù)上文公式(3)來計算。
對自相關(guān)矩陣的每個非對角線元素執(zhí)行步驟702的比較。非對角線元素cij(第i行第j列的非對角線元素)進(jìn)行平方，并隨后與相關(guān)對角線元素cii和cjj(第i行第i列的對角線元素和第j行第j列的對角線元素)的乘積進(jìn)行比較。例如，給定非對角線元素c23進(jìn)行平方，并隨后與對角線元素c22和c33的乘積比較。
在特定實施例中，步驟704中，當(dāng)且僅當(dāng)對于自相關(guān)矩陣中的每個非對角線元素，非對角線元素的平方明顯小于相關(guān)對角線元素的乘積時，就將所有非對角線元素的大小設(shè)定為0。在替代實施例中，在步驟704中，僅當(dāng)給定非對角線元素的平方明顯小于相關(guān)對角線元素的乘積時，非對角線元素的大小才設(shè)定為0。
在特定實施例中，如上所述采用了包括有多個對角線為2×2子矩陣的自相關(guān)矩陣，并且步驟702中所做出的每個2×2子矩陣的兩個非對角線元素的大小是否明顯小于相同矩陣的兩個對角線元素的大小的判定是通過將兩個非對角線元素中每個的大小平方并獲得兩個對角線元素大小的乘積來執(zhí)行。獲得的兩個非對角線元素中每個的平方大小與兩個對角線元素大小的乘積的比率α相比較。如果兩個非對角線元素其中一個的平方大小小于用兩個對角線元素大小的乘積相乘的α，兩個非對角線元素在步驟704中就設(shè)定為0，并且用修正的自相關(guān)矩陣來計算最大比率組合系數(shù)。否則(例如，如果如果兩個非對角線元素中沒有一個的平方大小小于用兩個對角線元素大小的乘積相乘的α)，在步驟706中，用未修正的自相關(guān)矩陣來計算最佳組合系數(shù)。在一個實施例中，比率α明顯小于1。在另一個實施例中分比率α等于1/50。
工業(yè)應(yīng)用所揭示的方法和設(shè)備在工業(yè)上具有開發(fā)潛力，并且可以在期望做無線數(shù)據(jù)傳輸時制造和使用。這里所述的設(shè)備和方法的各個部分，與其他部分單獨列出，可能完全是常規(guī)的，在本發(fā)明權(quán)利要求中是它們的結(jié)合。
雖然討論了不同的設(shè)備和方法模型，但本發(fā)明真正的精神和范疇并不局限于此，而限制于下述本發(fā)明申明的權(quán)利要求以及它們的等價物。
權(quán)利要求
1.一種計算多個接收信號的最佳組合系數(shù)的方法，其特征在于，該方法包括下述步驟依據(jù)接收噪聲和多個信號的相關(guān)干擾來估計所述多個信號的自相關(guān)矩陣；將所述自相關(guān)矩陣的非對角線元素大小與所述自相關(guān)矩陣的對角線元素大小進(jìn)行比較；如果所述非對角線元素的大小明顯小于對角線元素的大小，設(shè)定所述非對角線元素為0；和依據(jù)所述自相關(guān)矩陣計算多個最佳組合系數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述自相關(guān)矩陣包括多個對角線2x2子矩陣，其中每個子矩陣包括兩個對角線元素和兩個非對角線元素，并且其中的比較步驟包括對每個所述子矩陣的每個非對角線元素的大小求平方，以及對同一子矩陣的對角線元素大小相乘獲得乘積的步驟，并且其中設(shè)定步驟包括如果每個非對角線元素的平方大小小于同一子矩陣對角線元素乘積預(yù)定分?jǐn)?shù)時，將每個子矩陣的兩個非對角線元素設(shè)定為0。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述預(yù)定分?jǐn)?shù)明顯小于1。
4.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述預(yù)定分?jǐn)?shù)等于1/50。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述比較步驟包括對每個非對角線元素大小求平方以及對于每個非對角線元素，將位于與非對角線元素相同行或相同列的兩個對角線元素相乘來獲得乘積的步驟，并且所述設(shè)定步驟包括如果每個非對角線元素的平方大小明顯小于位于與非對角線元素相同行或相同列的兩個對角線元素乘積時，設(shè)定每個非對角線元素為0的步驟。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述比較步驟包括對每個非對角線元素大小求平方以及對于每個非對角線元素，將位于與非對角線元素相同行或相同列的兩個對角線元素相乘來獲得乘積的步驟，并且所述設(shè)定步驟包括對其平方大小明顯小于位于與非對角線元素相同行或相同列的兩個對角線元素乘積的每個非對角線元素設(shè)定為0的步驟。
7.一種最佳組合處理器，其特征在于，包括a)組合系數(shù)處理器，包括i)衰減系數(shù)估值模塊；ii)與所述衰減系數(shù)估值模塊耦合的第一內(nèi)插模塊；iii)自相關(guān)估值模塊；iv)與所述自相關(guān)估值模塊耦合的第二內(nèi)插模塊；v)與所述內(nèi)插模塊耦合的倒置模塊；和vi)與所述倒置模塊以及第一內(nèi)插模塊耦合的組合系數(shù)估計模塊；和b)至少一個最佳組合器，每個最佳組合器與所述組合系數(shù)處理器耦合，并包括i)多個雙輸入乘法模塊，每個模塊具有一個輸出，每個所述乘法模塊的第一輸入配置來接收來自瑞克接收器的多個指中一個的信號，每個所述乘法模塊的第二輸入與組合系數(shù)估計模塊耦合，來接收所述組合系數(shù)；和ii)具有與所述雙輸入乘法模塊數(shù)相同數(shù)目輸入的加法模塊，每個所述輸入與相對應(yīng)的一個乘法模塊輸出耦合。
8.如權(quán)利要求7所述的最佳組合系數(shù)處理器，其特征在于，所述自相關(guān)估計模塊是Ryy自相關(guān)模塊。
9.如權(quán)利要求7所述的最佳組合系數(shù)處理器，其特征在于，所述自相關(guān)估計模塊是Rnn自相關(guān)模塊。
10.一種最佳組合處理器，其特征在于，包括a)組合系數(shù)處理器，包括i)衰減系數(shù)估值模塊；ii)自相關(guān)估值模塊；iii)與所述自相關(guān)估值模塊耦合的倒置模塊；和iv)與所述倒置模塊以及第一內(nèi)插模塊耦合的組合系數(shù)估計模塊；v)與所述估計模塊耦合的內(nèi)插模塊；和b)至少一個最佳組合器，每個最佳組合器與所述內(nèi)插模塊耦合，并包括i)多個雙輸入乘法模塊，每個模塊具有一個輸出，每個所述乘法模塊的第一輸入配置來接收來自瑞克接收器的多個指中一個的信號，每個所述乘法模塊的第二輸入與所述內(nèi)插模塊耦合，來接收所述組合系數(shù)；和ii)具有與所述雙輸入乘法模塊數(shù)相同數(shù)目輸入的加法模塊，每個所述輸入與相對應(yīng)的一個乘法模塊輸出耦合。
11.如權(quán)利要求10所述的最佳組合系數(shù)處理器，其特征在于，所述自相關(guān)估值模塊是Ryy自相關(guān)模塊。
12.如權(quán)利要求10所述的最佳組合系數(shù)處理器，其特征在于，所述自相關(guān)估值模塊是Rnn自相關(guān)模塊。
13.一種接收站，其特征在于，包括a)第一天線；b)與所述第一天線耦合的第一接收模塊；c)第二天線；d)與所述第二天線耦合的第二接收模塊；e)與所述第一接收模塊以及第二接收模塊耦合的最佳組合處理器，所述最佳組合處理器包括i)組合系數(shù)處理器，包括(1)衰減系數(shù)估值模塊；(2)與所述衰減系數(shù)估值模塊耦合的第一內(nèi)插模塊；(3)自相關(guān)估值模塊；(4)與所述自相關(guān)估值模塊耦合的第二內(nèi)插模塊；(5)與所述內(nèi)插模塊耦合的倒置模塊；和(6)與所述倒置模塊以及第一內(nèi)插模塊耦合的組合系數(shù)估計模塊；和ii)至少一個最佳組合器，每個最佳組合器與所述組合系數(shù)處理器耦合，并包括(1)多個雙輸入乘法模塊，每個模塊具有一個輸出，每個所述乘法模塊的第一輸入配置來接收來自瑞克接收器的多個指中一個的信號，每個所述乘法模塊的第二輸入與組合系數(shù)估計模塊耦合，來接收所述組合系數(shù)；和(2)具有與所述雙輸入乘法模塊數(shù)相同數(shù)目輸入的加法模塊，每個所述輸入與相對應(yīng)的一個乘法模塊輸出耦合。
14.如權(quán)利要求13所述的接收站，其特征在于，所述自相關(guān)估值模塊是Ryy自相關(guān)模塊。
15.如權(quán)利要求13所述的接收站，其特征在于，所述自相關(guān)估值模塊是Rnn自相關(guān)模塊。
16.一種接收站，其特征在于，包括a)第一天線；b)與所述第一天線耦合的第一接收模塊；c)第二天線；d)與所述第二天線耦合的第二接收模塊；e)與所述第一接收模塊以及第二接收模塊耦合的最佳組合處理器，所述最佳組合處理器包括i)組合系數(shù)處理器，包括(1)衰減系數(shù)估值模塊；(2)自相關(guān)估值模塊；(3)與所述自相關(guān)估值模塊耦合的倒置模塊；和(4)與所述倒置模塊以及第一內(nèi)插模塊耦合的組合系數(shù)估計模塊；(5)與所述估計模塊耦合的內(nèi)插模塊；和ii)至少一個最佳組合器，每個最佳組合器與所述內(nèi)插模塊耦合，并包括1)多個雙輸入乘法模塊，每個模塊具有一個輸出，每個所述乘法模塊的第一輸入配置來接收來自瑞克接收器的多個指中一個的信號，每個所述乘法模塊的第二輸入與所述內(nèi)插模塊耦合，來接收所述組合系數(shù)；和2)具有與所述雙輸入乘法模塊數(shù)相同數(shù)目輸入的加法模塊，每個所述輸入與相對應(yīng)的一個乘法模塊輸出耦合。
17.如權(quán)利要求16所述的接收站，其特征在于，所述自相關(guān)估值模塊是Ryy自相關(guān)模塊。
18.如權(quán)利要求16所述的接收站，其特征在于，所述自相關(guān)估值模塊是Rnn自相關(guān)模塊。
19.一種用于組合接收站接收的信號的方法，其特征在于，包括下述步驟a)在兩個天線上接收來自源的期望信號；b)估計接收的期望信號和接收的期望信號中編碼符號之間的互相關(guān)；c)估計自相關(guān)矩陣；將提出的附加權(quán)利要求(方法權(quán)利要求、在數(shù)據(jù)期間插入獲得組合系數(shù)值的權(quán)利要求、LLR權(quán)利要求)。
全文摘要
一種減少在同一通信網(wǎng)絡(luò)中由其他基站傳輸產(chǎn)生施加在第一基站(102)上干擾量的最佳組合器。在接收站(110)中使用兩個天線(112、114)接收傳輸。瑞克接收器與每個天線(112、114)耦合。就需要的信號而言，通過對瑞克接收器每個獨立的指進(jìn)行最佳組合，在與第一天線(112)關(guān)聯(lián)的指和第二天線(114)關(guān)聯(lián)的指之間相關(guān)的干擾可以被最小化。最佳組合需要確定最佳組合系數(shù)。可以根據(jù)干擾特性用最大比率組合算法代替最佳組合算法。
文檔編號H04B1/707GK1435012SQ00818931
公開日2003年8月6日 申請日期2000年6月13日 優(yōu)先權(quán)日1999年6月14日
發(fā)明者M·博納科爾索, 林福韻, N·辛德伍沙雅那, P·布萊克 申請人:高通股份有限公司