專利名稱：采用連續(xù)相位移頻鍵控信號(hào)線性逼近方法的連續(xù)相位移頻鍵控調(diào)制信號(hào)解調(diào)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種使用一連續(xù)相位對(duì)調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)的方法和裝置。
背景技術(shù)：
現(xiàn)在已知許多種數(shù)字調(diào)制類型，這些類型分別基于移幅鍵控(ASK)、移頻鍵控(FSK)、移相鍵控(PSK)方法或其組合形式?？紤]到頻率經(jīng)濟(jì)性原因，數(shù)字通信系統(tǒng)經(jīng)常采用所謂的使用連續(xù)相位的CPM調(diào)制類型(CPM連續(xù)相位調(diào)制)。使用連續(xù)相位的FSK稱作CPFSK(連續(xù)相位FSK)，其中的一個(gè)例子為泛歐GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))移動(dòng)無(wú)線電標(biāo)準(zhǔn)中所使用的高斯最小偏移鍵控(GMSK)。
CPFSK信號(hào)的解調(diào)可采用相干方法或非相干方法。非相干解調(diào)可利用一個(gè)模擬FM解調(diào)器進(jìn)行，亦可利用一個(gè)差分解調(diào)器以數(shù)字方式進(jìn)行。但是，非相干解調(diào)的一個(gè)缺點(diǎn)是會(huì)出現(xiàn)3dB范圍內(nèi)的相對(duì)較高的損耗；而且，由于無(wú)法將符號(hào)間干擾(ISI)考慮在內(nèi)，還會(huì)出現(xiàn)功率降低的問(wèn)題。
CPFSK調(diào)制基本為非線性，但可近似描述為線性調(diào)制。關(guān)于該特征所依據(jù)的線性逼近方法的說(shuō)明，請(qǐng)參見(jiàn)IEEE通信傳輸(Trans.Commun.)，COM-34(1986)卷第150-160頁(yè)由Pierre A.Laurent所著的“通過(guò)調(diào)幅脈沖(AMP)的疊加進(jìn)行數(shù)字相位調(diào)制的精確結(jié)構(gòu)及近似結(jié)構(gòu)(Exact and ApproximateConstruction of Digital Phase Modulations by Superposition of AmplitudeModulated Pulses(AMP))”一文。CPFSK調(diào)制信號(hào)的這種特征提供了采用相干解調(diào)的可能性。
由K.D.Kammeyer與B.G.Teubner Verlag于1996年在Stuttgart出版的代表現(xiàn)有最新技術(shù)的“信息傳輸(Nachrichten betragung，英文名稱為Information Transmission)”一書(shū)的第12.1.5節(jié)第422與423頁(yè)中描述了一種調(diào)制指數(shù)η等于0.5或0.5的倍數(shù)的CPFSK信號(hào)的相干調(diào)制解調(diào)器，該解調(diào)器對(duì)接收到的信號(hào)的同相分量與正交分量交替進(jìn)行采樣(因?yàn)檫@兩個(gè)分量之間存在90°的相位偏移)，然后將采樣值與發(fā)送機(jī)端所用輸入數(shù)據(jù)符號(hào)的CPFSK替代符號(hào)(線性逼近依據(jù)于替代符號(hào))的對(duì)應(yīng)復(fù)數(shù)表示形式進(jìn)行比較。在若干可能的輸入數(shù)據(jù)中，實(shí)際發(fā)送的輸入數(shù)據(jù)符號(hào)定義為其復(fù)數(shù)替代符號(hào)與兩個(gè)測(cè)量采樣值(實(shí)部與虛部)最接近的那個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)。
這種CPFSK信號(hào)的相干解調(diào)方法可推廣至有理調(diào)制指數(shù)η＝M/N(其中M與N均為整數(shù))。在有理調(diào)制指數(shù)情況下，始終具有有限種替代符號(hào)狀態(tài)，因此，僅通過(guò)比較采樣值與替代符號(hào)的有限調(diào)制字符表就能夠-并且一直能夠-進(jìn)行解調(diào)。
而對(duì)于調(diào)制指數(shù)η為非有理調(diào)制指數(shù)的情況，不存在任何替代符號(hào)的有限調(diào)制字符表，從而無(wú)法使用常規(guī)的相干CPFSK解調(diào)方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種用于CPFSK接收信號(hào)的解調(diào)、能夠?qū)崿F(xiàn)良好接收、尤其是即使在調(diào)制指數(shù)不是有理數(shù)時(shí)亦能進(jìn)行CPFSK接收信號(hào)解調(diào)的方法及一種裝置。
各獨(dú)立權(quán)利要求所述特征旨在實(shí)現(xiàn)該目的。
根據(jù)本發(fā)明，解調(diào)(即CPFSK調(diào)制所依據(jù)的第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)的判定)依據(jù)于對(duì)CPFSK的線性逼近中產(chǎn)生的第n-1個(gè)替代符號(hào)的估算，因此解調(diào)總是依據(jù)由接收機(jī)進(jìn)行估算的替代符號(hào)進(jìn)行，這說(shuō)明不再需要接收機(jī)中已知的固定調(diào)制字符表，而是由接收機(jī)通過(guò)估算“跟隨”發(fā)送機(jī)的狀態(tài)。
對(duì)于沒(méi)有信道均衡的解調(diào)方式，第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn可很容易地依據(jù)當(dāng)前第n個(gè)復(fù)數(shù)采樣符號(hào)yn與對(duì)于第n-1個(gè)時(shí)間步長(zhǎng)所估算的替代符號(hào)n-1的相對(duì)相角判定。
另一種方法是使用一個(gè)均衡器，尤其是使用一個(gè)維特比(Viterbi)均衡器對(duì)第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn進(jìn)行判定。在這種情況下，一種有益的測(cè)量方法的特征在于可以依據(jù)一張格子狀態(tài)圖實(shí)現(xiàn)均衡，在該格子狀態(tài)圖中，與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的第i個(gè)信道狀態(tài)采用一個(gè)L元組zni＝(znL-1，(i)，..，znl，(i)，zn0，(i))表示，其中每一個(gè)變量znL-1，(i)，..，zn1，(i)，zn0，(i)均可選取輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn的各可能取值(L代表信道存儲(chǔ)器)。


下文將利用一個(gè)具體實(shí)施例及這一具體實(shí)施例的變型并參照?qǐng)D紙對(duì)本發(fā)明進(jìn)行說(shuō)明，其中圖1是用以解釋數(shù)字傳輸系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)的方塊圖；圖2是用以解釋采用現(xiàn)有技術(shù)的二進(jìn)制CPFSK調(diào)制器工作原理的方塊圖；圖3a是用以解釋采用現(xiàn)有技術(shù)的相干CPFSK解調(diào)器設(shè)計(jì)的方塊圖；圖3b是用以解釋采用本發(fā)明的一個(gè)具體實(shí)施例的相干CPFSK解調(diào)器設(shè)計(jì)的方塊圖；圖4a是調(diào)制指數(shù)η＝0.5時(shí)CPFSK的各可能替代符號(hào)的矢量或信號(hào)的空間表示；圖4b是調(diào)制指數(shù)η為無(wú)理數(shù)時(shí)CPFSK的各可能替代符號(hào)的矢量或信號(hào)的空間表示；圖5是基于圖3b所示具體實(shí)施例的一個(gè)變型的自適應(yīng)均衡器的方塊圖；圖6是用以解釋維特比均衡的一個(gè)格子圖詳圖。
具體實(shí)施例方式
圖1所示為數(shù)字傳輸系統(tǒng)，例如用于移動(dòng)無(wú)線電的數(shù)字傳輸系統(tǒng)的已知基本設(shè)計(jì)。
發(fā)送裝置SE接收一個(gè)模擬源信號(hào)Q(例如該信號(hào)由麥克風(fēng)產(chǎn)生)并將其傳遞給編碼器COD。該編碼器COD具有(圖中未標(biāo)出方式)一個(gè)用于將源信號(hào)Q數(shù)字化的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，而且還可包括一個(gè)源編碼器、一個(gè)信道編碼器、一個(gè)交叉復(fù)用器和一種塊形成方法，用于將數(shù)字化源信號(hào)Q以某種適當(dāng)方式進(jìn)行壓縮，為其提供防差錯(cuò)編碼，使其交叉復(fù)用并將其細(xì)分為若干數(shù)據(jù)塊。
編碼器COD發(fā)射一個(gè)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)，該數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)包含數(shù)據(jù)符號(hào)d0，d1，…的符號(hào)序列{dn}，該符號(hào)序列是，例如取值范圍{-1，1}的依據(jù)。符號(hào)序列{dn}被傳遞至一個(gè)調(diào)制器裝置MOD，該調(diào)制器裝置將射頻載波作為符號(hào)序列{dn}的函數(shù)進(jìn)行調(diào)制。以此種方式生成的經(jīng)過(guò)調(diào)制的時(shí)間相關(guān)實(shí)傳輸信號(hào)s(t)被送入一條傳輸信道，亦即，例如其作為無(wú)線電信號(hào)通過(guò)一個(gè)發(fā)射天線SA發(fā)射。
數(shù)據(jù)符號(hào)d0，d1，…在下文中稱作(調(diào)制器裝置的)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)。
在傳輸信號(hào)s(t)通過(guò)傳輸信道傳輸?shù)倪^(guò)程中會(huì)出現(xiàn)信號(hào)失真及信號(hào)干擾，二者均取決于傳輸信道的性質(zhì)。
傳輸信道的失真影響由信道脈沖響應(yīng)h(τ，t)表示，疊加于失真信號(hào)上的加性干擾分量由函數(shù)n(t)表示。相應(yīng)地，接收機(jī)EM處接收到的時(shí)間連續(xù)接收信號(hào)z(t)表示為z(t)=∫0∞h(τ,t)·s(t-τ)dτ+n(t)----(1)]]>接收機(jī)EM通過(guò)例如一個(gè)接收天線EA接收在傳輸信道輸出端出現(xiàn)的實(shí)接收信號(hào)z(t)(可能已失真或受到干擾)，該接收信號(hào)z(t)被傳遞至一個(gè)解調(diào)器DMOD。該解調(diào)器對(duì)接收信號(hào)z(t)進(jìn)行解調(diào)。在解調(diào)器DMOD輸出端生成一個(gè)符號(hào)序列{dn}，其中元素dn為相關(guān)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn的估算值。
為解釋CPFSK調(diào)制，圖2使用方塊圖表示一個(gè)常規(guī)調(diào)制器裝置MOD的結(jié)構(gòu)。在這種情況下，在圖2中使用單箭頭表示實(shí)數(shù)變量，使用雙箭頭表示復(fù)數(shù)變量。
在信號(hào)路徑中，CPFSK調(diào)制器MOD具有一個(gè)濾波器F、一個(gè)相位累加器P、一個(gè)用于生成復(fù)包絡(luò)e(t)的裝置KE、一個(gè)混和級(jí)MI及一個(gè)用于生成輸入信號(hào)實(shí)部的裝置Re。該(實(shí))調(diào)制信號(hào)s(t)在上述裝置Re的輸出端生成。
假定濾波器F具有實(shí)脈沖響應(yīng)g(t)。在下文中，脈沖響應(yīng)g(t)被稱作基帶脈沖，其脈沖波形與寬度(時(shí)間)定義了CPFSK調(diào)制類型。
眾所周知，可以使用各種各樣的脈沖波形，例如方波脈沖、余弦脈沖或高斯脈沖。
基帶脈沖g(t)的脈沖寬度TK(即基帶脈沖g(t)具有非零值的時(shí)間周期)可延續(xù)K＝1，2，3，…倍的符號(hào)時(shí)間周期T。當(dāng)K＝1時(shí)，使用“完全響應(yīng)調(diào)制型”表示方法，當(dāng)基帶脈沖g(t)延續(xù)若干個(gè)符號(hào)時(shí)間周期(即K＝2，3，…)時(shí)，就產(chǎn)生通常所說(shuō)的部分響應(yīng)調(diào)制型。
當(dāng)t＞0時(shí)，在濾波器F的輸出端生成的實(shí)脈沖調(diào)幅頻率信號(hào)f(t)是由輸入數(shù)據(jù)符號(hào)序列{dn}中各符號(hào)dn加權(quán)的g(t)時(shí)移型式的線性重疊f(t)=Σndng(t-nT)----(2)]]>脈沖調(diào)幅頻率信號(hào)f(t)在相位累加器P中積分，以生成相位信號(hào)(t)，并在裝置KE中根據(jù)相位信號(hào)(t)采用下列公式進(jìn)行計(jì)算，以生成復(fù)包絡(luò)e(t)e(t)＝exp{j((t)+0)} (3)其中，j代表虛數(shù)單位，0代表積分常數(shù)。因此，復(fù)包絡(luò)e(t)變?yōu)閑(t)=exp{j(2πΔF∫-∞tf(τ)dτ)}----(4)]]>其中，ΔF表示調(diào)制所用的頻移，調(diào)制指數(shù)η通常定義為η＝2ΔFT。
然后，復(fù)包絡(luò)e(t)在混和級(jí)MI中與射頻載波及頻率f0相乘。上混頻信號(hào)的實(shí)部(Re)是已調(diào)制傳輸信號(hào)s(t)。
根據(jù)P.A.Laurent所著的上述文章，使用替代符號(hào)an代替輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn，可將基本非線性CPFSK調(diào)制以下列形式近似表示為線性調(diào)制e(t)≈Σnan·c0(t-nT)----(5)]]>所謂的基本脈沖C0(t)與該基帶脈沖g(t)之間存在已知函數(shù)關(guān)系，從而對(duì)于一種預(yù)定CPFSK調(diào)制類型(亦即對(duì)于一個(gè)預(yù)定基帶脈沖g(t))可以判定相關(guān)的基本脈沖C0(t)。本文參考了P.A.Laurent所著的上述文章。
替代符號(hào)an與輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn之間的關(guān)系如下an=exp{jπηΣi=-∞ndi}----(6)]]>所以，每個(gè)替代符號(hào)均可根據(jù)累積輸入數(shù)據(jù)符號(hào)計(jì)算得到。
公式(6)表明，僅當(dāng)調(diào)制指數(shù)η為有理數(shù)時(shí)存在有限數(shù)目的替代符號(hào)。根據(jù)公式(6)還可得出下列關(guān)系an＝an-1exp{jπηdn}(7)圖4a是調(diào)制指數(shù)η＝0.5時(shí)CPFSK的各可能替代符號(hào)an的矢量表示或信號(hào)空間表示，其實(shí)部畫(huà)在x軸上，虛部畫(huà)在y軸上。顯然，當(dāng)η＝0.5時(shí)存在四種狀態(tài)，亦即對(duì)于dn＝1或-1，各替代符號(hào)an(當(dāng)初相位為0時(shí))僅可取四個(gè)值1，j，-1，-j。an的這四個(gè)值稱作調(diào)制字符表。
舉例來(lái)說(shuō)，假定an-1＝1，則當(dāng)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn＝1時(shí)，狀態(tài)將轉(zhuǎn)移至an＝j(luò)，該轉(zhuǎn)移過(guò)程在圖中以虛線箭頭表示。
在下文中，將針對(duì)一條無(wú)存儲(chǔ)器且無(wú)加性噪聲的傳輸信道的CPFSK信號(hào)的已知解調(diào)方式進(jìn)行解釋。解調(diào)器的用途是根據(jù)接收信號(hào)z(t)確定輸入數(shù)據(jù)符號(hào)序列{dn}。圖3a表示一個(gè)采用現(xiàn)有技術(shù)并適合于該用途的解調(diào)器DMOD′，該圖中的復(fù)數(shù)變量同樣使用雙箭頭表示。
解調(diào)器DMOD′可具有一個(gè)混和級(jí)MI，該混合級(jí)運(yùn)行頻率為f0，并且用于將接收信號(hào)z(t)下混頻至基帶，雖然如此，通過(guò)使用適當(dāng)選取的中頻，亦可在通帶內(nèi)處理接收信號(hào)z(t)。
低通濾波器TF用于帶寬限制。濾波過(guò)程之后，通過(guò)模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC對(duì)經(jīng)過(guò)下混頻且經(jīng)過(guò)濾波的接收信號(hào)z(t)進(jìn)行采樣，采樣至少以符號(hào)時(shí)鐘頻率1/T進(jìn)行。
在ADC的輸出端將生成一個(gè)包含復(fù)數(shù)采樣值yn的序列{yn}。
復(fù)數(shù)采樣值序列{yn}將被傳遞至決策器ENT′，由決策器ENT′根據(jù)復(fù)數(shù)采樣值1n及其已知的有限調(diào)制字符表對(duì)經(jīng)過(guò)估算的輸入數(shù)據(jù)符號(hào)序列{dn}進(jìn)行判定。
如果為低通濾波器TF提供了與基本脈沖C0(t)相關(guān)的匹配濾波器脈沖響應(yīng)，則通過(guò)比較采樣值yn與調(diào)制字符表即可對(duì)復(fù)數(shù)采樣值yn進(jìn)行解調(diào)。對(duì)于圖4a所解釋的4元素調(diào)制字符表情況，僅需確定yn的實(shí)部與虛部的數(shù)學(xué)符號(hào)。在這種情況下，可根據(jù)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn的估算量即dn，由公式(7)所表達(dá)的關(guān)系直接得出an在接收機(jī)端的判定，以n表示，以及前一個(gè)時(shí)間步長(zhǎng)中an-1的判定，以n-1表示。
圖3b以方塊圖形式表示了采用本發(fā)明的解調(diào)器DMOD的一個(gè)具體實(shí)施例，其中的類似部分采用與圖3a相同的參考符號(hào)表示。
該實(shí)施例中的解調(diào)器DMOD同樣具有一個(gè)決策器ENT，復(fù)數(shù)采樣值序列{yn}將被傳遞至該決策器。另外，還配置了一個(gè)替代符號(hào)估算裝置ESE，該估算裝置為決策器ENT提供第n-1個(gè)替代符號(hào)an-1的估算值，以判定第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn。
采用本發(fā)明的決策器ENT的執(zhí)行方式取決于所考慮的傳輸信道的性質(zhì)。失真及干擾較低的傳輸信道將被優(yōu)先考慮，因?yàn)樵谶@種信道中無(wú)需均衡即可進(jìn)行解調(diào)。
決策器ENT中dn的判定基于下列關(guān)系式 其中arg(·)代表括號(hào)內(nèi)復(fù)數(shù)的幅角，以弧度形式表示。在采用本發(fā)明確定 的過(guò)程中，依據(jù)當(dāng)前采樣符號(hào)yn與前一個(gè)時(shí)間步長(zhǎng)中替代符號(hào)估算值n-1的相對(duì)相角作出決策。
作出的關(guān)于 的決策將在下一步中用于替代符號(hào)an的的狀態(tài)估算。在最簡(jiǎn)單的情況下，該估算利用下列關(guān)系式進(jìn)行a^n=a^n-1exp{jπηd^n}----(9)]]>由此估算得到的替代符號(hào)n可隨之用作下一時(shí)間步長(zhǎng)中根據(jù)公式(8)確定輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn+1的依據(jù)。
本發(fā)明的方法能夠在任一給定的調(diào)制指數(shù)情況下對(duì)CPFSK調(diào)制信號(hào)進(jìn)行相干解調(diào)。下文將參照?qǐng)D4b對(duì)此進(jìn)行說(shuō)明。
圖4b是CPFSK各替代符號(hào)的矢量表示或信號(hào)的空間表示，其與圖4a類似，但基于無(wú)理數(shù)調(diào)制指數(shù)η。由于調(diào)制指數(shù)η為無(wú)理數(shù)，因此an具有無(wú)限多個(gè)值(狀態(tài))，亦即調(diào)制字符表為無(wú)限大。圖4b所示為根據(jù)dn＝1時(shí)所產(chǎn)生的狀態(tài)轉(zhuǎn)移得到的前13個(gè)替代符號(hào)a1，a2，…，a13。
與常規(guī)方法相比，由于解調(diào)并非依據(jù)于采樣符號(hào)與預(yù)定調(diào)制字符表的比較，而是依據(jù)于采樣符號(hào)與前一個(gè)估算(而非預(yù)定)調(diào)制狀態(tài)之間相對(duì)相角的判定，因此始終可以通過(guò)辨別公式(8)的兩種情況作出決策-亦即對(duì)CPFSK信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
由于在時(shí)間步長(zhǎng)n中對(duì)CPFSK信號(hào)進(jìn)行解調(diào)時(shí)使用了調(diào)制狀態(tài)估算值n-1，因此，以明了的方式將本發(fā)明的方法命名為發(fā)送機(jī)狀態(tài)跟蹤方法。
假定傳輸信道隨時(shí)間變化、出現(xiàn)失真并受到干擾(例如一個(gè)移動(dòng)無(wú)線電信道)，則決策器ENT也可采用自適應(yīng)均衡器形式。圖5所示為決策器ENT的一種適當(dāng)設(shè)計(jì)。
其中，決策器ENT具有一個(gè)信道估算器KS及一個(gè)均衡器EZ，且為二者均提供了復(fù)數(shù)采樣信號(hào)yn。
從原理上來(lái)講，可以使用任一種所需的均衡器EZ。在下文中，將通過(guò)一個(gè)維特比均衡器對(duì)本發(fā)明的原理進(jìn)行說(shuō)明。
如前所述，維特比均衡所依據(jù)的等效時(shí)間離散模型信道的信道存儲(chǔ)器用L表示。信道估算器KS連續(xù)、重復(fù)地對(duì)共計(jì)L+1個(gè)估算信道脈沖響應(yīng)h1(1＝0，1，…，L)進(jìn)行判定。維特比均衡器EZ則根據(jù)采樣值序列{yn}、上述L+1個(gè)估算信道脈沖響應(yīng)h1以及由替代符號(hào)估算裝置ESE所生成的估算值對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)序列 進(jìn)行判定。
采樣值yn可采用發(fā)送替代符號(hào)序列{an}與上述L+1個(gè)信道脈沖響應(yīng)h0，h1，…，hL的時(shí)間離散卷積加上一個(gè)干擾符號(hào)序列{nn}的形式表示yn=Σl=0Lan-1h1+nn----(10)]]>其中{nn}代表加性干擾n(t)，由若干干擾符號(hào)nn組成。
首先簡(jiǎn)要介紹CPFSK解調(diào)用維特比均衡器的常規(guī)運(yùn)算方法維特比均衡器為MLSE(最大似然序列估計(jì))序列估算器。為此，將考慮需要估算的、由p+1個(gè)元素(其中p為正整數(shù))組成的一個(gè)替代符號(hào)序列{an}。根據(jù)MLSE，應(yīng)發(fā)送序列定義為若干可能的p+1元素替代符號(hào)序列h0，h1，…，hL的{n}，其符號(hào)與估算信道脈沖響應(yīng) 加權(quán)后與測(cè)量采樣值yn序列的歐幾里德(Euclidean)距離最小。所尋找的p+1元素替代符號(hào)序列{n}的條件如下 條件方程(11)采用維特比(Viterbi)算法(VA)以遞歸方式求解。
為此，時(shí)間離散模型信道可描述為一種有限定時(shí)自動(dòng)裝置。在CPFSK信號(hào)的常規(guī)VA解調(diào)過(guò)程中與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的信道狀態(tài)An(在接收機(jī)中為未知量)通過(guò)在發(fā)送機(jī)端最新輸入的L個(gè)替代符號(hào)an-L，...，an-2，an-1的表示形式以及累加相位φn-L-1=πηΣ1=-∞n-L-1d1]]>唯一表示，亦即表示為L(zhǎng)+1元組An＝(φn-L-1；an-L，...，an-2，an-1)。
當(dāng)然，實(shí)際信道狀態(tài)An在接收機(jī)中為未知量。一般地，信道狀態(tài)可采用一個(gè)L+1元組Zn＝(φn-L-1；ZnL-1，..，Zn1，Zn0)表示。ZnL-1，..，Zn1，Zn0中的每一個(gè)變量均可選取調(diào)制字符表中的值(即現(xiàn)有技術(shù)中的替代符號(hào))。
已發(fā)送序列{an}定義了一條經(jīng)過(guò)各可能信道狀態(tài)zn的路徑，這些狀態(tài)按照與時(shí)間步長(zhǎng)的關(guān)系畫(huà)在一張圖中，該圖稱為格子圖(或簡(jiǎn)稱為格子)。為估算已發(fā)送序列{an}，使用VA判定由格子圖中各狀態(tài)組成的序列{An}。根據(jù)序列{An}確定的格子圖中的路徑又稱作格子圖中的“最短”路徑。
圖6通過(guò)一個(gè)M級(jí)數(shù)據(jù)信號(hào)及有理調(diào)制指數(shù)(與圖4a的方式相對(duì)應(yīng)，本例中選取M＝4)的例子表示了兩個(gè)時(shí)間步長(zhǎng)n與n+1的格子圖詳圖。圖中每一個(gè)圓圈代表一種可能的信道狀態(tài)，其中時(shí)間步長(zhǎng)n所對(duì)應(yīng)的可能信道狀態(tài)以Zni，Zn2，..，表示，一般表示為Zni，與時(shí)間步長(zhǎng)n+1相關(guān)的可能信道狀態(tài)也以對(duì)應(yīng)的符號(hào)表示。
與時(shí)間步長(zhǎng)n+1相關(guān)的每一種狀態(tài)均可從與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的M種不同前趨狀態(tài)開(kāi)始經(jīng)過(guò)M次轉(zhuǎn)移而達(dá)到?，F(xiàn)在將考慮與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)并導(dǎo)向與時(shí)間步長(zhǎng)n+1相關(guān)的某個(gè)特定狀態(tài)Zn+1q(該狀態(tài)采用符號(hào)q標(biāo)識(shí))的M種可能前趨狀態(tài)。對(duì)于與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的M種可能前趨狀態(tài)Znil，Zn12，..，ZniM，即圖6中以黑體線條所示狀態(tài)(在圖6中即為i1＝1，i2＝3，i3＝4，iM＝i4＝6)，導(dǎo)向這些狀態(tài)的最短路徑Pi1、Pi2、Pi3、PiM均已在前一次遞歸中得到了判定。當(dāng)前的問(wèn)題在于，導(dǎo)向可能前趨狀態(tài)Zni1，Zn12，..，ZniM的這M條路徑中哪一條能夠在其繼續(xù)轉(zhuǎn)移至?xí)r間步長(zhǎng)n+1中所討論的狀態(tài)Zn+1q的前提下，與狀態(tài)Zn+1q所形成的路徑最短。
為回答這一問(wèn)題，對(duì)于所討論的每一次轉(zhuǎn)移(可能的前趨狀態(tài)Zni1，Zn12，..，ZniM之一與所討論的目的狀態(tài)Zn+1q之間的轉(zhuǎn)移)，均在VA中采用下列公式對(duì)度量增量I(Zni1，yn)，I(Zni2，yn)，..，I(ZniM，yn)進(jìn)行計(jì)算I(Zni,yn)=(yn-Σl=1Lznl-1,(i)h^1-anb^0)2----(12)]]>i＝i1，i2，...，iM其中，根據(jù)已經(jīng)引入的符號(hào)，這M種前趨狀態(tài)可分別采用一個(gè)L+1元組表示zni＝(φn-L-1(i)；znL-1，(i)，..，zn1，(i)，zn0，(i))，i＝i1，i2，...，iM對(duì)于所有M種可能前趨狀態(tài)Zni1，Zn12，...，ZniM，均已根據(jù)遞歸計(jì)算得出了時(shí)間步長(zhǎng)n所對(duì)應(yīng)的最小度量Me(Zni1)，Me(Zni2)，..，Me(ZniM)。時(shí)間步長(zhǎng)n的路徑將依據(jù)這M個(gè)已知的可能前趨狀態(tài)的最小度量Me(zni1)，Me(zni2)，..，Me(zniM)以及計(jì)算得出的相應(yīng)轉(zhuǎn)移的M個(gè)度量增量I(Zni，yn)進(jìn)行判定。該判定過(guò)程包括下列三個(gè)步驟-加法步驟(“ADD”)，用于計(jì)算所討論的狀態(tài)Zn+1q的最小度量的M個(gè)備選值，表示為mei(zn+1q)，該數(shù)值是某個(gè)前趨狀態(tài)的相應(yīng)最小度量與相應(yīng)度量增量之和，計(jì)算公式如下mei(Zn+1q)＝Me(Zni)+I(Zni，yn) i＝i1，i2，...，Im (13)-比較步驟(“COMPARE”)，用于判定這M個(gè)計(jì)算度量值mei(zn+1q)中最小的一個(gè)。該值將被做為所討論狀態(tài)的最小度量Me(Zn+1q)。
-選擇步驟(“SELECT”)，用于從M種可能前趨狀態(tài)Zni1，Zn12，..，ZniM中選擇滿足下列條件的那種前趨狀態(tài)該狀態(tài)是指向狀態(tài)Zn+1q的轉(zhuǎn)移的起始點(diǎn)且具有最小度量Me(Zn+1q)，亦即判定滿足mei(zn+1q)＝Me(Zn+1q)的符號(hào)i。由此選擇出準(zhǔn)確的前趨狀態(tài)。至此已不需要再考慮導(dǎo)向其它前趨狀態(tài)的路徑。這三個(gè)步驟稱作ACS(Add-Compare-Select)運(yùn)算。然后，即可使用與已找出的路徑相關(guān)的累加相位進(jìn)行已估算輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn的計(jì)算。
本發(fā)明對(duì)用于CPFSK信號(hào)解調(diào)的VA的已知用法進(jìn)行了修改。這是因?yàn)樵诜怯欣碚{(diào)制指數(shù)條件下會(huì)出現(xiàn)無(wú)限多種狀態(tài)，以致于無(wú)法繪制或使用格子圖。
由于本發(fā)明的方法可直接估算與時(shí)間步長(zhǎng)n對(duì)應(yīng)的輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn，而非估算發(fā)送替代符號(hào)an，因此可配置這樣一種格子圖首先，其中的累加相位不再包含在狀態(tài)中；其次，即使當(dāng)調(diào)制指數(shù)η不是有理數(shù)時(shí)也僅出現(xiàn)有限數(shù)目的狀態(tài)。這些狀態(tài)的指定允許根據(jù)當(dāng)前的ISI僅考慮最新L個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)。另外，與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的格子圖中第i個(gè)狀態(tài)采用L元組以一般形式表示為zni＝(znL-1，(i)，..，zn1，(i)，zn0，(i))，其中，變量znL-1，(i)，..，zn1，(i)，zn0，(i)可選取輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn的各可能取值，即{1，-1}。
所以，在接收機(jī)中為未知的、與時(shí)間步長(zhǎng)n所對(duì)應(yīng)的實(shí)際信道狀態(tài)可表示為L(zhǎng)元組Dn＝(dn-L，...，dn-2，dn-1)。
下文考慮一個(gè)L＝2的例子。狀態(tài)i中與時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的未受干擾的重構(gòu)信號(hào)，表示為 采用公式(11)判定為r^n(i)=Σl=0Lan-1(i)h^1=L=2an(i)h^0+an-1(i)h^1+an-2(i)h^2----(14)]]>=an-1(i)ejπηdnh^0+an-1(i)h^1+an-1(i)ejπη(-dn-1)h^2]]>現(xiàn)在，根據(jù)公式(12)，可以連同(受到干擾的)接收信號(hào)yn一起使用未受干擾的重構(gòu)信號(hào)，以計(jì)算轉(zhuǎn)移度量。I(Zni,yn)=(yn-r^n(i))2----(15)]]>在計(jì)算轉(zhuǎn)移度量時(shí)，對(duì)于an-1(i)，使用了估算得出的被跟蹤的發(fā)送機(jī)狀態(tài)n-1(i)。依據(jù)前一解調(diào)步驟中得到的解調(diào)結(jié)果，使用公式(9)可再次進(jìn)行該估算過(guò)程，即a^n-1(i)=a^n-2(i)exp{jπηd^n-1}---(16)]]>然后，可按上述方式進(jìn)行與所討論的轉(zhuǎn)移相關(guān)的ACS運(yùn)算。
公式(14)表明，在L＝2情況下使用本發(fā)明的VA對(duì)CPFSK信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，無(wú)需考慮累加相位，而只需考慮一個(gè)包含兩個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)的狀態(tài)dn，dn-1。
除上述兩種應(yīng)用(無(wú)信道均衡的相干接收及采用VA均衡的相干接收)之外，本發(fā)明的原理亦可用于其它均衡器，例如量化反饋均衡器及所謂的DF(決策反饋)均衡器。
權(quán)利要求
1.一種用于解調(diào)連續(xù)相位移頻鍵控(CPFSK)調(diào)制信號(hào)的方法，其特征在于-CPFSK調(diào)制所依據(jù)的第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)(dn)通過(guò)CPFSK的線性逼近中產(chǎn)生的第n-1個(gè)替代符號(hào)(an-1)的估算值進(jìn)行判定，所述第n-1個(gè)替代符號(hào)(an-1)則作為先前判定出的第n-1個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)( )的函數(shù)進(jìn)行估算。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于-所述第n-1個(gè)替代符號(hào)由公式a^n-1=a^n-2exp{jπηd^n-1}]]>進(jìn)行估算，其中n-1與n-2分別為所述第n-1個(gè)與第n-2個(gè)替代符號(hào)的估算結(jié)果，相應(yīng)地， 為判定出的第n-1個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)，η則代表調(diào)制指數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于-所述第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn依據(jù)當(dāng)前得到的第n個(gè)復(fù)數(shù)采樣符號(hào)yn與在第n-1個(gè)時(shí)間步長(zhǎng)時(shí)估算出的替代符號(hào)n-1之間的相對(duì)相角進(jìn)行判定。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于-所述第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn由下列公式判定 其中 為判定出的第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn。
5.根據(jù)前述權(quán)利要求之一所述的方法，其特征在于-使用一種均衡器，具體來(lái)說(shuō)，使用一種維特比(Viterbi)均衡器來(lái)判定所述第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于-所述均衡依據(jù)于一張格子狀態(tài)圖，該圖中與所述時(shí)間步長(zhǎng)n相關(guān)的第i個(gè)信道狀態(tài)由L元組zni＝(znL-1，(i)，..，znl，(i)，zn0，(i))表示，其中變量znL-1，(i)，..，zn1，(i)，zn0，(i)均可獨(dú)自選取所述輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn的各可能數(shù)值，L表示信道存儲(chǔ)器。
7.一種用于解調(diào)連續(xù)相位移頻鍵控(CPFSK)調(diào)制信號(hào)的裝置，-其具有一個(gè)用于判定CPFSK調(diào)制所依據(jù)的第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)(dn)的輸入數(shù)據(jù)符號(hào)判定裝置(ENT)，其特征在于-所述解調(diào)器裝置(DMOD)具有一個(gè)對(duì)所述第n-1個(gè)替代符號(hào)(an-1)進(jìn)行估算的替代符號(hào)估算裝置(ESE)，所述第n-1個(gè)替代符號(hào)(an-1)在CPFSK的線性逼近中產(chǎn)生，是先前已判定出的第n-1個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào) 的函數(shù)；以及-所述輸入數(shù)據(jù)符號(hào)決策裝置(ENT)使用已估算出的第n-1個(gè)替代符號(hào)(n-1)來(lái)判定第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的裝置，其特征在于-所述替代符號(hào)估算裝置(ESE)使用公式a^n-1=a^n-2exp{jπηd^n-1}]]>對(duì)第n-1個(gè)替代符號(hào)(an-1)進(jìn)行估算，其中n-1與n-2分別為所述第n-1個(gè)與第n-2個(gè)替代符號(hào)的估算結(jié)果， 為已判定出的第n-1個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)，η則代表調(diào)制指數(shù)。
9.根據(jù)權(quán)利要求7或8所述的裝置，其特征在于-所述輸入數(shù)據(jù)符號(hào)估算裝置(ENT)依據(jù)當(dāng)前得到的第n個(gè)復(fù)數(shù)采樣符號(hào)yn與在第n-1個(gè)時(shí)間步長(zhǎng)時(shí)估算出的替代符號(hào)n-1間的相對(duì)相角來(lái)判定第n個(gè)輸入數(shù)據(jù)符號(hào)dn。
10.根據(jù)權(quán)利要求7至9之一所述的裝置，其特征在于-所述輸入數(shù)據(jù)符號(hào)估算裝置(ENT)是一種均衡器，尤其是一種維特比(Viterbi)均衡器。
全文摘要
CPFSK調(diào)制信號(hào)的解調(diào)方法及解調(diào)器。在一種用于CPFSK調(diào)制信號(hào)解調(diào)的方法中，對(duì)在CPFSK的線性逼近中產(chǎn)生的第n－1個(gè)替代符號(hào)a
文檔編號(hào)H04L25/03GK1437820SQ01811657
公開(kāi)日2003年8月20日 申請(qǐng)日期2001年6月11日 優(yōu)先權(quán)日2000年6月21日
發(fā)明者M·哈梅斯, A·紐鮑爾, M·馬德登, M·斯佩思 申請(qǐng)人:因芬尼昂技術(shù)股份公司