專利名稱：用于單載波數(shù)字電視廣播系統(tǒng)的重復(fù)pn1023序列回波抵消基準(zhǔn)信號的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于空中廣播的數(shù)字電視(DTV)信號、用于這樣的廣播DTV信號的發(fā)射機和用于這樣的廣播DTV信號的接收機，所述廣播DTV信號包括新的回波抵消基準(zhǔn)(ECR)信號分量，用于初始化在DTV接收機中使用的用于信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波器的參數(shù)。
背景技術(shù)：
高級電視系統(tǒng)委員會(ATSC)在1995年出版了如文件A/53的數(shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)，以下為了簡潔，簡單稱為“A/53”。A/53的題目為“RF/傳輸系統(tǒng)特性”的附錄D被特別并入本說明書作為參考。附錄D詳細(xì)說明數(shù)據(jù)幀應(yīng)當(dāng)包括兩個數(shù)據(jù)場，每個數(shù)據(jù)場包括313個數(shù)據(jù)段，每個數(shù)據(jù)段包括832個碼元。附錄D詳細(xì)說明每個數(shù)據(jù)段應(yīng)當(dāng)以一個4碼元數(shù)據(jù)段同步(DSS)序列開始。附錄D詳細(xì)說明每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段應(yīng)當(dāng)包括跟隨4碼元DSS序列的一個數(shù)據(jù)場同步(DFS)信號。在每個A/53 DFS信號中的第5到第515個碼元是指定的PN511序列——即，由能夠作為+5或-5值的511個碼元構(gòu)成的偽隨機噪聲序列。在每個A/53 DFS信號中的第516到第704碼元是一個三重(triple)PN63序列，由總共189個能夠作+5或-5值的碼元構(gòu)成。中間PN63序列的每隔一個數(shù)據(jù)場極性相反。在每個A/53 DFS信號中的第705到728個碼元包括一個VSB模式代碼，它指定要發(fā)送的殘留邊帶(VSB)信號的特性。在每個A/53 DFS信號中剩余的104個碼元被保留，這些碼元中的最后12個是一個預(yù)編碼信號，預(yù)編碼信號在前一個數(shù)據(jù)場的最后一個數(shù)據(jù)段中重復(fù)所述數(shù)據(jù)的最后12個碼元。A/53詳細(xì)說明這種預(yù)編碼信號以完成網(wǎng)格編碼和解碼步驟，這些步驟能夠在每個數(shù)據(jù)場的第二個數(shù)據(jù)段中從這些步驟停止處理在前一個數(shù)據(jù)場中的數(shù)據(jù)的地方恢復(fù)。
接收機將它的操作同步到的廣播TV信號被稱為主信號，主信號通常是通過最短傳輸路徑接收的直接信號。因此，通過其他路徑接收的多徑信號通常相對于主信號被延遲并呈現(xiàn)為滯后重影信號。但是直接或最短路徑信號不是接收機同步到的信號是有可能的。當(dāng)接收機將它的操作同步到相對于直接信號延遲(更長路徑)的一個信號的時候，會存在由直接信號引起的一個超前的多徑信號，或存在由直接信號和延遲少于接收機同步到的反射信號的其他反射信號引起的多個超前的多徑信號。在模擬電視領(lǐng)域，多徑信號被稱為“重影”，但是在DTV領(lǐng)域中多徑信號通常被稱為“回波”。領(lǐng)先于主信號的多徑信號被稱為“前回波”，滯后于主信號的多徑信號被稱為“后回波”。回波的數(shù)量、幅度和延遲時間隨不同位置和給定位置的不同信道而變化。據(jù)報道，具有相當(dāng)大能量的后回波從基準(zhǔn)信號的延遲達(dá)到60個微秒。據(jù)報道，前回波具有相當(dāng)大能量的前回波領(lǐng)先于基準(zhǔn)信號達(dá)到30個微秒。這大約90微秒的可能回波范圍比2000年春天之前一般設(shè)想的要更寬一點。
數(shù)字電視(DTV)信號向接收機的發(fā)送被認(rèn)為是通過具有采樣數(shù)據(jù)時域濾波器的特性的一個傳輸路徑進行的，所述采樣數(shù)據(jù)時域濾波器提供對發(fā)送信號的不同延遲的響應(yīng)的加權(quán)和。在DTV信號接收機中，所接收的信號是通過均衡和回波抵消濾波而傳輸?shù)?，它至少部分補償在發(fā)送信道中發(fā)生的時域濾波效果。這種均衡和回波抵消濾波通常是在數(shù)字域中執(zhí)行的采樣數(shù)據(jù)濾波。對于通過其從各種發(fā)射機接收的廣播數(shù)字電視信號的信道，時域濾波效果是不同的。而且，對于從每一個特定發(fā)射機接收的廣播數(shù)字電視信號，時域濾波效果隨時間而改變。在當(dāng)反射傳輸路徑的長度由于移動物體的反射而改變的時候從單個發(fā)射機接收時，引入了被稱為“動態(tài)多徑”的改變。因此，需要自適應(yīng)濾波步驟來調(diào)整提供回波抵消和均衡的采樣數(shù)據(jù)濾波的加權(quán)系數(shù)。
通常利用兩種一般類型之一的方法試圖確定提供回波抵消和均衡的采樣數(shù)據(jù)濾波的加權(quán)系數(shù)。第一種一般類型的方法特別依賴于對一個ECR信號或?qū)μ貏e有利于這種分析的包括在所發(fā)送的信號中的回波抵消基準(zhǔn)(ECR)信號的多徑效果的分析。第二種一般類型的方法依賴于對被發(fā)送信號的所有部分的多徑效果的分析。雖然在ATSC標(biāo)準(zhǔn)DTV信號中的數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的PN511和三重PN63序列被原先提出用作ECR信號，但是不論單獨還是組合考慮，在實際現(xiàn)場環(huán)境中的VSB接收機的性能已經(jīng)證明這些序列都是不合適的ECR信號。因此，大多數(shù)DTV制造商已經(jīng)使用判定反饋方法，它依賴于對于被發(fā)送信號的所有部分的多徑效果分析，用于使采樣數(shù)據(jù)濾波的加權(quán)系數(shù)適應(yīng)。利用最小均方(LMS)方法或塊LMS方法的判定反饋方法可以在合理大小的集成電路中實現(xiàn)。在均衡和回波抵消濾波已經(jīng)被初始地收斂到基本最佳的響應(yīng)之后，只要通過濾波的采樣率略微高于碼元率并且只要動態(tài)路徑改變率不超過判定反饋循環(huán)的調(diào)整速率(slewing rate)，這些判定反饋方法提供相當(dāng)好地跟蹤動態(tài)多徑條件。
但是，當(dāng)初始接收具有不良多徑失真的DTV信號的時候，這些判定反饋方法在將均衡和回波抵消濾波收斂到接近最佳響應(yīng)中往往是相當(dāng)慢而不能接受。不良多徑失真條件包括實質(zhì)的能量的回波超前或滯后于主接收信號大于10或20微秒的情況、存在相對于主接收信號具有不同定時的許多回波的群的情況、多徑失真迅速改變的情況和因為能量電平的相似而難于從回波中區(qū)別主接收信號的情況。
更壞的情況是，當(dāng)在判定反饋循環(huán)的調(diào)整速率還沒有快到可以趕上在多徑條件中的迅速變化之后必須重新進行動態(tài)多徑條件的跟蹤的時候，收斂使非常慢的。提供比LMS或塊LMS判定反饋方法快的收斂快的、依賴于數(shù)據(jù)的均衡和回波抵消方法是公知的，但是將它們實現(xiàn)在合理大小的集成電路中有困難。
因此，所期望的是，改進A/53 DTV信號以定期引入ECR信號，它將“迅速”將均衡和回波抵消濾波收斂到基本最佳的響應(yīng)。所期望的是，具有一種ECR信號，它不干擾在現(xiàn)場已經(jīng)存在的DTV信號接收機的運行。但是，因為在DTV接收機中的VSB-8信號的去交織的原因，這可能是不可能滿足的條件、至少是不可能完全滿足的條件。
由A.L.R.Limberg在2001年1月18日提交的題目為“用于廣播數(shù)字電視信號接收機的重影消除基準(zhǔn)信號和利用它們的接收機”的美國專利申請第09/776,019號描述了每個數(shù)據(jù)場被擴展了預(yù)定數(shù)量的數(shù)據(jù)段以允許包括由具有波特率碼元的重復(fù)PN511序列組成的ECR信號。專利申請第09/776,019號還詳細(xì)說明前置編碼信號重復(fù)第313數(shù)據(jù)段的最后12個碼元，就象在標(biāo)準(zhǔn)VSB-8 DTV信號中一樣。數(shù)據(jù)場的擴展以包括超過313個數(shù)據(jù)段使得在新設(shè)計的DTV接收機中不得不進行的在DTV發(fā)射機中的卷積交織器和在DTV接收機中的對應(yīng)的去交織器的修改最小。但是，擴展的數(shù)據(jù)場將影響已經(jīng)在現(xiàn)場存在的一些接收機的運行。
專利中請第09/776,019號指出ECR信號應(yīng)當(dāng)具有足夠的能量，使得利用自相關(guān)步驟的匹配濾波可以從由其他信號和由噪聲引起的干擾中區(qū)分ECR信號延遲的最長回波。因此，具有相當(dāng)能量和明確自相關(guān)響應(yīng)的ECR信號是所期望之物。在A/53廣播DTV信號的每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的三重PN63序列具有明確的自相關(guān)響應(yīng)，但是不具有足夠的能量來檢測具有更小幅度的更長延遲的后回波。在A/53廣播DTV信號的每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的PN511序列具有足夠的能量和明確的自相關(guān)響應(yīng)。但是，實踐中證明還沒有數(shù)據(jù)場同步(DFS)信號的分量序列或其分量序列的組合作為ECR信號是令人滿意的。
一個原因是，DFS信號的任何部分的前面都沒有一個足夠持續(xù)時間的無信息間隔，在此足夠持續(xù)時間的無信息間隔中，數(shù)據(jù)段同步序列和在前的數(shù)據(jù)的后回波在要用作ECR信號的DFS信號的那個部分的持續(xù)時間中顯示不顯著的頻譜能量。而且，A/53 DTV信號不在ECR信號之前通過組合在不同時間發(fā)送的信息而產(chǎn)生這樣持續(xù)時間的無信息間隔，這是一種用于消除NTSC模擬電視信號重影的技術(shù)。在多于646碼元出現(xiàn)時間(epoch)上延伸的60微秒長的無信息間隔如果不被在前信號的后回波覆蓋則應(yīng)當(dāng)在ECR信號之前，所述后回波如果被延遲不超過大約60微秒則可以具有顯著的能量。應(yīng)當(dāng)防止在前信號的后回波對數(shù)字化的約翰遜噪聲作用較大，以便保持回波檢測的靈敏度。類似地，DFS信號的任何部分的后面都不跟隨一個足夠持續(xù)時間的無信息間隔，在此足夠持續(xù)時間的無信息間隔中，數(shù)據(jù)段同步序列和后續(xù)的數(shù)據(jù)的前回波在要用作ECR信號的DFS信號的那個部分的持續(xù)時間中顯示不顯著的頻譜能量。在多于323碼元出現(xiàn)時間延伸上的30微秒長的無信息間隔如果不被在前信號的前回波覆蓋則應(yīng)當(dāng)在ECR信號之后，所述前回波如果被超前不超過大約30微秒則可以具有顯著的能量。如果使用線性卷積的自相關(guān)濾波用于回波檢測則這些無信息間隔優(yōu)選地應(yīng)當(dāng)具有更長的持續(xù)時間。
在ATSC廣播DTV信號的每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的PN511序列作為ECR信號不特別令人滿意的另一個原因是PN511序列不是重復(fù)的。因此，PN511序列的自相關(guān)特性被損害。讀者參見1994年8月23日授予CharlesDietrich和Arthur Greenberg的題目為“利用偽隨機序列的去重影裝置”的美國專利第5,065,242號。在此并入作為參考的這個專利指出，最大長度偽隨機噪聲(PN)序列的自相關(guān)函數(shù)具有循環(huán)特性。這個專利描述了重復(fù)PN序列，其被插入到NTSC模擬電視信號的每個垂直消隱間隔的指定掃描線間隔中作為ECR信號。美國專利第5,065,242描述了利用快速傅立葉變換(FFT)或離散傅立葉變換(DFT)方法執(zhí)行的發(fā)送/接收頻道特征。
目前在實踐中公知存在的大約90微秒的可能回波范圍比A.L.R.Limberg在2000年1月19日提交臨時美國專利申請序號第60/178,081號時假定的略寬，臨時美國專利申請序號第60/178,081號是美國專利申請第09/776,019號的優(yōu)先權(quán)文件。Limberg假定了僅僅大約45微秒的回波范圍，并且具體描述的ECR信號依賴于具有+5或-5值的波特率碼元的重復(fù)PN511序列。Limberg描述了重復(fù)PN511序列，它們被選擇以便它們在832碼元出現(xiàn)時間間隔包括+5、-5、-5、+5碼元序列，這個序列被用作按照A/53進行的DTV傳輸中的數(shù)據(jù)段同步(DSS)信號。波特率重復(fù)PN511序列能夠明確檢測在小于47.5微秒范圍上的回波。
在2000年春天，當(dāng)向ATSC RF系統(tǒng)性能特別工作組報告適合于現(xiàn)場使用的具有顯著能量的回波的范圍可能是大約90微秒寬的時候，A.L.R.Limberg意識到使用波特率重復(fù)PN1023序列的ECR信號將有利于在如此寬的范圍上的回波的明確檢測。問題是是否存在包括在四個連續(xù)832碼元出現(xiàn)時間間隔上的+5、-5、-5、+5 DSS序列的重復(fù)的PN1023序列。當(dāng)他懷疑這樣的重復(fù)PN1023序列存在的時候，A.L.R.Limberg利用電子郵件向ATSC RF系統(tǒng)性能特別工作組提出這個問題，指出他不具有用于計算所有PN1023序列、復(fù)制它們和篩分結(jié)果的軟件。
令人驚訝地，D.J.McDonaId同一天的晚些時候通過電子郵件回答，某些重復(fù)PN1023序列實際上不滿足這個標(biāo)準(zhǔn)，其他的一些在較少的連續(xù)832碼元出現(xiàn)時間間隔上包括+5、-5、-5、+5 DSS序列。D.J.McDonald通過經(jīng)由在網(wǎng)絡(luò)上發(fā)現(xiàn)的一個現(xiàn)有的文件寫出一個用于篩分的程序而發(fā)現(xiàn)了所期望類型的序列。隨著n提高到超過大約8，更多的DSS序列必須被重復(fù)PN序列包含，但是這個問題不象它首先出現(xiàn)時候那樣難。當(dāng)偽隨機噪聲(PN)序列的(Pn-1)長度隨著數(shù)字n的增加而增加的時候，序列的數(shù)量比線性增加更快地增加。
這個發(fā)明的進一步的方面涉及如何將3096碼元出現(xiàn)時間三重PN1023序列并入ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播信號，因為將需要多于3個的數(shù)據(jù)段來包括整個3096碼元序列。C.B.Patel提出改進DFS信號，消除PN511序列和初始的PN63序列以便為3096碼元出現(xiàn)時間三重PN1023序列的尾部留下空間，其尾部是從前一個數(shù)據(jù)場的最后數(shù)據(jù)段開始第三個。A.L.R.Limberg提出，應(yīng)當(dāng)改進DFS信號，消除PN511序列而保留初始的PN63序列，并且將三重PN1023序列截短為3011個碼元出現(xiàn)時間。這將仍然允許PN1023自相關(guān)濾波器對所接收的重復(fù)PN1023序列的線性卷積，以便明確檢測在90微秒范圍上分布的回波。
A.L.R.Limberg和C.B.Patel要進一步將重復(fù)PN1023序列序列截短為2500碼元出現(xiàn)時間，因此它可以適合于三個連續(xù)數(shù)據(jù)段。這將有利于使得在ATSC標(biāo)準(zhǔn)中的DFS信號完整，但是將把可以明確檢測的回波的范圍減少到小于所期望的90微秒，所述明確檢測是通過在簡單的線性卷積步驟中簡單地使所接收的重復(fù)PN1023序列通過PN1023序列自相關(guān)濾波器來完成。D.J.McDonald指出，重復(fù)PN1023序列的循環(huán)特性意味著，所有回波信息需要DFT步驟，用于將基于僅僅被其本身的回波和側(cè)面PN1023信號覆蓋的PN1023序列的內(nèi)部周期中的頻道特性化。這允許DFT步驟在接近95微秒寬度的回波范圍上明確地檢測回波，只要在ECR信號中存在至少兩個周期的PN1023序列。PN1023序列的內(nèi)部周期可以環(huán)回到其本身以便在長度上擴展所述序列來用于計算目的。
當(dāng)A.L.R.Limberg將這個觀察提供給C.B.Patel的時候，Patel博士認(rèn)識到將PN1023序列的內(nèi)部周期環(huán)回到其本身允許利用PN1023自相關(guān)濾波器的核心的圓周卷積，用于在接近95微秒寬度的回波范圍上明確地檢測回波，只要在ECR信號中存在至少兩個周期的PN1023序列。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的各方面涉及將回波抵消基準(zhǔn)(ECR)信號并入具有大約每秒10.76百萬采樣的碼元率的DTV信號中，其中每個ECR信號包括或必要地包含一個具有+5或-5值的波特率碼元的重復(fù)PN1023序列，這個重復(fù)PN1023序列包括多個連續(xù)數(shù)據(jù)段同步信號。本發(fā)明的其他方面涉及用于這種信號的發(fā)射機和接收機。


圖1A和1B一同作為在產(chǎn)生按照本發(fā)明的一個方面發(fā)送的廣播數(shù)字電視信號中使用的重復(fù)PN1023序列中的碼元的逐行和從左到右的列表。
圖2是按照本發(fā)明的一個方面改進的ATSC數(shù)字電視信號數(shù)據(jù)幀的圖，所作出的改進使得在它的兩個數(shù)據(jù)場中的每個的終端包括三個額外的數(shù)據(jù)段，所述額外的段包括用于自適應(yīng)濾波的重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號，所述自適應(yīng)濾波提供信道均衡和回波抵消。
圖3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L是描述在按照本發(fā)明的一個方面發(fā)送的廣播數(shù)字電視信號中的各個數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容的時序圖。
圖4是用于按照本發(fā)明的一個方面發(fā)送廣播數(shù)字電視信號的發(fā)射機的方框原理圖。
圖5是用于廣播數(shù)字電視信號的接收機部分的原理圖，所述接收機部分包括一個用于提供在基帶上的信道均衡和回波抑制的自適應(yīng)濾波器，按照本發(fā)明的另一個方面的接收機部分包括在用于計算自適應(yīng)濾波器的加權(quán)系數(shù)的DFT計算中利用圖3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L的信號的裝置。
圖6是用于廣播數(shù)字電視信號的另一個接收機部分的原理圖，所述接收機部分包括一個用于提供在基帶上的信道均衡和回波抑制的自適應(yīng)濾波器，按照本發(fā)明的另一個方面的接收機部分包括能夠在用于計算自適應(yīng)濾波器的加權(quán)系數(shù)的自相關(guān)濾波步驟中利用圖3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L的信號的結(jié)構(gòu)。
圖7是用于廣播數(shù)字電視信號的另一個接收機部分的原理圖，它可以跟隨在圖5和6之一所示的接收機部分后。
圖8A是循環(huán)重復(fù)在多徑接收條件下接收的信號的倒譜(cepstrum)的相對于時間的圖，所述倒譜在圖5的接收機部分或圖6的接收機部分中被確定。
圖8B、8C和8D的每個是相對于與圖8A相同的時間比例繪制的圖，示出了在展開圖8A的循環(huán)重復(fù)倒譜以擴展一個延伸的倒譜中的連續(xù)步驟。
圖9是可以在按照本發(fā)明的一個方面中使用并用于進一步分析所接收的DTV信號的倒譜的裝置的方框原理圖。
圖10A、10B和10C是相對于相同的時間橫坐標(biāo)的、在用于進一步分析倒譜的前回波部分的圖9裝置中的電路中的點上的時域響應(yīng)的圖。
圖10D、10E和10F是相對于相同的時間橫坐標(biāo)的、在用于進一步分析倒譜的后回波部分的圖9裝置中的附加電路中的點上的時域響應(yīng)的圖。
圖11是按照本發(fā)明的一個方面改進的ATSC數(shù)字電視信號數(shù)據(jù)幀的圖，所述改進使得在它的兩個數(shù)據(jù)場的每個中包括315個數(shù)據(jù)段、省略在每個數(shù)據(jù)場的第一數(shù)據(jù)段中的A/53數(shù)據(jù)場同步信號、并在每個數(shù)據(jù)場中包括一個用于提供信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波的訓(xùn)練信號，所述訓(xùn)練信號是一個也用作數(shù)據(jù)場同步信號的重復(fù)PN1023序列。
圖12A、12B、12C、12D、12E、12F、12G、12H、12I和12J是描述在圖11所示類型的廣播數(shù)字電視信號中的各個數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容的時序圖。
具體實施例方式
圖1A和1B一同提供在實現(xiàn)本發(fā)明的不同方面中使用的2507碼元重復(fù)PN1023序列中的連續(xù)碼元的逐行、從左到右的列表。在2507碼元重復(fù)PN1023序列的1對應(yīng)于在數(shù)字電視信號中的+5載波調(diào)制值，在2507碼元重復(fù)PN1023序列的0對應(yīng)于在數(shù)字電視信號中的-5載波調(diào)制值。重復(fù)PN1023序列用于調(diào)制在終止每個數(shù)據(jù)場的第314、315和316數(shù)據(jù)段期間和在下一個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的第一個11碼元期間的殘留邊帶載波。重復(fù)PN1023序列以調(diào)制作為數(shù)據(jù)段同步(DSS)信號的殘留邊帶載波的1001序列開始，并具有在后面的其他序列832、1664和2496碼元出現(xiàn)時間。除了這些DSS信號，按照重復(fù)PN1023序列的殘留邊帶載波的調(diào)制不另外包括在832碼元數(shù)據(jù)段的類似位置的+5、-5、+5、-5序列。如果在圖1重復(fù)PN1023序列中的碼元的順序相反，則仍然可以獲得這些有益的屬性。除了這兩個PN1023序列外還有更多的序列具有所述的所期望的屬性，J.D.McDonald發(fā)現(xiàn)了它們中的兩個族。在圖1A和1B所示的特定重復(fù)PN1023序列是優(yōu)選的，因為它以7個碼元出現(xiàn)時間覆蓋了在初始數(shù)據(jù)段中的PN511序列，這是在任何已知的重復(fù)PN1023序列中的最長的覆蓋。
圖2是被改進以包括在它的兩個數(shù)據(jù)場的每個的結(jié)尾的三個額外數(shù)據(jù)段的ATSC數(shù)字電視信號數(shù)據(jù)幀的圖。在每個數(shù)據(jù)場中的初始數(shù)據(jù)段與A/53規(guī)定的相同，來自每個數(shù)據(jù)場的第313個數(shù)據(jù)段的最后12個碼元被用于形成終止下一個數(shù)據(jù)場的第一數(shù)據(jù)段的前置碼。用于均衡和回波抵消濾波的重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號被包括在每個數(shù)據(jù)場中的三個附加數(shù)據(jù)段中，并在本發(fā)明的幾個實施例中被包括在下一個數(shù)據(jù)場的第一數(shù)據(jù)段的一部分中。在上述的本發(fā)明的實施例中，重復(fù)PN1023序列以7個碼元出現(xiàn)時間覆蓋在初始數(shù)據(jù)段中的PN511序列。在本發(fā)明的其他實施例中，訓(xùn)練信號的結(jié)尾替代在每個數(shù)據(jù)場的第一數(shù)據(jù)段中的一個或多個偽隨機噪聲(PN)序列。
在DTV發(fā)射機中，交織器和網(wǎng)格編碼器的運行在加到每個數(shù)據(jù)場的第314、315和316個數(shù)據(jù)段的發(fā)送期間以及在每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段期間被暫停。在這些時間，在特別被設(shè)計用于接收圖2廣播數(shù)字電視信號的DTV接收機中的網(wǎng)格解碼器和去交織器的運行也被暫停。被設(shè)計來接收按照1995ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的DTV信號的DTV接收機不太可能被設(shè)計使得在加到每個數(shù)據(jù)場的第314、315和316個數(shù)據(jù)段期間網(wǎng)格解碼器和去交織器的運行被暫停。如果網(wǎng)格解碼器和去交織器的運行不被如此暫停，則去交織的數(shù)據(jù)將包括不能由在去交織器后面的里德-索羅蒙糾錯電路糾正的錯誤。
圖3A、3B、3C和3D描述在按照本發(fā)明廣播的圖2中的DTV信號中的前一個數(shù)據(jù)幀的偶數(shù)數(shù)據(jù)場的第313、314、315和316個數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。圖3E和3F圖解在當(dāng)前數(shù)據(jù)幀中的后續(xù)奇數(shù)數(shù)據(jù)場的初始和第二數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。圖3G、3H、3I和3J描述所述后續(xù)奇數(shù)數(shù)據(jù)場的第313、314、315和316個數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。圖3K和3L圖解了下一個數(shù)據(jù)幀的偶數(shù)數(shù)據(jù)場的初始和第二數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。
數(shù)據(jù)場的第2到第313數(shù)據(jù)段可以與A/53中規(guī)定的相同。當(dāng)前幀的奇數(shù)場的第3到第312數(shù)據(jù)段為了減少附圖的原因而被從附圖省略，所述當(dāng)前幀的奇數(shù)場的第3到第312數(shù)據(jù)段出現(xiàn)在圖3F所示的第二數(shù)據(jù)段的結(jié)尾和圖3G所示的第313數(shù)據(jù)段的開始之間的時間間隔中。
終止每個數(shù)據(jù)場的第314、315和316數(shù)據(jù)段包括重復(fù)PN1023序列ECR信號的第一個2496碼元，它接續(xù)到后續(xù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中。圖3B、3C和3D示出插入到在圖3E、3F、3G、3H、3I和3J描述的當(dāng)前數(shù)據(jù)幀之前的數(shù)據(jù)幀的偶數(shù)數(shù)據(jù)場的第314、315和316數(shù)據(jù)段中的重復(fù)PN1023序列ECR信號的第一個2496碼元。圖3H、3I和3J示出插入到當(dāng)前數(shù)據(jù)幀的奇數(shù)數(shù)據(jù)場的第314、315和316數(shù)據(jù)段中的重復(fù)PN1023序列ECR信號的第一個2496碼元。每個數(shù)據(jù)場的第314、315和316數(shù)據(jù)段的數(shù)據(jù)段同步(DSS)信號被并入在這些數(shù)據(jù)段期間發(fā)送的重復(fù)PN1023序列ECR信號中。對于在后續(xù)場的初始數(shù)據(jù)段的開始處的DSS信號也是如此，對于這個初始數(shù)據(jù)段的PN511分量的第一個7碼元也是如此，如圖3E和3K所示。
圖3B、3C、3D和3E的重復(fù)PN1023序列在8-VSB信號中的-5和+5調(diào)制電平之間變化，正如A/53規(guī)定的這些調(diào)制電平那樣。圖3H、3I、3J和3K的重復(fù)PN1023序列也在-5和+5調(diào)制電平之間變化。這些用于重復(fù)PN1023序列的調(diào)制電平便利了4碼元DSS序列被并入這些重復(fù)PN1023序列中。
圖3E所示的奇數(shù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段和圖3K所示的后續(xù)偶數(shù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段，每個都以4碼元數(shù)據(jù)段同步(DSS)序列開始并被A/53規(guī)定的PN511序列跟隨。重復(fù)PN1023序列的結(jié)尾被1一個89碼元三重PN63序列、一個24碼元模式碼和一個104碼元保留部分跟隨，所述104碼元保留部分終止了數(shù)據(jù)段。在圖3K中，PN511序列被一個189碼元三重PN63序列跟隨，這個189碼元三重PN63與圖3E中的不同之處在于在三重PN63序列中的中間PN63序列與其他的PN63序列的極性相反。
圖4示出用于按照本發(fā)明的一個方面發(fā)送廣播數(shù)字電視信號的數(shù)字電視發(fā)射機01。發(fā)射機01包括傳統(tǒng)類型的分組組合器02，用于將MPEG-2標(biāo)準(zhǔn)視頻數(shù)據(jù)的分組、AC-3標(biāo)準(zhǔn)音頻數(shù)據(jù)的分組和其他數(shù)據(jù)的分組組合為一個數(shù)據(jù)流。分組組合器02有時被稱為“傳輸流復(fù)用器”。分組組合器02被連接來將它組合的數(shù)據(jù)流提供給在A/53附錄D的4.2.2部分中規(guī)定的類型的數(shù)據(jù)隨機化器03。數(shù)據(jù)隨機化器03用一個(217-1)碼元最大長度PN序列來異或所有的輸入數(shù)據(jù)，所述(217-1)碼元最大長度PN序列在每個數(shù)據(jù)場的開始被初始化。數(shù)據(jù)隨機化器03被連接來向字節(jié)組合器04提供隨機化的數(shù)據(jù)。字節(jié)組合器04被連接來向在A/53附錄D的4.2.2部分中規(guī)定的(207，187)類型的里德-索羅蒙編碼器05提供以8比特的字節(jié)的隨機化的數(shù)據(jù)。里德-索羅蒙編碼器05連接到卷積交織器06，用于向它提供插入有前向糾錯碼的隨機化數(shù)據(jù)的字節(jié)。卷積交織器06提供將被發(fā)送的每個交織數(shù)據(jù)場的數(shù)據(jù)段2至313的交織數(shù)據(jù)描述的字節(jié)。
卷積交織器06被連接來向字節(jié)到半字節(jié)轉(zhuǎn)換器07提供這些交織數(shù)據(jù)的字節(jié)，字節(jié)到半字節(jié)轉(zhuǎn)換器07將這些字節(jié)轉(zhuǎn)換為兩比特的半字節(jié)流。字節(jié)到半字節(jié)轉(zhuǎn)換器07被連接來向網(wǎng)格編碼器08提供這個半字節(jié)流，網(wǎng)格編碼器08執(zhí)行在A/53中規(guī)定的類型的2/3率網(wǎng)格編碼。網(wǎng)格編碼器08被連接來向A/53中規(guī)定的類型的8電平碼元映像器09提供它的網(wǎng)格編碼的輸出信號。產(chǎn)生自交織數(shù)據(jù)場的數(shù)據(jù)段313的最后12個碼元被暫時存儲在暫時存儲寄存器10中，以便被后續(xù)用作在下一個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段的結(jié)尾處的前置編碼。
時分復(fù)用器11被連接來從8電平碼元映像器09接收碼元。在每個發(fā)送的數(shù)據(jù)場的數(shù)據(jù)段2之前，時分復(fù)用器11向網(wǎng)格編碼的信號插入一個數(shù)據(jù)場同步(DFS)信號。復(fù)用器11被連接來從DFS信號組合器12接收DFS信號。DFS信號組合器12組合在DFS信號的開始處的從只讀存儲器13讀取的PN511和三重PN63序列、從VSB模式編碼發(fā)生器14提供或永久連接的VSB模式碼、“保留”信號(如果有的話)、和存儲在暫時存儲寄存器10中的前置編碼。
時分復(fù)用器11被連接來向另一個時分復(fù)用器15提供它的輸出信號。時分復(fù)用器15在每個發(fā)送的數(shù)據(jù)場的每個數(shù)據(jù)段的開始處插入數(shù)據(jù)段同步(DSS)信號。如圖4所示，DSS信號可以通過示例被從在適當(dāng)時間讀取的只讀存儲器16提供到復(fù)用器15。
在圖4中，時分復(fù)用器15被連接來向另一個時分復(fù)用器17提供它的輸出信號。所述時分復(fù)用器17被設(shè)計使得它的輸出信號再現(xiàn)具有下列改進的時分復(fù)用器15的輸出信號。從只讀存儲器18讀取的ECR信號被插入到跟隨每個發(fā)送數(shù)據(jù)場的數(shù)據(jù)段313的復(fù)用器17輸出信號中。
圖4示出了導(dǎo)頻插入電路19，它被連接來接收時分復(fù)用器17的輸出信號。導(dǎo)頻插入電路19向復(fù)用器17輸出信號加上一個直接分量以產(chǎn)生對于殘留邊帶調(diào)制器20的調(diào)制信號輸入，殘留邊帶調(diào)制器20的結(jié)構(gòu)中包括平衡調(diào)制器。所述直接分量使得平衡調(diào)制器不平衡，因此VSB調(diào)制器20的輸出信號包括具有載波頻率的導(dǎo)頻載波?；蛘?，可以在調(diào)制后進行導(dǎo)頻插入。在大多數(shù)商用DTV發(fā)射機設(shè)計中，VSB調(diào)制器20的輸出信號是中頻信號。射頻上變換器21將這個VSB調(diào)制器20輸出信號頻率向上地轉(zhuǎn)換至VHF或UHF頻帶中的分配的射頻發(fā)送信道，并放大施加到發(fā)送天線22的射頻信號的功率。
圖4的配置最簡單地以波特率定時，以字節(jié)到半字節(jié)轉(zhuǎn)換器07輸出信號開始，向卷積交織器06輸出信號的適當(dāng)部分引入0以便容納時分復(fù)用器11、15、17的插入。電子設(shè)計領(lǐng)域的技術(shù)人員可以容易地意識到，除了利用按照圖4連接的復(fù)用器11、15和17的之外的時分復(fù)用器電路可以被用于通過向每個發(fā)送的數(shù)據(jù)場的網(wǎng)格編碼信號插入數(shù)據(jù)場同步信號而產(chǎn)生調(diào)制信號，被用于向每個發(fā)送的數(shù)據(jù)場的每個數(shù)據(jù)段插入數(shù)據(jù)段同步信號，并被用于向每個發(fā)送的數(shù)據(jù)場的規(guī)定部分插入描述重復(fù)PN1023序列的非網(wǎng)格編碼信號?？梢愿倪MROM18來存儲除了DSS序列的重復(fù)PN1023序列ECR信號，并反轉(zhuǎn)例如時分復(fù)用器15和17的級聯(lián)順序。這便利了從公共地址計數(shù)器對ROM13和18尋址。另一種設(shè)計可能是，在時分復(fù)用器17插入從ROM18定期讀取的重復(fù)PN1023序列ECR信號之前，獨立地向碼元映射器09和DFS信號組合器12的輸出信號插入DSS信號。
圖5示出了能夠利用包括在那些廣播DTV信號中的重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號的用于廣播的DTV信號的接收機。射頻殘留邊帶DTV信號的來源30，如接收天線，向包括調(diào)諧器和中頻(I-F)放大器級的DTV接收機前端31提供所述VSB數(shù)字電視RF信號。DTV接收機前端3 1向解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32提供放大的I-F信號。電路32可以采取多種公知形式之一。優(yōu)選使用這樣的電路32的形式，即其中在數(shù)字范圍進行解調(diào)之前放大的中頻信號被模數(shù)轉(zhuǎn)換器數(shù)字化?；蛘撸娲褂眠@樣的電路32的形式，即其中在模擬范圍進行解調(diào)，并且模擬基帶解調(diào)結(jié)果后來被模數(shù)轉(zhuǎn)換器數(shù)字化。模數(shù)轉(zhuǎn)換被以高于波特率的速率執(zhí)行，以便可以跟蹤在動態(tài)多徑接收期間發(fā)生的所接收的信號的相位調(diào)制。
以波特率的倍數(shù)執(zhí)行模數(shù)轉(zhuǎn)換是有利的，因為每個碼元出現(xiàn)時間具有整數(shù)數(shù)量的樣值簡化了在接收機中的數(shù)字濾波器的設(shè)計。例如便利了在數(shù)據(jù)限幅之前的至波特率的抽選過濾。進一步舉例，可以構(gòu)造PN序列的自相關(guān)濾波器而不需要數(shù)字復(fù)用器。同時也便利了執(zhí)行部分均衡(fractionalequalization)的自適應(yīng)濾波。
解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32提供數(shù)字化的基帶DTV信號。雖然圖5未明顯地將其示出，按照傳統(tǒng)的實踐，這個數(shù)字化的基帶DTV信號在作為用于信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波的輸入信號之前進行包括Nyquist斜率濾波(slope filtering)的頻帶整形濾波，所述自適應(yīng)濾波可以采用多種公知形式。圖5示出了自適應(yīng)濾波的代表形式，它包括一個具有可調(diào)整加權(quán)系數(shù)的第一有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器33，其后級聯(lián)跟隨著一個包括部件34-38的無限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器。第一FIR濾波器33的響應(yīng)被提供作為IIR濾波器輸入信號，它作為被減數(shù)輸入信號被施加到在IIR濾波器中的減法器34。到減法器34的減數(shù)輸入信號是具有可調(diào)整加權(quán)系數(shù)的第二FIR濾波器35的響應(yīng)。減法器34將它的差輸出信號作為IIR濾波器輸出信號，這個信號按照傳統(tǒng)的實踐，被作為輸入信號提供到DTV接收機的其余部分39。在本說明書中，進一步參照圖7來詳細(xì)說明DTV接收機的其余部分39。
IIR濾波器輸出信號被處理以作為輸入信號施加到第二FIR濾波器35，完成了通過第二FIR濾波器35、減法器34和插入的部件36-38的負(fù)反饋環(huán)路。這個反饋環(huán)路提供累接濾波(iterative filtering)，這個累接濾波產(chǎn)生“無限”脈沖響應(yīng)?；蛘?，可以通過直接從減法器34向第二FIR濾波器35施加所述差輸出信號作為它的輸入信號來獲得“無限”脈沖響應(yīng)。但是，通過將濾波的接收信號替換為基于濾波的接收信號的實際發(fā)送的信號的估計值而便利了經(jīng)由數(shù)據(jù)定向方法的FIR濾波器33和35的加權(quán)系數(shù)的調(diào)整。以高于波特率、最好是波特率的倍數(shù)的速率采樣用于執(zhí)行均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波的輸出信號，所述輸出信號是從減法器34作為差輸出信號提供的。抽選過濾器36響應(yīng)于從減法器34輸出的差信號而向量化器37以波特率提供輸入信號。量化器37以波特率產(chǎn)生實際發(fā)送的碼元的估計值。這些估計值被作為輸入信號施加到內(nèi)插濾波器38，內(nèi)插濾波器38對它們進行重采樣至與來自減法器34的差輸出信號相同的采樣率。內(nèi)插濾波器38的響應(yīng)被施加到第二FIR濾波器35作為它的輸入信號。
小型專用計算機40計算提供給FIR濾波器33和35的加權(quán)系數(shù)寄存器的加權(quán)系數(shù)。(圖5未單獨示出這些加權(quán)系數(shù)寄存器)。每當(dāng)DTV接收機在一段時間中未接收能量之后的時候，每當(dāng)改變接收頻道的時候或每當(dāng)糾錯電路指示當(dāng)前的一組加權(quán)系數(shù)嚴(yán)重錯誤的時候，向計算機40裝載已經(jīng)從重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號推出的一組加權(quán)系數(shù)。這組加權(quán)系數(shù)然后被提供到FIR濾波器33和35的加權(quán)系數(shù)寄存器，并為計算機40提供了利用由數(shù)字減法器41作為它的差輸出信號產(chǎn)生的判定反饋誤差信號通過數(shù)據(jù)定向(data-directed)方法進一步調(diào)整加權(quán)系數(shù)的基礎(chǔ)。數(shù)字減法器41通過將用于執(zhí)行均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波的輸出信號與被內(nèi)插濾波器38重采樣的實際發(fā)送的信號的估計值相比較而產(chǎn)生判定反饋誤差信號。具體而言，內(nèi)插濾波器38的響應(yīng)被提供到減法器41來作為它的減數(shù)輸入信號，來自減法器34的差輸出信號在被施加到減法器41作為它的被減數(shù)輸入信號之前被數(shù)字延遲線42延遲。延遲線42足夠大地延遲減法器34的差輸出信號以補償通過抽選過濾器36、量化器37和內(nèi)插濾波器38的組合的潛在延遲。減法器41產(chǎn)生作為它的差輸出信號的判定反饋誤差信號的采樣率對應(yīng)于FIR濾波器33和35的加權(quán)系數(shù)的部分碼元分接間隔(fractional-symbol tap spacing)。
本發(fā)明的具體關(guān)注點在于從圖3B、3C、3D、3H、3I、3J和3K中描述的重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號中確定一組加權(quán)系數(shù)的方法。解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32向門電路43提供數(shù)字化的基帶DTV信號，類似于提供到用于信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波的數(shù)字化的基帶DTV信號。門電路43為計算機44從每個數(shù)據(jù)場的第314、315和316數(shù)據(jù)段選擇數(shù)字化的基帶DTV信號的一個1023碼元出現(xiàn)時間部分。這個1023碼元出現(xiàn)時間部分被選擇在第310個段中的數(shù)據(jù)的最長延遲后回波消失之后、但是在后續(xù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中DFS信號的最早前回波的出現(xiàn)之前出現(xiàn)。開始在第312數(shù)據(jù)段中的1023碼元出現(xiàn)時間部分意味著被延遲少于78.3微秒的第310段中的數(shù)據(jù)的后回波全部通過。在第312數(shù)據(jù)段的起始處開始1023碼元出現(xiàn)時間部分將要求在后續(xù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的DFS信號的前回波被提前超過59.5微秒一點，以便覆蓋這樣的1023碼元出現(xiàn)時間部分。剛剛在第312數(shù)據(jù)段中的DSS序列之后開始1023碼元出現(xiàn)時間部分是優(yōu)選的，因為它便利了使用于對選擇的1023碼元出現(xiàn)時間部分的選通定時的計數(shù)器有效的DSS序列進入在計算機44中的輸入存儲寄存器中。
計算機44是一個小型計算機，專用于計算門電路43為計算機44選擇的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分的DFT功率譜。在對選擇的信號重采樣之后執(zhí)行這些功率譜計算，因此為DFT計算提供的所述一組樣值包括2的整數(shù)冪的多個樣值。DFT計算通過將其基于時域信號的兩個樣值的整數(shù)冪而被簡化。由計算機44計算的DFT功率譜的樣值被連續(xù)施加到線性到對數(shù)轉(zhuǎn)換只讀存儲器45。ROM45向數(shù)字減法器46提供它的對數(shù)樣值作為其減數(shù)輸入信號。
只讀存儲器47連續(xù)產(chǎn)生對于傳輸信道的理想DFT功率譜的對數(shù)樣值，并向減法器46提供那些對數(shù)樣值作為它的被減數(shù)輸入信號。存儲在ROM47中的對于傳輸信道的理想DFT功率譜對應(yīng)于PN1023序列的功率譜的低通濾波的結(jié)果，所述PN1023序列被重采樣以包括與在對門電路43選擇的信號的重采樣響應(yīng)中相同數(shù)量的樣值，所述數(shù)量的樣值是2的整數(shù)冪。低通濾波被執(zhí)行，其具有Nyquist斜率滾降的理想的低通濾波特性，所述Nyquist斜率滾降使得碼元之間的干擾最小化。
來自減法器46的差輸出信號被提供到存儲反對數(shù)查找表的只讀存儲器48。ROM 48的響應(yīng)被提供到計算機49，計算機49計算所述響應(yīng)的離散傅立葉逆變換(I-DFT)以產(chǎn)生對脈沖的發(fā)送/接收信道系統(tǒng)響應(yīng)的時域描述。這個在時域的“信道脈沖響應(yīng)”或“CIR”被稱為“倒譜(cepstrum)”，這個詞(cepstrum)是描述在頻率域中的發(fā)送/接收信道系統(tǒng)響應(yīng)的詞“頻譜(spectrum)”的變移字母位置的構(gòu)字。倒譜的形式是具有指示各個多徑分量的相對延遲的時間間隔的、具有指示那些多徑分量的相對幅度的幅度的連續(xù)脈沖。這個時域描述被提供到計算機40，它由此產(chǎn)生一組用于自適應(yīng)濾波的初始加權(quán)系數(shù)，所述自適應(yīng)濾波用于均衡發(fā)送/接收信道和抑制回波。
用于從倒譜計算初始加權(quán)系數(shù)的方法是本領(lǐng)域所公知的。通過簡單地從在倒譜的對應(yīng)項換算來產(chǎn)生用于抑制更長延遲的后回波的第二FIR濾波器35的加權(quán)系數(shù)。對于第一FIR濾波器33的加權(quán)系數(shù)的計算可以通過從描述第一FIR濾波器33要抑制的前回波和短后回波的倒譜部分的逐項復(fù)倒數(shù)的逆DFT來換算(scaling)。
在DTV接收機被通電后、或在DTV接收機調(diào)諧來接收不同的頻道之后首先產(chǎn)生的加權(quán)系數(shù)組被用于初始化自適應(yīng)濾波的系數(shù)。其后，計算機40利用判定反饋技術(shù)來適應(yīng)加權(quán)系數(shù)增量。每次從自新數(shù)據(jù)場的最后數(shù)據(jù)段提取的ECR信號中產(chǎn)生一組新的加權(quán)系數(shù)的時候，計算機40將所述組系數(shù)與利用判定反饋技術(shù)調(diào)整的那組加權(quán)系數(shù)相比較。當(dāng)比較顯示利用判定反饋技術(shù)調(diào)整的那組加權(quán)系數(shù)是錯誤的時候，自適應(yīng)濾波系數(shù)被利用最新從ECR信號中產(chǎn)生的加權(quán)系數(shù)組重新初始化。
通過將門電路43向用于計算44的DFT功率譜的專用計算機44選擇的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分重采樣，將PN序列信息的一個周期映射為DFT的一個周期，因此在理論上所有時間擴展的模信號中存在從所述周期的結(jié)尾處向它的開始處的無縫轉(zhuǎn)換。使用類似的采樣步驟將理想信道響應(yīng)的DFT功率譜限定為Nyquist有限PN1023序列。這些步驟使得在時域中的這些信號的周期到周期的混疊(aliasing)是這樣的，即每個顯示正確的環(huán)繞，以便混疊不影響在Nyquist有限頻率域中的去卷積步驟。當(dāng)然，這些重采樣步驟在外部實時執(zhí)行更容易。
或者，DTV計算機可以被設(shè)計使得解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32提供以波特率的1024/1023倍的整數(shù)倍取樣的基帶DTV信號。這個時鐘速率簡化了DFT計算，但是使得抽選過濾器36、內(nèi)插濾波器38和DTV接收機的其余部分的設(shè)計復(fù)雜化。
發(fā)明人已經(jīng)鑒別了避免很多相乘步驟的實際設(shè)計，所述步驟與用于重采樣PN序列的內(nèi)插濾波相關(guān)，發(fā)明人相信所述設(shè)計相對于以前的設(shè)計更有創(chuàng)造性，以前的設(shè)計更接近美國專利第5,065,242號的思想。這些實際設(shè)計以足夠的精確度接近發(fā)送/接收信道的特性，使得可以對于用于信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波計算初始濾波系數(shù)，所述初始濾波系數(shù)將足夠地打開DTV信號的視覺特性，使得可以產(chǎn)生對于那些已經(jīng)被發(fā)送到DTV接收機的多電平數(shù)據(jù)碼元的估計。判定誤差反饋方法可以隨后被用于糾正自適應(yīng)濾波的濾波系數(shù)。
下面的設(shè)計是可能的，其中PN1023函數(shù)被以空樣值擴展到包括數(shù)量上為2的整數(shù)冪的樣值的各個信號，每個擴展的信號具有等于至少兩個的1024個碼元出現(xiàn)時間的相同整數(shù)倍的持續(xù)時間。這些擴展的PN1023函數(shù)的DFT可以隨后被差分組合以產(chǎn)生去卷積結(jié)果的DFT。這個DFT可以被逆變換以獲得所述去卷積結(jié)果，它使得發(fā)送/接收信道特性化。
下面的設(shè)計是可能的，其中重復(fù)和附加的空樣值將PN1023函數(shù)擴展到包括數(shù)量上為2的整數(shù)冪的樣值的各個信號，每個擴展的信號具有等于至少兩個的1024個碼元出現(xiàn)時間的相同整數(shù)倍的持續(xù)時間。這些擴展的PN1023函數(shù)的DFT可以隨后被差分組合以產(chǎn)生去卷積結(jié)果的DFT。這個DFT可以被逆變換以獲得所述去卷積結(jié)果，這是發(fā)送/接收信道特性化的倒譜。
這些對去卷積的近似趨向于具有進一步提前的前回波的噪聲測量和進一步延遲的后回波的噪聲測量。因為PN1023函數(shù)的歸一正交，因此存在用于初始化濾波系數(shù)的實際設(shè)計，它們更好地使用在DFT域中PN1023函數(shù)的互相關(guān)性而不是它們的去卷積來防止進一步提前的前回波的噪聲測量和進一步延遲的后回波的噪聲測量。在這些設(shè)計中，由門電路43向?qū)Ｓ糜嬎銠C44選擇的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分的N個連續(xù)周期當(dāng)將其環(huán)回用于后續(xù)的DFT計算的時候被連續(xù)的空樣值填充。這些空樣值擴展那個1023碼元出現(xiàn)時間部分的連續(xù)周期以產(chǎn)生包括數(shù)量上為2的整數(shù)冪的樣值的第一信號，它的DFT被計算作為第一DFT。Nyquist濾波的PN1023序列的M個連續(xù)周期形成一個樣值塊，這個樣值塊在時間順序上反轉(zhuǎn)并被填充連續(xù)的空樣值以產(chǎn)生包括數(shù)量上為2的相同的整數(shù)冪的樣值的第二信號，它的DFT被計算作為第二DFT。第一和第二DFT被卷積以產(chǎn)生一個第三DFT。這個第三DFT的逆DFT描述以已知已經(jīng)發(fā)送的Nyquist濾波的PN1023序列與實際接收的Nyquist濾波的PN1023序列的互相關(guān)性。如果M和N不同，則第三DFT的環(huán)繞部分不重疊。因此，如果M和N不同，則逆DFT不混合時間上不相鄰的各個PN1023序列的不同周期的后回波和前回波分量。
J.D.McDnald已經(jīng)調(diào)查了可以從向通過門電路43選擇的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間的兩個連續(xù)周期填充空樣值、以將完整信號的持續(xù)時間擴展為2048個碼元出現(xiàn)時間而獲得的結(jié)果。這個模信號的DFT被以第二信號的DFT來卷積，所述第二信號的DFT是通過將以適當(dāng)?shù)臅r間順序排列的Nyquist濾波的PN1023序列的單個周期擴展為2048個碼元出現(xiàn)時間而形成，所述擴展是通過空樣值產(chǎn)生的。從卷積結(jié)果的逆DFT的結(jié)果計算的初始濾波系數(shù)足夠打開DTV信號的視覺特性，足夠產(chǎn)生已經(jīng)被發(fā)送到DTV接收機的多電平數(shù)據(jù)碼元的可行估計。更大的M和N將改進初始濾波系數(shù)的準(zhǔn)確性。
圖6示出了用于廣播數(shù)字電視信號的另一個接收機部分，能夠利用圖3B、3C、3D、3E、3H、3I、3J和3K的優(yōu)選的重復(fù)PN1023信號。包括在圖5的DTV接收機中的、并連接以形成用于利用DFT計算倒譜的裝置的計算機44和49、減法器46和ROM45、47和48不包括在圖6的DTV接收機中。取而代之的是，利用PN1023自相關(guān)濾波技術(shù)來產(chǎn)生倒譜。
時分復(fù)用器50被連接和運行以便再現(xiàn)從移位寄存器51接收的輸入信號或者再現(xiàn)從解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32接收的輸入信號來作為它的輸出信號。復(fù)用器50選擇被解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32提供包括Nyquist斜率濾波的適當(dāng)頻帶整形的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分。數(shù)字化基帶DTV信號的選擇部分隨后被環(huán)回到其本身以形成要進行PN1023自相關(guān)濾波的擴展的信號。復(fù)用器50從每個數(shù)據(jù)場的第312和313個數(shù)據(jù)段選擇這個1023碼元出現(xiàn)時間部分以便在第310個段中的數(shù)據(jù)的最長延遲后回波消失之后、但是在后續(xù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中DFS信號的最早前回波的出現(xiàn)之前出現(xiàn)。這個選擇類似于門電路43在圖5的DTV接收機中執(zhí)行的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分的選擇。復(fù)用器50從每個數(shù)據(jù)場的第312和313個數(shù)據(jù)段選擇的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分在施加到1023級移位寄存器51作為移位輸入信號的它的輸出信號中被再現(xiàn)。在復(fù)用器50選擇用于施加到移位寄存器51作為移位輸入信號的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分之后，由復(fù)用器50選擇來自移位寄存器51的移位輸出信號來用于在施加到移位寄存器51作為移位輸入信號的它的輸出信號中的再現(xiàn)。因此，在1023碼元出現(xiàn)時間延遲之后，移位寄存器51在它的移位輸出信號中再現(xiàn)先前由復(fù)用器50選擇的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分。移位寄存器51繼續(xù)一次又一次地在它的移位輸出信號中再現(xiàn)那個1023碼元出現(xiàn)時間部分，直到這樣的時間，即一個數(shù)據(jù)場之后，復(fù)用器50接著選擇另一個數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分。
作為移位輸出信號的從移位寄存器51的輸出的周期重復(fù)的PN1023序列和它的伴隨的回波信息被濾波以消除一個伴隨的直接分量，所述直接分量是從在解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32中導(dǎo)頻載波信號的同步解調(diào)中產(chǎn)生。在消除伴隨的直接分量之后，周期重復(fù)的PN1023序列和它的伴隨的回波信息被作為輸入信號提供到PN1023自相關(guān)匹配濾波器52。PN1023匹配濾波器52作為響應(yīng)向濾波系數(shù)計算機40提供倒譜信號，濾波系數(shù)計算機40產(chǎn)生一組加權(quán)系數(shù)用于自此的自適應(yīng)濾波。在DTV接收機被通電之后或DTV接收機調(diào)諧到一個不同頻道之后首先產(chǎn)生的這組加權(quán)系數(shù)用于初始化自適應(yīng)濾波的系數(shù)。其后，計算機40利用判定反饋技術(shù)來逐漸適應(yīng)加權(quán)系數(shù)。每次從自新數(shù)據(jù)場的最后數(shù)據(jù)段提取的ECR信號中產(chǎn)生一組新的加權(quán)系數(shù)的時候，計算機40將所述系數(shù)組與利用判定反饋技術(shù)調(diào)整的那組加權(quán)系數(shù)相比較。當(dāng)比較顯示利用判定反饋技術(shù)調(diào)整的那組加權(quán)系數(shù)錯誤的時候，利用最新從ECR信號產(chǎn)生的加權(quán)系數(shù)組重新初始化自適應(yīng)濾波系數(shù)。
有多種方法來消除與來自移位寄存器51的移位輸出信號相伴隨的直接分量，以便僅僅向PN1023匹配濾波器52提供周期重復(fù)的PN1023序列和它的伴隨的回波信息來作為輸入信號。圖6示出了施加到移位寄存器51作為移位輸入信號的復(fù)用器50輸出信號，它也作為向累加器53的輸入信號，累加器53累加復(fù)用器50從解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32選擇的對于每個數(shù)據(jù)場的數(shù)字化基帶DTV信號的1023碼元出現(xiàn)時間部分中的樣值。來自移位寄存器51的移位輸出信號被作為被乘數(shù)提供到數(shù)字乘法器54，用于與其值等于R乘以1027的固定乘數(shù)信號相乘，R是在數(shù)字化基帶DTV信號中的每個碼元出現(xiàn)時間的樣值的數(shù)量。由于相乘是通過一個固定乘數(shù)，因此數(shù)字乘法器54在由自移位寄存器51的移位輸出信號定址的只讀存儲器中得到最好的實現(xiàn)，乘積信號的產(chǎn)生具有很少的延遲。數(shù)字減法器55接收這個乘積信號作為它的被減數(shù)輸入信號，并接收來自累加器53的輸出信號作為它的減數(shù)輸入信號。在連接中有一個二進制小數(shù)點左移器56，將來自數(shù)字減法器55的差輸出信號施加到PN1023匹配濾波器52作為它的輸入信號。
對于從導(dǎo)頻載波的同步檢測產(chǎn)生的數(shù)字化基帶DTV信號的脈沖基底電平(pedestral)分量的抑制是特別被關(guān)心的，因為這個技術(shù)與以往用于抑制在NTSC模擬電視中GCR信號的脈沖基底電平的很不同。用于圖6DTV接收機中的脈沖基底電平的抑制技術(shù)避免了用于從連續(xù)場差分地組合相反的PN序列(oppositely poled PN sequence)以消除直接脈沖基底電平分量的需要。原則上，在PN1023序列中的1023R個樣值被平均以確定那些樣值的直接分量，所述分量隨后在那些樣值被施加到PN1023匹配濾波器52作為它的輸入信號之前被與那些樣值差分組合。乘數(shù)R是每個碼元出現(xiàn)時間的樣值的數(shù)量。由于它是回波到主信號的定比(scaling)，而不是這些信號的絕對電平，因此配置圖6所示的脈沖基底電平的抑制濾波使得避免被1023R除——這是用于在PN1023序列中的1023R樣值的直接平均需要的，其中主信號主要是在回波測量中的關(guān)心信息。
累加器53將具有一項，作為它的響應(yīng)的一個分量，所述一項即1023R乘以在由復(fù)用器50選擇的PN1023序列的一個周期中的1023R樣值的每個中的直接分量，所述直接分量產(chǎn)生自理想地具有+1.25正規(guī)化的調(diào)制電平的導(dǎo)頻載波的同步檢測中。累加器53將具有一項作為它的響應(yīng)的另一個分量，所述一項產(chǎn)生自PN1023序列對于正規(guī)化的調(diào)制電平+5和-5之一比對于其他正規(guī)化的調(diào)制電平多一個碼元的事實。這個累加器53響應(yīng)的另一個分量將近似于一個電平，即4R乘以在PN1023的一個周期中的1023R樣值的每個中的直接分量。在圖6的DTV接收機中，這個累加器53響應(yīng)的另一個分量被假定為與從導(dǎo)頻載波的同步檢測產(chǎn)生的直接分量具有相同的極性。即，由復(fù)用器50選擇的重復(fù)PN1023序列的單一周期假定具有512個碼元具有+5調(diào)制電平，而僅僅511個碼元具有-5調(diào)制電平。因此在跨越PN1023序列的一個周期的累加期間的結(jié)尾的總的累加器53的響應(yīng)將接近于一個值，即1027R乘以那個序列的一個周期中的1023R個樣值的每個中的直接分量。數(shù)字減法器55接收由基本等于1027R的常數(shù)因子相乘的來自移位寄存器51響應(yīng)的移位輸出信號的樣值作為它的被減數(shù)輸入信號。數(shù)字減法器55接收累加器53輸出信號作為它的減數(shù)輸入信號，所述累加器53輸出信號基本具有一個值，即1027R乘以PN1023序列的一個周期中的1023R個樣值的每個中的直接分量。數(shù)字減法器55以一個差輸出信號來響應(yīng)這些減數(shù)和被減數(shù)輸入信號，所述差輸出信號對應(yīng)于由基本等于1027R的常數(shù)因子相乘的來自移位寄存器51響應(yīng)的移位輸出信號，但是實質(zhì)上不具有伴隨的直接脈沖基底電平項。連接56將這個差輸出信號的二進制小數(shù)點向左移位幾個二進制位以將其除以接近1027R的一個因子。每個產(chǎn)生的商樣值的較小有效位可以在將其施加到PN1023自相關(guān)濾波器52作為它的輸入信號之前被丟棄。這樣的四舍五入步驟降低了用于構(gòu)造PN1023匹配濾波器52的數(shù)字延遲級的比特寬度要求。
由于被接收機的有限帶寬影響的信號轉(zhuǎn)換的原因，由假定具有512個+5調(diào)制電平的碼元和僅僅511個-5調(diào)制電平的碼元的PN1023序列引起的累加器53響應(yīng)的分量的電平可能會略微小于4R乘以在PN1023序列的一個周期中的511R個樣值的每個中的直接分量。這可以通過略微改變數(shù)字乘法器54與來自移位寄存器51的移位輸出信號的樣值相乘的常數(shù)而得到補償。
PN1023自相關(guān)匹配濾波器52是一個有限脈沖響應(yīng)(FIR)數(shù)字濾波器，具有對應(yīng)于PN1023的核心(kernel)系數(shù)。即，假定采樣率是波特率的倍數(shù)，對于在PN1023序列的具體相位的+5的調(diào)制電平期間發(fā)生的樣值，核心系數(shù)是+1，對于在PN1023序列的具體相位-5的調(diào)制電平期間發(fā)生的樣值，核心系數(shù)是-1。因此PN1023自相關(guān)匹配濾波器52可以從一串定時(clock)的數(shù)字加法器和減法器構(gòu)造，假定采樣率是波特率的倍數(shù)。如果采樣率不是波特率的倍數(shù)，則匹配濾波器將在它的構(gòu)造中需要數(shù)字乘法器。通過在5.38MHz進行滾降的升根余弦低通濾波的PN1023序列的具體相位來限定加權(quán)系數(shù)。
即使采樣率是波特率的倍數(shù)，也可以使用另一種結(jié)構(gòu)，并且這種結(jié)構(gòu)可以提供略微更準(zhǔn)確的回波定位信息，因為抑制了碼元之間的干擾。但是，PN序列的強的自相關(guān)性趨向于防止碼元之間的干擾的問題。
通過將具有固定乘數(shù)信號1027R的數(shù)字乘法器54替換為具有固定乘數(shù)信號1019R的數(shù)字乘法器可以改進圖6的DTV接收機，以便容納由復(fù)用器50選擇的重復(fù)PN1023序列的單個周期，所述復(fù)用器50具有512個-5調(diào)制電平的碼元和僅僅511個+5調(diào)制電平的碼元。
相對于圖5的DTV接收機和它的變化形式，發(fā)明人當(dāng)前優(yōu)選圖6的DTV接收機和它的變化形式。由于圖6的DTV接收機和它的變化形式不需要DFT計算來使得發(fā)送/接收信道特性化，因此這些DTV接收機避免了對于再采樣重復(fù)PN1023序列以便加速DFT的計算的需要。這導(dǎo)致計算上的大量節(jié)省。利用簡單的暫時存儲寄存器和樹相加電路(tree-addition circuitry)可以容易地實現(xiàn)在圖6的DTV接收機和它的變化形式中使用的重復(fù)PN序列匹配的濾波，而不需要復(fù)雜的數(shù)字乘法器結(jié)構(gòu)。
圖7詳細(xì)示出了DTV接收機的其余部分39，它在圖5和6的方框原理圖中作為一個單獨的方框示出。DTV接收機的其余部分39的大部分是傳統(tǒng)的設(shè)計。
同步信號提取電路57被連接來從數(shù)字減法器34接收均衡的數(shù)字基帶信號。同步信號提取電路57從均衡的數(shù)字基帶信號提取同步信息，并向接收機時鐘和定時電路58提供同步信息。舉例來說，同步信號提取電路57包括一個窄帶帶通濾波器，用于從自數(shù)字減法器34提供的均衡的數(shù)字基帶信號提取5.38 MHz的分量。窄帶帶通濾波器響應(yīng)是方形的，并且從成為方形的步驟中產(chǎn)生的10.76MHz分量被用作展開對于主時鐘振蕩器的自動頻率和相位控制的基準(zhǔn)。這個主時鐘振蕩器(圖7中未示出)被包括在用于以波特率的倍數(shù)定時接收機的運行的接收機時鐘和定時電路58中。
接收機時鐘和定時電路58通常包括計數(shù)器電路，用于控制全部每個數(shù)據(jù)幀的接收機運行。這個計數(shù)器電路(在圖7中未示出)對主時鐘振蕩器的振蕩計數(shù)，并且計數(shù)的輸出信號被同步信號提取電路57從由數(shù)字減法器34提供的均衡的數(shù)字基帶信號提取的信號同步到數(shù)據(jù)幀。計數(shù)器電路一般包括一個計數(shù)器，用于對主時鐘振蕩器的振蕩計數(shù)以產(chǎn)生描述每個數(shù)據(jù)段的碼元的數(shù)量的計數(shù)。在每個數(shù)據(jù)段的開始位置這個計數(shù)器被復(fù)位，因此它的計數(shù)被初始化。這個復(fù)位的作出是響應(yīng)于用于檢測數(shù)據(jù)段同步(DSS)信號的發(fā)生的電路的，這個電路(在圖7中未示出)包括在同步信號提取電路57中。所述用于檢測DSS信號的電路可以是1997年1月14日授權(quán)給J.Yang的題目為“LINE SYNC DETERCTOR FOR DIGITAL TELEVISION RECEIVER(用于數(shù)字電視接收機的行同步檢測器)”的美國專利第5,594,506號中所述的類型。在接收機時鐘和定時電路58中的計數(shù)器電路一般包括數(shù)據(jù)段計數(shù)器，它對被檢測的DSS信號計數(shù)。在它的一般運行中，在每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段期間應(yīng)該翻轉(zhuǎn)而未出現(xiàn)翻轉(zhuǎn)時，數(shù)據(jù)段計數(shù)器翻轉(zhuǎn)到初始條件，并且在每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段期間，數(shù)據(jù)段計數(shù)器要被復(fù)位到初始條件。為了實現(xiàn)復(fù)位，同步信號提取電路57包括一個匹配濾波器(在圖7中未示出)，它檢測在每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)場中PN511序列的出現(xiàn)。針對在數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的PN511序列的出現(xiàn)，匹配濾波器的脈沖輸出被用于將數(shù)據(jù)段計數(shù)器復(fù)位為它的初始條件。
碼元同步器或相位跟蹤器59被連接來從數(shù)字減法器34接收均衡的數(shù)字基帶信號，并將它的響應(yīng)提供到網(wǎng)格解碼器60，網(wǎng)格解碼器60一般是象在ATSC文件A/54的10.2.3.9部分中所述的12相(phase)設(shè)計形式。在用于包含重復(fù)PN1023訓(xùn)練信號的加到每個數(shù)據(jù)場的數(shù)據(jù)段期間，以及在每個數(shù)據(jù)場的第一數(shù)據(jù)段期間，所述網(wǎng)格解碼器被禁止。碼元同步或相位跟蹤器59可以具有在ATSC文件A/54的10.2.3.8部分中所述的設(shè)計形式還包括一個判定反饋環(huán)路，用于抑制從相網(wǎng)格解碼器60提供的均衡數(shù)字基帶信號的相位噪聲。當(dāng)DTV信號不被網(wǎng)格編碼的時候，網(wǎng)格解碼器60當(dāng)然可以被不同類型的一個適當(dāng)?shù)拇a元解碼器替換。例如DTV傳輸可以是沒有進行網(wǎng)格編碼的2-VSB信號。
網(wǎng)格解碼器60(或替代的碼元解碼器)被連接來向字節(jié)組合器61提供碼元解碼結(jié)果，字節(jié)組合器61將碼元解碼結(jié)果組合為用于施加到卷積去交織器62的8比特字節(jié)。卷積去交織器62反轉(zhuǎn)由在圖4的發(fā)射機中的卷積交織器06引入的卷積交織。卷積去交織器62的運行與在A/53 DTV接收機中有所不同。卷積去交織器62的運行跳躍了用于包含重復(fù)PN1023訓(xùn)練信號的加到數(shù)據(jù)場的數(shù)據(jù)段，并跳躍了第一數(shù)據(jù)段。
里德-索羅蒙解碼器63被連接來接收來自卷積去交織器62的去交織數(shù)據(jù)。里德-索羅蒙解碼器63響應(yīng)于包括在那個去交織數(shù)據(jù)中的里德-索羅蒙前向糾錯編碼而糾正少于特定數(shù)量字節(jié)的突發(fā)差錯，并檢測比所糾正的更長期間的差錯。差錯檢測和糾正在那個去交織的數(shù)據(jù)被施加到數(shù)據(jù)去隨機化器64之前對于那個去交織的數(shù)據(jù)進行，以便數(shù)據(jù)去隨機化器64更好地能夠再現(xiàn)從圖4發(fā)射機中的分組組合器02向數(shù)據(jù)隨機化器03提供的分組數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)去隨機化器64以指定的去隨機化信號數(shù)據(jù)來異或已經(jīng)糾錯的去交織數(shù)據(jù)，以便再現(xiàn)提供到分組分類器65的分組數(shù)據(jù)，分組分類器65響應(yīng)于它們的首標(biāo)信息而分類分組。
分組分類器65也被稱為“傳輸流去復(fù)用器”。分組分類器65選擇包括壓縮的視頻信息的分組來施加到MPEG-2視頻解壓縮電路66，并選擇包括壓縮的音頻信息的分組來施加到AC-3音頻解壓縮電路67。在一個完整的DTV接收機系統(tǒng)中，MPEG-2視頻解壓縮電路66向DTV接收機顯示系統(tǒng)68轉(zhuǎn)發(fā)解壓縮的視頻信號，AC-3音頻解壓縮電路67向DTV接收機聲音系統(tǒng)69轉(zhuǎn)發(fā)解壓縮的音頻信號。
除了需要有所不同地定時以將它們的運行局限于每個數(shù)據(jù)場的第2到第313數(shù)據(jù)段的網(wǎng)格解碼器60和卷積去交織器62之外，還有一種方法，其中DTV接收機的其余部分39的運行在一定程度上受到影響。在第2到第313數(shù)據(jù)段期間，發(fā)送到DTV接收機的碼元的估計值被從由網(wǎng)格解碼器60或另一種碼元解碼器產(chǎn)生的碼元解碼結(jié)果中提取，其中濾波系數(shù)計算機40使用所述發(fā)送到DTV接收機的碼元的估計值來用于在跟蹤的基礎(chǔ)上自適應(yīng)改變FIR濾波器33和35的系數(shù)。通常，跟隨在第一數(shù)據(jù)段中的DSS序列的第一個700碼元的估計值不從被來自網(wǎng)格解碼器60或另一種碼元解碼器的碼元解碼結(jié)果中提取，而是取代為被從在計算機40中的只讀存儲器中讀取。在從ROM提供的估計值中的更高的可信度便利了跟蹤錯誤的降低。在接收機時鐘和定時電路58內(nèi)產(chǎn)生對于這個ROM的尋址。當(dāng)包括重復(fù)PN1023訓(xùn)練信號的額外的數(shù)據(jù)段被附加到每個數(shù)據(jù)場的時候，在ROM中的可尋址的位置可以被增加以存儲在這些額外的數(shù)據(jù)段中的碼元的高可信度估計值。接收機時鐘和定時電路58被改進以產(chǎn)生對于增加的ROM的增加的尋址。
前面的說明書部分參照附圖的圖5和6描述了這樣的DTV接收機，其中自適應(yīng)濾波器利用真實信號的部分均衡而提供在基帶的信道均衡和回波抵消。體現(xiàn)本發(fā)明的其他方面的其他的DTV接收機使用提供復(fù)合信號的均衡的自適應(yīng)濾波器。這樣的均衡可以利用波特率樣值而被容易地執(zhí)行；如果對于復(fù)合信號執(zhí)行均衡則更少地需要過采樣(oversample)。在另外的其他DTV接收機中(它們可以被改進以體現(xiàn)本發(fā)明的其他方面)，I-F數(shù)字電視信號被數(shù)字化以施加到一個自適應(yīng)濾波器，所述自適應(yīng)濾波器提供在I-F通帶中的信道均衡和回波抵消。自適應(yīng)濾波器的響應(yīng)隨后被解調(diào)以獲得基帶信號以用于施加到網(wǎng)格解碼裝置。通過熟悉本說明書和附圖，均衡器設(shè)計領(lǐng)域的技術(shù)人員將能夠?qū)⒈景l(fā)明應(yīng)用到用于信道均衡和回波抵消的許多公知的自適應(yīng)濾波方案中。
在圖5或圖6 DTV接收機中的計算機40的操作步驟可以采用在本領(lǐng)域中公知的多種形式。從在圖5的DTV接收機中的計算機49和從圖6的DTV接收機中的PN1023自相關(guān)濾波器52向計算機40提供的倒譜將被不同地用在運行計算機40的這些不同方式中。在圖5的DTV接收機中的計算機49或在圖6的DTV接收機中的PN1023自相關(guān)濾波器52提供的需要的時域濾波器的倒譜是自適應(yīng)濾波器的有效的整個核心在所述核心中改變的“活動圖象”的開始處的一個“快照(snapshot)”，所述改變要在跟蹤動態(tài)多徑變化的時候發(fā)生。這提供了用于大大簡化計算機40執(zhí)行的任務(wù)的基礎(chǔ)。
這是因為許多動態(tài)多徑失真本質(zhì)上是連續(xù)的，從每個碼元出現(xiàn)時間到下一個期間發(fā)生發(fā)送/接收信道特性改變是極少的。因此，從ECR信號確定的初始自適應(yīng)濾波系數(shù)提供了一個基礎(chǔ)，從所述基礎(chǔ)，基于判定反饋方法的跟蹤步驟不需要在開始跟蹤在信道特性中的改變之前過多地搜尋收斂，所述信道特性的改變是由于逐漸地改變多徑失真而產(chǎn)生。本質(zhì)上連續(xù)的動態(tài)多徑失真的一個例外是公知的突然透露的射線例外，其中對接收關(guān)閉的一個路徑被突然打開來接收。另一個例外是公知的突然屏蔽射線例外，其中打開用于接收的一個路徑突然對于接收被關(guān)閉。當(dāng)這些例外之一發(fā)生的時候，通過自適應(yīng)濾波的動態(tài)多徑的跟蹤被中斷，并且自適應(yīng)濾波系數(shù)的迅速重新初始化變得立刻急切起來。從ECR信號直接確定初始自適應(yīng)濾波系數(shù)而不依賴于判定反饋保證了每當(dāng)發(fā)生這些例外之一的時候接收可以在少于大約25毫秒之內(nèi)被恢復(fù)。
存在多種方法來用于確定是否這樣的一個例外在數(shù)據(jù)場的結(jié)尾保持沒有被糾正。一種方法將在數(shù)據(jù)場的結(jié)尾的自適應(yīng)濾波的加權(quán)系數(shù)(它們已經(jīng)被判定反饋調(diào)整)與從重復(fù)PN1023序列計算的自適應(yīng)濾波的加權(quán)系數(shù)相比較。在兩組系數(shù)之間的實際差異證明在前一個數(shù)據(jù)場中沒有被糾正的動態(tài)多徑失真顯示出嚴(yán)重的不連續(xù)，并證明自適應(yīng)濾波優(yōu)選地應(yīng)當(dāng)使用從重復(fù)PN1023序列計算的加權(quán)系數(shù)來進行。在另一種用于確定是否在一個數(shù)據(jù)場結(jié)尾沒有被糾正的動態(tài)多徑失真顯示出嚴(yán)重的不連續(xù)的方法中，在每個數(shù)據(jù)場的結(jié)尾附近的判定反饋樣值的幅度被測量，并且將測量值平均。高的平均值證明在前一個數(shù)據(jù)場中動態(tài)多徑失真顯示出嚴(yán)重的不連續(xù)——它沒有被糾正，并證明自適應(yīng)濾波優(yōu)選地應(yīng)當(dāng)使用從重復(fù)PN1023序列計算的加權(quán)系數(shù)來進行。
在運行計算機40的許多不同方式中，估測倒譜的一個初始考慮是確定當(dāng)獲得多徑接收的時候什么將被作為接收的DTV信號的主或“光標(biāo)(cursor)”分量。這個光標(biāo)分量被用作當(dāng)獲得多徑接收的時候確定接收的DTV信號的每個其他的分量(它相對于光標(biāo)分量被不同地延遲)是否被作為前回波或后回波的參考。接收的DTV信號的每個晚到的分量被作為“后回波”，它的到達(dá)時間被相對于這個光標(biāo)分量測量，一般被測量為正的延遲(或替代為負(fù)的提前)。所接收的DTV信號的每個早到達(dá)的分量被當(dāng)作“前回波”，它的到達(dá)時間被相對于這個光標(biāo)分量測量，一般被測量為負(fù)的延遲(或替代為正的提前)。
在計算機40的一些運行步驟中，接收的DTV信號的不同延遲的最大分量被選擇作為光標(biāo)分量。這個步驟允許在光標(biāo)分量前面的實質(zhì)能量的前回波的存在。實質(zhì)能量的前回波的存在提高了在FIR濾波器33中需要的核心寬度以容納這些前回波中的大多數(shù)提前。而且，通過還沒有進行回波抑制的信號的樣值的加權(quán)和，來完成在前饋FIR濾波器33中回波的抑制。這與通過包括反饋FIR濾波器35的IIR濾波器的回波的抑制相反，后者是通過已經(jīng)進行回波抑制的信號的樣值的加權(quán)和來完成的。通過IIR濾波器的回波抑制，抑制了回波分量而不引入附加的回波分量。通過前饋FIR濾波器33的回波的抑制導(dǎo)致引入具有相對于信號的光標(biāo)分量的兩倍的不同延遲的回波重復(fù)分量，這個回波重復(fù)分量的幅度與前饋FIR濾波器33響應(yīng)中抑制的原回波分量相比較被降低。這些單一重復(fù)的回波重復(fù)分量的幅度的降低對于發(fā)送/接收信道是重要的，在所述發(fā)送/接收信道中，倒譜的光標(biāo)分量比其他分量顯著大。所述降低通常足夠使得這些回波重復(fù)分量在數(shù)字信號量化中被丟失。但是，對于其中倒譜的光標(biāo)分量不顯著大于其他分量的發(fā)送/接收信道，單一重復(fù)的回波重復(fù)分量具有充分足夠的幅度，即使多次重復(fù)的回波重復(fù)分量在一些情況下具有充分足夠的幅度。
當(dāng)適用判定反饋方法的時候，作為后回波的回波重復(fù)分量可以通過與前饋FIR濾波器33級聯(lián)的IIR濾波器來消除。因此，F(xiàn)IR濾波器33核心不需要在時間滯后方向上足夠擴展以提供抑制可以在IIR濾波器中被消除的后回波重復(fù)的能力。但是，IIR濾波器沒有能力消除或抑制作為前回波的回波重復(fù)分量，因此當(dāng)采用判定反饋方法的時候，F(xiàn)IR濾波器33的核心寬度需要在時間提前方向上足夠地擴展以提供將這些前回波的所有重復(fù)的幅度降低為不顯著的值的能力，以便這些前回波重復(fù)將在數(shù)字信號量化中被丟失。
在計算機40的替代運行步驟中，更早接收的具有顯著能量的不同延遲的DTV信號之一被選擇作為光標(biāo)分量。這個步驟可以消除在光標(biāo)DTV信號前面的實質(zhì)能量的前回波，并因此降低在FIR濾波器33中需要的核心寬度。但是，除非被選擇作為光標(biāo)分量的接收的DTV信號與最強的接收的DTV信號分量充分地一樣強，自適應(yīng)濾波響應(yīng)的C/N比被選擇作為光標(biāo)分量的最強的接收的DTV信號分量的時候是顯著要低的。一般優(yōu)選的是，當(dāng)接收的DTV信號伴隨有實質(zhì)噪聲的時候，DTV接收機被設(shè)計為選擇最強的接收的DTV信號分量作為光標(biāo)分量。從重復(fù)PN1023序列的一個周期產(chǎn)生的倒譜的可獲得性提供了信息，該信息可以提供用于確定哪個接收的DTV信號分量最好被選擇作為光標(biāo)分量的基礎(chǔ)。
所期望的是，因為在自適應(yīng)濾波內(nèi)樣值的延遲，所以要避免在數(shù)據(jù)場期間改變光標(biāo)分量。在每個DTV數(shù)據(jù)場的結(jié)尾處的時域濾波器的倒譜的可獲得性便利了計算機40選擇接收的DTV信號的不同延遲的分量之一作為對于下一個數(shù)據(jù)場的全部的光標(biāo)分量。在某些接收條件下，被選擇作為光標(biāo)分量的一個分量可以充分地在數(shù)據(jù)場期間降低能量，這使得選擇具有更大能量的分量作為下一個數(shù)據(jù)場的光標(biāo)分量合乎需要。這樣的能量上的充分降低通過判定反饋步驟以信號表示，所述判定反饋步驟使得與光標(biāo)分量相關(guān)的濾波器系數(shù)大大提高。自適應(yīng)濾波器33和35使用來加權(quán)不同延遲的DTV信號的數(shù)字復(fù)用器必須具有足夠的動態(tài)范圍來容納具有幾倍幅度的加權(quán)系數(shù)。一般，優(yōu)選的是，只要判定反饋步驟顯示出合理小的跟蹤差錯，則計算機40從一個數(shù)據(jù)場到下一個保持相同的光標(biāo)分量。因此，如果判定反饋步驟一直在顯示合理小的跟蹤差錯，則重復(fù)PN1023序列不用于在數(shù)據(jù)場的開始產(chǎn)生自適應(yīng)濾波系數(shù)的完全修正。但是，如果判定反饋步驟一直顯示出合理小的跟蹤差錯，則有吸引力的是，將在在接收機上存儲的——而不是來自接收的DTV信號的——重復(fù)PN1023序列上的每個數(shù)據(jù)場的最后三個數(shù)據(jù)段期間的所發(fā)送的信號的估計值作為基礎(chǔ)。這提高了在每個數(shù)據(jù)場的最后三個數(shù)據(jù)段的重復(fù)PN1023序列期間以及在每個數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段中的PN511序列和三重PN63序列期間由判定反饋步驟產(chǎn)生的校正的可信度。高的可信度便利了在這些時間期間對自適應(yīng)濾波系數(shù)作出的逐步校正中的更大的獲益，增進了跟蹤精確度。
體現(xiàn)本發(fā)明的一些方面的DTV接收機的許多設(shè)計將提供在適用于信道均衡和回波抵消中使用的自適應(yīng)濾波的各種步驟之間的時間上的緩沖。提供這個時間緩沖的裝置在圖5和6中未示出，但是一般被數(shù)字隨機存取存儲器(RAM)提供。被特別關(guān)心的是數(shù)字存儲器的特殊用途，它被配置來向從解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32向前饋FIR濾波器33提供的輸入信號的施加中引入先入先出(FIFO)緩沖延遲。FIFO緩沖進行得足夠長以允許用于處理從電路32輸出信號提取的重復(fù)PN1023序列所需要的時間，以便產(chǎn)生FIR濾波器33和35的初始加權(quán)系數(shù)，以便發(fā)生在從內(nèi)插濾波器38向減法器41開始提供前一個數(shù)據(jù)場的第311個數(shù)據(jù)段之前。然后，替代圖5和6所隱含的、作為從來自內(nèi)插濾波器38的響應(yīng)的補償延遲41提供的自適應(yīng)濾波響應(yīng)的差被產(chǎn)生的判定反饋差錯信號，判定反饋差錯信號被產(chǎn)生作為從來自Nyquist濾波器的響應(yīng)的補償延遲41提供到重復(fù)PN1023序列的自適應(yīng)濾波響應(yīng)的差，保證了PN511序列和保證了在DTV接收機的公知為先驗的PN63序列。這個替代判定反饋差錯信號的高可信度便利了在這些時間期間對自適應(yīng)濾波系數(shù)作出的逐步校正中的更大的獲益，改進了在抑制初始化后的任何系數(shù)差錯剩余物中判定反饋適應(yīng)的速度。
雖然在圖5和6中未示出，但是在用于體現(xiàn)本發(fā)明的一些方面的DTV接收機的一些設(shè)計中，存在數(shù)字存儲器，用于緩沖將FIR濾波器33和35的加權(quán)系數(shù)的逐步更新施加到這些濾波器的系數(shù)寄存器，所述逐步更新是通過判定反饋步驟而產(chǎn)生。這樣的緩沖存儲器便利了通過例如塊-LMS算法對這些更新的實時反向(reversal-of-real-time)計算。
雖然在圖5和6中未示出，但是在一些DTV接收機設(shè)計中，用于時間上緩沖的裝置也將包括數(shù)字存儲器。所述數(shù)字存儲器被配置使得向從減法器34向DTV接收機的其余部分39施加的差輸出信號中引入FIFO緩沖延遲。包括這樣的FIFO數(shù)字存儲器、用于控制從電路32向前饋FIR濾波器33提供的輸入信號的施加的FIFO數(shù)字存儲器和用于控制將逐步更新施加到FIR濾波器33和35的加權(quán)系數(shù)的數(shù)字緩沖存儲器的設(shè)計允許自適應(yīng)濾波的運行與接收的信號的波特率異步。例如，所期望的是，如果在試圖跟蹤動態(tài)回波分量的時候重新計算加權(quán)系數(shù)是必要的，則允許以提高的速率定時用于適用濾波器33和35的系數(shù)自適應(yīng)的數(shù)據(jù)定向隨機步驟。雖然自適應(yīng)濾波本身(即使有時被短暫地停止)可以改變，但是通過在自適應(yīng)濾波本身前后的FIFO存儲器產(chǎn)生具有統(tǒng)一延遲的整體系統(tǒng)功能，速率數(shù)據(jù)被提高。
除了具有圖5和6所示的結(jié)構(gòu)之外，自適應(yīng)濾波可以被構(gòu)造成使用單一的FIR濾波器用于信道均衡和回波抵消。舉例來說，這樣的一種替換結(jié)構(gòu)的說明見1997年7月15日授權(quán)給J.Yang、C.B.Patel、T.Liu和A.L.R.Limberg的題目為“RAPID-UPDATE ADAPTIVE CHANNEL-EQUALIZATIONFILTERING FOR DIGITAL RADIO RECEIVERS，SUCH AS HDTVRECEIVERS(用于諸如高清晰度電視接收機的數(shù)字無線接收機的快速更新自適應(yīng)信道均衡濾波)”的美國專利第5,648,987號。Yang等人使用另一種FIR濾波器來實現(xiàn)塊-LMS算法，用以更新用于信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)FIR濾波器的系數(shù)。如果一個單一的自適應(yīng)FIR濾波器被用于信道均衡和回波抵消，則在“快照”被提取時間的那個自適應(yīng)FIR濾波器的核心可以通過下列步驟從如在圖5的DTV接收機中的計算機49或在圖6的DTV接收機中的PN1023自相關(guān)濾波器52所需的時域濾波器的倒譜中被近似。除了被選擇作為“光標(biāo)”的之外的倒譜的分量將把它們的極性相對于光標(biāo)而改變，其中所述被選擇作為“光標(biāo)”是在DTV信號的主多徑分量被認(rèn)為接收到的時候出現(xiàn)的。這種近似方法對于Ricean發(fā)送/接收信道是相當(dāng)令人滿意的，對于Ricean發(fā)送/接收信道，倒譜的光標(biāo)分量比其他分量實質(zhì)更大，并且對于Ricean發(fā)送/接收信道，與FIR濾波器的核心寬度相比，回波顯示出距離光標(biāo)分量短的不同延遲。但是，當(dāng)幾個分量具有光標(biāo)分量的能量的百分之幾的能量的時候，這種近似方法不準(zhǔn)確。如果自適應(yīng)濾波要校正這樣的發(fā)送/接收信道，則與倒譜卷積以產(chǎn)生Nyquist信道響應(yīng)的濾波器特性最好通過更精確的手段來計算。自適應(yīng)濾波加權(quán)系數(shù)被正規(guī)化，因此自適應(yīng)濾波響應(yīng)的動態(tài)范圍適合于量化器37的輸入信號。
使用用于信道均衡和包括更長延遲的后回波的所有回波的抵消的單一FIR濾波器不是優(yōu)選的實際處理方式。發(fā)送/接收信道理論上被建模為具有不同加權(quán)系數(shù)的FIR濾波器，所述不同加權(quán)系數(shù)用于具有不同的各自的延遲的不同傳播路徑。在實際處理中，這個模型在靜態(tài)多徑接收條件下也是正確的。如果自適應(yīng)濾波器總體上具有一個無限脈沖響應(yīng)——即，具有大量時間滯后的系數(shù)的時域響應(yīng)，則對于后回波的信道的均衡會是精確的。用于信道均衡和包括更長延遲的后回波的所有回波的抵消的單一FIR濾波器的響應(yīng)趨向于具有充分少的時間滯后的系數(shù)，因此更長延遲的后回波的抵消不是最佳的。這個趨勢產(chǎn)生于必須將通過單一FIR濾波器的延遲保持為不多于最長延遲的具有顯著能量的后回波的幾倍的實際設(shè)計。因此，對于后回波的用于信道均衡的精確系統(tǒng)功能可以僅僅在單一FIR濾波器設(shè)計中被近似，即使假設(shè)濾波系數(shù)隨后被數(shù)據(jù)定向方法進行自適應(yīng)處理。所述近似步驟抑制回波，但是不受歡迎地產(chǎn)生了回波的重復(fù)。這些重復(fù)相對于被抑制的回波被削弱，并相對于為抑制的回波的整數(shù)倍的接收的DTV信號的光標(biāo)分量顯示不同延遲。因此，與使用IIR濾波器的設(shè)計相比，在單一FIR濾波器設(shè)計中需要更大數(shù)量的非0加權(quán)系數(shù)以及不受歡迎的數(shù)量增加的數(shù)字乘法。不僅更多的非0數(shù)字乘法在以硬件實現(xiàn)的它們的集成電路設(shè)計中需要更多的模具(die)區(qū)域；它們不受歡迎地提高了對于量化噪聲和隨機抖動的影響。因此，包括一個IIR部分的自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)——如圖5和6所描述的類型的——是優(yōu)選的。
在圖5或6的自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)中，F(xiàn)IR濾波器33的核心包括在與DTV信號的主多徑分量被認(rèn)為接收到的時候相對應(yīng)的“光標(biāo)”位置的加權(quán)系數(shù)。濾波器33核心還包括系數(shù)的一個子集，它對應(yīng)于在DTV信號的主多徑分量被接收到時的“光標(biāo)”之前的所需要的時域濾波器的倒譜部分。濾波器33核心還包括系數(shù)的一個子集，它對應(yīng)于以比在IIR濾波器中的可能的最小延遲小的延遲跟隨“光標(biāo)”時間的倒譜部分，所述IIR濾波器在反饋環(huán)路中包括FIR濾波器35。DTV接收機設(shè)計被公知為提供在前饋FIR濾波器33的加權(quán)系數(shù)和在濾波器33后級聯(lián)的IIR濾波器的反饋FIR濾波器35中的加權(quán)系數(shù)之間。一種對于Ricean發(fā)送/接收信道令人滿意的快速近似方法——Ricean發(fā)送/接收信道中的倒譜的光標(biāo)分量顯著大于其他分量——通過改變除了光標(biāo)分量之外的倒譜的所有分量的極性而從倒譜的對應(yīng)部分產(chǎn)生濾波器33核心。濾波器35核心是從倒譜的更長延遲部分產(chǎn)生而沒有極性的改變。當(dāng)幾個分量具有光標(biāo)分量的百分之幾的能量的時候，這個近似方法是不準(zhǔn)確的。如果自適應(yīng)濾波要校正這樣的發(fā)送/接收信道，則與倒譜卷積以產(chǎn)生Nyquist信道響應(yīng)的濾波器特性必須通過更精確的手段被計算。自適應(yīng)加權(quán)系數(shù)被正規(guī)化，因此自適應(yīng)濾波響應(yīng)的動態(tài)范圍適合于量化器37的輸入信號。
自適應(yīng)濾波的加權(quán)系數(shù)的更精確的計算的進行源于對完整自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)的時域響應(yīng)應(yīng)當(dāng)對應(yīng)于由在圖5的DTV接收機中的計算機49或由在圖6的DTV接收機中的PN1023自相關(guān)濾波器52提供的倒譜的觀測。完整自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)的時域響應(yīng)產(chǎn)生自在反饋環(huán)路中的FIR濾波器33的時域響應(yīng)的卷積和包括FIR濾波器35的后續(xù)IIR濾波器的卷積。作為DTV接收機設(shè)計處理的一部分，與任何特定長度的倒譜卷積以產(chǎn)生用于自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)的Nyquist信道響應(yīng)的自適應(yīng)濾波系統(tǒng)特性一般可以利用Z變換多項式來計算。從這種計算產(chǎn)生的代數(shù)方程可以存儲在DTV接收機中的濾波系數(shù)計算機40，用于從由圖5的DTV接收機的計算機49或由在圖6的DTV接收機的PN1023自相關(guān)濾波器52提供的具體倒譜計算自適應(yīng)濾波系數(shù)。這些代數(shù)方程以倒譜值的形式定義了自適應(yīng)加權(quán)系數(shù)。使用這些代數(shù)方程的子程序也可以在用于完成跟蹤動態(tài)多徑失真的判定定向步驟的程序中使用。
在運行計算機40的各種方法中，在估測倒譜中的另一個重要考慮是確定自適應(yīng)濾波器的增益如何與倒譜的分量項的能量相關(guān)。從倒譜產(chǎn)生的加權(quán)系數(shù)的正規(guī)化使得主DTV信號的自適應(yīng)濾波器的增益總是實質(zhì)相同，而不管它的加權(quán)系數(shù)是如何從重復(fù)PN1023序列的ECR信號計算出來的。如果緊接著量化器37進行的對判定電平作出實質(zhì)的自動調(diào)整之后，立即進行判定反饋步驟的跟蹤多徑接收條件，將不會平滑，其中判定電平用于量化量化器37的輸入信號以產(chǎn)生被發(fā)送碼元的估計值。在調(diào)整那些判定電平的同時在量化器37產(chǎn)生的估計值中易于存在誤差，判定反饋步驟依賴于這些估計值在多數(shù)時間正確以便正確地調(diào)整自適應(yīng)濾波的加權(quán)系數(shù)。相對于被選擇作為光標(biāo)分量的倒譜的分量進行正規(guī)化，因為這個分量是在自適應(yīng)濾波響應(yīng)中唯一存在的。為了使得提供到量化器37的自適應(yīng)濾波響應(yīng)的C/N實質(zhì)上盡可能好，所述光標(biāo)分量(如果不是最高能量的一個)應(yīng)當(dāng)是倒譜的較高的能量分量之一。在圖5的DTV接收機中，正規(guī)化自動進行，假設(shè)在ROM 47中存儲的DFT是相對于量化器37的輸入信號的正確“增益”的Nyquist濾波的PN1023序列的DFT。
在圖6的DTV接收機中正規(guī)化也很簡單。光標(biāo)分量被公知為以標(biāo)準(zhǔn)化幅度的調(diào)制信號調(diào)制的信號的1023碼元出現(xiàn)時間的和，因此通過1023因子在每個倒譜分量的增益的降低將減少為單位增益的增益系數(shù)中的光標(biāo)分量。通過將每個倒譜分量的二進制小數(shù)點在降低分量的有效值的方向上移動10個位，這些除法(division)可以相近地近似。實際中，在系統(tǒng)的其他地方可以考慮10位的二進制小數(shù)點移動。
圖8A示出了在多徑接收條件下接收的信號的周期重復(fù)的倒譜，這個倒譜通過在圖5的接收機部分中的計算機49或在圖6的接收機部分的循環(huán)PN713匹配濾波器52被確定。在每個周期中的分量70響應(yīng)于主信號而產(chǎn)生。在每個周期中在分量70前面的分量71響應(yīng)于提前了少于47.5微秒的前回波而產(chǎn)生，并且在每個周期中在分量70后面的分量72響應(yīng)于延遲了少于47.5微秒的后回波而產(chǎn)生。
在每個周期中的分量73的產(chǎn)生響應(yīng)于延遲多于47.5微秒但少于95微秒的后回波而產(chǎn)生。分量73——雖然響應(yīng)于在每個周期中分量70前的后回波而產(chǎn)生——歸因于在圖5的接收機部分中的DFT的環(huán)繞(wrap-around)或在圖6的接收機部分中的周期PN713匹配濾波器52的環(huán)繞。如果分量73不在每個周期中的分量70的前面足夠多，以至它已經(jīng)在前回波的范圍之外，則存在它被誤任為前回波的可能。
在每個周期中的分量74的產(chǎn)生響應(yīng)于多于95微秒延遲的后回波。歸因于在圖5的接收機部分中的DFT的環(huán)繞或在圖6的接收機部分中的周期PN713匹配濾波器52的環(huán)繞，分量74易于與具有相對于主信號的少于95微秒的延遲的后回波混淆。
DTV接收機的設(shè)計可以假定長于64微秒的后回波來從不具有足夠的強度以使得數(shù)據(jù)限幅誤差經(jīng)常出現(xiàn)，從而接收機的糾錯能力被傾覆，并假定在主信號前不超過30微秒的倒譜的任何分量都?xì)w因于前回波。這樣的DTV接收機或其小的變化形式應(yīng)當(dāng)在大多數(shù)接收地點令人滿意地工作。如果要從被前回波或從更少延遲的后回波中更好地區(qū)別特別長的延遲的后回波，則必須進一步分析在圖5或圖6的接收機部分產(chǎn)生的倒譜，這個進一步分析可以利用以下參照附圖9所述的裝置來進行。
濾波器系數(shù)計算機40能夠使用圖8A所示類型的循環(huán)重復(fù)倒譜開始，并對其進行處理以產(chǎn)生其中抑制了許多時間偽信號(aliase)以及重復(fù)的擴展倒譜。圖8B示出了在圖8A中對循環(huán)重復(fù)倒譜處理中初始步驟的時域響應(yīng)，在初始步驟中，響應(yīng)于主信號產(chǎn)生的分量70的重復(fù)被抑制。圖8C示出了處理的中間步驟，在中間步驟中，前回波的環(huán)繞被抑制。圖8D示出了最后的處理步驟，在最后的處理步驟中，后回波的環(huán)繞被抑制。中間和最后的處理步驟將在下文詳細(xì)描述。
圖9示出可以用于進一步分析所接收和解調(diào)的DTV信號的倒譜的裝置，用于完成產(chǎn)生圖8C和8D的時域響應(yīng)的中間和最后處理步驟。圖9的裝置的輸入信號是來自圖5或圖6接收機部分的解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路32的解調(diào)的只讀基帶DTV信號，它被提供作為直接分量抑制濾波器75的輸入信號。濾波器75可以例如是這樣的類型，它通過將它本身減去只讀基帶DTV信號的許多碼元出現(xiàn)時間的平均值而產(chǎn)生它的響應(yīng)?；蛘撸e另一個例子，濾波器75可以是這樣的類型，它對于只讀基帶DTV信號執(zhí)行數(shù)字微分，并隨后對數(shù)字微分的只讀基帶DTV信號執(zhí)行數(shù)字積分以還原只讀基帶DTV信號而不伴有直接分量。
數(shù)字濾波器76被連接來接收直接分量抑制濾波器75的響應(yīng)來作為它的輸入信號。數(shù)字濾波器76具有與重復(fù)PN1023序列的最后1023碼元相對應(yīng)的核心，其用作用于信道均衡和回波抑制的自適應(yīng)濾波的訓(xùn)練信號。數(shù)字濾波器76作為用于開始重復(fù)PN1023序列的最后相位PN1023序列的自相關(guān)匹配濾波器，并產(chǎn)生包括接收信道的重復(fù)的倒譜的響應(yīng)。數(shù)字濾波器76的響應(yīng)被不延遲地施加到數(shù)字減法器77作為減數(shù)輸入信號和施加到數(shù)字延遲線78作為輸入信號，數(shù)字延遲線78以1023碼元出現(xiàn)時間延遲來響應(yīng)于它的輸入信號。數(shù)字延遲線78的響應(yīng)被無延遲地施加到數(shù)字減法器77作為被減數(shù)輸入信號。減法器77和延遲線78形成一個梳狀濾波器，它響應(yīng)于接收信道的重復(fù)的倒譜而產(chǎn)生被那個倒譜的負(fù)值提前一段時間的接收信道的倒譜。在數(shù)字減法器77的差信號中的時間上落后的倒譜被寫入擴展范圍的倒譜寄存器79以暫時存儲。濾波系數(shù)計算機40被連接用于讀取擴展范圍的倒譜寄存器79的內(nèi)容，并用于校正那些內(nèi)容。當(dāng)重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號下次出現(xiàn)的時候，寄存器79內(nèi)容被覆寫。
數(shù)字濾波器80被連接來接收直接分量抑制濾波器75的響應(yīng)作為它的輸入信號。數(shù)字濾波器80具有對應(yīng)于重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的核心，其用作用于信道均衡和回波抑制的自適應(yīng)濾波的訓(xùn)練信號。數(shù)字濾波器80作為用于終止重復(fù)PN1023序列的初始相位PN1023序列的自相關(guān)匹配濾波器，并產(chǎn)生包含接收信道的重復(fù)倒譜的響應(yīng)。數(shù)字濾波器80的響應(yīng)被不延遲地施加到數(shù)字減法器81作為被減數(shù)輸入信號和施加到數(shù)字延遲線82作為輸入信號，數(shù)字延遲線82以1023碼元出現(xiàn)時間延遲來響應(yīng)它的輸入信號。數(shù)字延遲線82的響應(yīng)被無延遲地施加到數(shù)字減法器81作為減數(shù)輸入信號。減法器81和延遲線82形成一個梳狀濾波器，它響應(yīng)于接收信道的重復(fù)的倒譜而產(chǎn)生被那個倒譜的負(fù)值延遲一段時間的接收信道的倒譜。在數(shù)字減法器81的差信號中的時間上提前的倒譜被寫入擴展范圍的倒譜寄存器83以暫時存儲。濾波系數(shù)計算機40被連接用于讀取擴展范圍的倒譜寄存器83的內(nèi)容，并用于校正那些內(nèi)容。當(dāng)重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號下次出現(xiàn)的時候，寄存器83內(nèi)容被覆寫。
圖10A、10B、10C、10D、10E和10F示出了在當(dāng)重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號發(fā)生時的時間間隔中在圖9的裝置中的各種連接處的時域響應(yīng)。圖10A、10B和10C示出了自相關(guān)匹配濾波器76的響應(yīng)——這個響應(yīng)作為由數(shù)字延遲線78延遲的1023碼元——和在這些響應(yīng)之間的差，這個差被數(shù)字減法器77提供作為它的輸出信號。圖10D、10E和10F示出了自相關(guān)匹配濾波器80的響應(yīng)——這個響應(yīng)作為由數(shù)字延遲線82延遲的1023碼元——和在這些響應(yīng)之間的差，這個差被數(shù)字減法器81提供作為它的輸出信號。
在圖10A的PN1023匹配濾波器76的時域響應(yīng)中的分量71’被周期地產(chǎn)生以響應(yīng)于與重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元對應(yīng)的重復(fù)PN1023序列的前回波的當(dāng)前相位。在圖10A時域響應(yīng)中的分量72’被周期地產(chǎn)生以響應(yīng)于與重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的當(dāng)前相位對應(yīng)的重復(fù)PN1023序列的最小延遲的后回波的當(dāng)前相位。在圖10A時域響應(yīng)中的分量73’被周期地產(chǎn)生以響應(yīng)于被延遲多于47.5微秒但少于95微秒的重復(fù)PN1023序列的后回波的當(dāng)前相位。它對應(yīng)于重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的相位。在圖10A時域響應(yīng)中的分量74’被周期地產(chǎn)生以響應(yīng)于被延遲多于95微秒的重復(fù)PN1023序列的后回波的當(dāng)前相位，它對應(yīng)于重復(fù)PN1023序列的最后1023碼元的相位。
圖10A示出了雜波分量84。這個雜波分量84的一部分產(chǎn)生自對于在重復(fù)PN1023序列之前的數(shù)據(jù)和它的回波的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)，雜波分量84的這個部分不能在接收機中被預(yù)測。這個雜波分量84的另一部分產(chǎn)生自對于在重復(fù)PN1023序列的開始顯示出的邊緣效應(yīng)的非周期的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)，雜波分量84的所述的另一部分能夠在接收機中被預(yù)測。
圖10A示出了另一個雜波分量85，它產(chǎn)生自對在重復(fù)PN1023序列和它的回波之后的DFS信號的非周期的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)。雜波分量85的初始幾百個碼元出現(xiàn)時間大部分可以在接收機中被預(yù)測。在PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)顯示的重復(fù)PN1023序列的結(jié)尾的邊緣效是容易被預(yù)測的。對在重復(fù)PN1023序列后面的DFS信號的第一個700碼元出現(xiàn)時間的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)也容易被預(yù)測。這些可容易預(yù)測的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)的分量可以被從在計算機40中的只讀存儲器提取的先驗內(nèi)容補償。對在重復(fù)PN1023序列后面的DFS信號的第一個700碼元出現(xiàn)時間的回波的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)不是同樣容易可預(yù)測的。
為了說明，在圖10A、10B和10C中雜波分量84和85的縱坐標(biāo)標(biāo)度相對于主響應(yīng)70’被擴展。回波分量71’、72’、73’和74’相對于主響應(yīng)70’在幅度上比對于接收機的良好質(zhì)量傳輸信道的情況時要略大。PN1023匹配濾波器76有自相關(guān)功能，它具有相對于PN1023序列的除了最后相位的相位的60dB增益和相對于非PN1023信號分量的30dB增益。
圖10B示出了數(shù)字減法器77的被減數(shù)信號，它被數(shù)字延遲線78響應(yīng)于數(shù)字減法器77的減數(shù)輸入信號而提供，所述數(shù)字減法器77的減數(shù)輸入信號延遲重復(fù)PN1023序列的一個周期——即延遲1023碼元出現(xiàn)時間。
圖10C示出了從數(shù)字減法器77提供的差輸出信號。注意在從數(shù)字減法器77提供的差輸出信號中，來自被減數(shù)信號的PN1023序列的最后一個周期的倒譜被從任何在前的PN1023序列的倒譜分離，并且不被雜波分量84的分量重疊。寄存器79暫時存儲這個來自被減數(shù)信號的PN1023序列的最后周期的分離的倒譜，并被連接使得它的內(nèi)容可被濾波系數(shù)計算機40獲得。如前所述，濾波系數(shù)計算機40可以利用從只讀存儲器提取的先驗內(nèi)容補償雜波分量85的容易預(yù)測的分量。假定進行這樣的處理，在寄存器79中暫時存儲的擴展范圍的倒譜中對前回波的響應(yīng)被其他時域響應(yīng)分量影響很小。即使對在擴展范圍的倒譜中最多達(dá)到的大約64微秒的后回波的響應(yīng)也不被其他時域響應(yīng)分量很大地影響。
濾波系數(shù)計算機40可以隨后分離要用于進一步處理按照圖8B改進的循環(huán)重復(fù)倒譜中的前回波的時域響應(yīng)。對前回波的分離的時域響應(yīng)可以于循環(huán)重復(fù)的倒譜的對應(yīng)部分相關(guān)。相關(guān)步驟被用于消除對前回波的響應(yīng)的重復(fù)和消除后回波的偽信號，所述后回波的偽信號在當(dāng)對前回波的分離的時域響應(yīng)不顯示實質(zhì)的能量的時候作為前回波出現(xiàn)。
圖8C示出了循環(huán)重復(fù)倒譜的這個進一步的剪除的結(jié)果。有效的前回波保持作為在對于在圖8C的改進的倒譜中主接收分量70的剩余響應(yīng)之前的唯一分量。圖8C的倒譜的改進是通過消除或降低時間分量進行的，所述時間分量是從基于PN1023序列的循環(huán)倒譜產(chǎn)生的，所述PN1023序列沒有受到來自邊緣效應(yīng)、在重復(fù)PN1023序列之前的數(shù)據(jù)或在重復(fù)PN1023序列之后的DFS信號產(chǎn)生的影響。由于圖8C的改進是剪除步驟的結(jié)果，因此在寄存器79中存儲的擴展范圍的倒譜中的這樣的影響不被以可感知的程度帶入到圖8C的循環(huán)重復(fù)的倒譜的改進中。
濾波系數(shù)計算機40可以隨后使用對最多達(dá)到大約64微秒后回波的時域響應(yīng)，作為進一步剪除按照圖8C剪除的循環(huán)重復(fù)倒譜的基礎(chǔ)。即，對這些后回波的分離的時域響應(yīng)可以與循環(huán)重復(fù)倒譜的對應(yīng)部分進行相關(guān)。相關(guān)步驟將隨后被用于消除對后回波的響應(yīng)的重復(fù)和用于消除延遲多于95微秒的后回波的偽信號，所述延遲多于95微秒的后回波出現(xiàn)作為較少延遲的后回波。圖8D示出了循環(huán)重復(fù)倒譜的這些進一步剪除的結(jié)果。
在一種用于提取擴展范圍的倒譜的替代方法的基礎(chǔ)上可以進行循環(huán)重復(fù)倒譜的剪除以消除對后回波的響應(yīng)的重復(fù)和消除延遲多于95微秒的后回波的偽信號。這種替代的方法可以降低在擴展范圍的倒譜中對更長延遲的后回波的響應(yīng)的影響，所述影響由其他時域響應(yīng)分量引起。
圖10D示出了自相關(guān)數(shù)字濾波器80的時域響應(yīng)，所述響應(yīng)被施加到數(shù)字延遲線82作為輸入信號并被施加到數(shù)字減法器81作為它的被減數(shù)輸入信號。在圖10D的時域響應(yīng)中的分量70’是響應(yīng)于與重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的相位對應(yīng)的重復(fù)PN1023序列的當(dāng)前相位而循環(huán)產(chǎn)生的。在圖10D的時域響應(yīng)中的分量71’是響應(yīng)于與重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的相位對應(yīng)的重復(fù)PN1023序列的前回波的當(dāng)前相位而循環(huán)產(chǎn)生的。在圖10D的時域響應(yīng)中的分量72’是響應(yīng)于與重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的相位對應(yīng)的重復(fù)PN1023序列的最少延遲的后回波的當(dāng)前相位而循環(huán)產(chǎn)生的。在圖10D的時域響應(yīng)中的分量73’是響應(yīng)于被延遲大于47.5微秒但小于95微秒的重復(fù)PN1023序列的后回波的當(dāng)前相位而循環(huán)產(chǎn)生的。在圖10D的時域響應(yīng)中的分量74’是響應(yīng)于被延遲大于95微秒的重復(fù)PN1023序列的后回波的當(dāng)前相位而循環(huán)產(chǎn)生的，所述相位對應(yīng)于重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的相位。
圖10D示出了雜波分量86。這個雜波分量86的一部分產(chǎn)生自對在重復(fù)PN1023序列之前的數(shù)據(jù)和它的回波的PN1023匹配濾波器80的響應(yīng)，這個雜波分量86部分不能在接收機中被預(yù)測。這個雜波分量86的另一個部分產(chǎn)生自非循環(huán)PN1023匹配濾波器80的響應(yīng)。所述響應(yīng)在重復(fù)PN1023序列的開始顯示出邊緣效應(yīng)，其中該雜波分量86的另一個部分可在接收機中預(yù)測。這個雜波分量86的另一個部分由于邊緣效應(yīng)不影響重復(fù)PN1023序列的初始1023碼元的后回波，這將是當(dāng)數(shù)字減法器81的差輸出信號的分析結(jié)束時候的主要關(guān)心之處。
圖10D示出了雜波分量87，它產(chǎn)生自對在重復(fù)PN1023序列之后的DFS信號和它的回波的PN1023匹配濾波器80的響應(yīng)。雜波分量87大部分可以在接收機中被預(yù)測。在PN1023匹配濾波器80的響應(yīng)顯示的重復(fù)PN1023序列的結(jié)尾的邊緣效是容易被預(yù)測的。對于在重復(fù)PN1023序列之后的DFS信號的第一個700碼元出現(xiàn)時間的PN1023匹配濾波器80的響應(yīng)也容易被預(yù)測。對于在重復(fù)PN1023序列之后的DFS信號的第一個700碼元出現(xiàn)時間的回波的PN1023匹配濾波器80的響應(yīng)不容易同樣被預(yù)測。但是，通過接收機的雜波87的預(yù)測不是在用于提取擴展范圍的倒譜的替代方法中被很關(guān)心的事情。這是因為在這個替代方法中提取的擴展范圍的倒譜主要被雜波分量86影響，被雜波分量87(如果有的話)的影響很小。
為了說明，在圖10D、10E和10F中雜波分量86和87的縱坐標(biāo)標(biāo)度相對于主響應(yīng)70”被擴展?；夭ǚ至?1”、72”、73”和74”相對于主響應(yīng)70”在幅度上比對于接收機的良好質(zhì)量傳輸信道的情況要略大。PN1023匹配濾波器80有自相關(guān)功能，它具有相對于PN1023序列的除了初始相位的相位的60dB增益和相對于非PN1023信號分量的30 dB增益。
圖10E示出了數(shù)字減法器81的被減數(shù)信號，它被數(shù)字延遲線82響應(yīng)于數(shù)字減法器81的減數(shù)輸入信號而提供，所述數(shù)字減法器81的減數(shù)輸入信號被延遲重復(fù)PN1023序列的一個周期——即延遲1023碼元出現(xiàn)時間。
圖10F示出了從數(shù)字減法器81提供的差輸出信號。注意PN1023序列的初始周期的倒譜在從數(shù)字減法器81提供的差輸出信號中被從任何跟隨的PN1023序列的倒譜分離，并且通常不被雜波分量88的分量重疊。寄存器83暫時存儲這個來自被減數(shù)信號的PN1023序列的初始周期的分離的倒譜，并被連接使得它的內(nèi)容可被濾波系數(shù)計算機40獲得。濾波系數(shù)計算機40可以利用從只讀存儲器提取的先驗內(nèi)容補償雜波分量87的可容易預(yù)測的分量。但是僅僅延遲大于大約150微秒的后回波有可能經(jīng)受由雜波分量87的產(chǎn)生的相應(yīng)數(shù)量的影響。假定這樣的處理被進行，對在寄存器83中暫時存儲的擴展范圍的倒譜中前回波的響應(yīng)被PN1023匹配濾波的前沿效應(yīng)影響，但是包括僅僅對后回波的響應(yīng)的這個倒譜的部分不被PN1023匹配濾波的前沿效應(yīng)影響。
涉及延遲大于65微秒的后回波的在寄存器83中存儲的擴展倒譜的部分受到對未知數(shù)據(jù)的、以及對對回波的響應(yīng)的PN1023匹配濾波器76的響應(yīng)影響。涉及延遲大于65微秒的后回波的在寄存器83中存儲的擴展倒譜的部分僅僅受到對在重復(fù)PN1023序列之前的數(shù)據(jù)的后回波的自相關(guān)數(shù)字濾波器80響應(yīng)的影響。因此，在大多數(shù)情況下，延遲大于65微秒的回波的影響在存儲在寄存器83中的擴展倒譜要比在存儲在寄存器79中的擴展倒譜中要小。因此，將對在存儲在寄存器83中的擴展倒譜中的延遲大于65微秒的后回波的分離的時域響應(yīng)與按照圖8C剪除的循環(huán)重復(fù)倒譜的對應(yīng)部分進行相關(guān)是用于進一步剪除那個循環(huán)重復(fù)的倒譜的更為可靠的基礎(chǔ)。這些相關(guān)步驟提供了一個更為可靠的基礎(chǔ)，在這個基礎(chǔ)上來消除對后回波的響應(yīng)的重復(fù)和消除延遲多于95微秒的后回波的偽信號，所述延遲多于95微秒的后回波作為更少延遲的后回波出現(xiàn)。
圖8D描述了通過這種替代方法的消除結(jié)果以及通過基于存儲在寄存器79中的擴展倒譜的方法的消除結(jié)果。利用這些方法中的任一個，圖8D的倒譜的改進是通過消除或降低自循環(huán)倒譜產(chǎn)生的時間分量而進行的，所述循環(huán)倒譜基于沒有受到邊緣效應(yīng)、在重復(fù)PN1023序列之前的數(shù)據(jù)或在重復(fù)PN1023序列之后的DFS信號的影響的PN1023序列。因此在對延遲超過65微秒的后回波的分離的時域響應(yīng)中的這樣的影響不被以可感知的程度帶入到圖8D的循環(huán)重復(fù)的倒譜的改進中?；谠诩拇嫫?3中存儲的擴展倒譜的替代方法便利了剪除對后回波的響應(yīng)的重復(fù)和具有更小能量的延遲大于95微秒的后回波的偽信號，因為引起這些分量的后回波可以從雜波中更好地被區(qū)別。
循環(huán)重復(fù)的倒譜的周期變?yōu)樵趫D8D中沒有環(huán)繞或至少具有減少的環(huán)繞的循環(huán)重復(fù)的倒譜的半周期。這個未環(huán)繞的倒譜的一個周期提供了改進的基礎(chǔ)，在此基礎(chǔ)上，濾波系數(shù)計算機40可以計算用于信道均衡和回波抵消的濾波分量FIR濾波器33和35的濾波系數(shù)。
分布有自相關(guān)數(shù)字濾波器80、數(shù)字減法器81、數(shù)字延遲線82和擴展范圍的倒譜寄存器83的接收機設(shè)計相信是實用的。從后回波中分離的前回波比剪除更弱能量的偽后回波更重要，因為弱能量后回波容易被自適應(yīng)濾波的數(shù)據(jù)驅(qū)動方法，如判定反饋梯度方法，所抑制。后回波被自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的IIR濾波器部分消除而不略微提高濾波器響應(yīng)中的噪聲。前回波能量被自適應(yīng)濾波的FIR濾波器33部分降低，它在其響應(yīng)中以時間上更提前的更低幅度的前回波替代在它的輸入信號中的前回波。這個步驟也提高了在自適應(yīng)濾波響應(yīng)中的噪聲。將長延遲的后回波誤識別為前回波不合需要地使得自適應(yīng)濾波的FIR濾波器33部分在自適應(yīng)濾波響應(yīng)中插入偽(spurious)前回波，這個插入步驟也提高了在那個響應(yīng)中的噪聲。
更好地限定靜態(tài)回波條件的、將來自幾個數(shù)據(jù)場的匹配濾波響應(yīng)平均的接收機設(shè)計也被考慮。
特別是在能夠處理從時間最提前的前回波到時間最延遲的后回波擴展的更大的回波范圍的接收機設(shè)計中，有一個擔(dān)心在自適應(yīng)濾波中可能需要數(shù)量增加的乘法器。除了硬件上的成本，這趨向于加劇由于隨機抖動的C/N的降低。不足的均衡方法已經(jīng)被用于降低乘法器的要求和減少由于隨機抖動的C/N的降低。在這些方法中，自適應(yīng)大量延遲確定了在具有非0加權(quán)系數(shù)并因此連接到數(shù)字乘法器以提供它們的被乘數(shù)信號的自適應(yīng)濾波器的某些核心抽頭之間的不同延遲。在這樣的接收機中，從圖5的DTV接收機中的計算機49和從圖6的DTV接收機中的PN1023自相關(guān)濾波器52向計算機40提供的倒譜建立了用于分配自適應(yīng)大量延遲的基礎(chǔ)。計算機40可以被編程以分析所述倒譜來選擇時間間隔的最佳邊界，在這個時間間隔上FIR濾波器33時域核心進行擴展以抑制后回波。
圖11是改進的ATSC數(shù)字電視信號數(shù)據(jù)幀的圖，所述改進使得在它的兩個數(shù)據(jù)場的每個的結(jié)尾包括兩個額外的數(shù)據(jù)段，它們包括重復(fù)PN1023序列的開始，其被用作提供信道均衡和回波抵消的自適應(yīng)濾波的訓(xùn)練信號。在每個數(shù)據(jù)場中的初始的第一數(shù)據(jù)段不同于由A/53規(guī)定的，改進之處在于PN511序列被省略，并且三重PN63序列的至少一部分被省略。重復(fù)PN1023序列結(jié)束在因此騰出的初始數(shù)據(jù)段的部分。重復(fù)PN1023序列可以是圖1A和1B中所示的被截短版本，在它的結(jié)束端被縮短。在截短的重復(fù)PN1023序列中的1將仍然對應(yīng)于在數(shù)字電視信號中的+5載波調(diào)制值，在截短的重復(fù)PN1023序列中的0仍然對應(yīng)于-5載波調(diào)制值。
圖12A、12B和12C描述了按照本發(fā)明廣播的圖11的DTV信號中前一個數(shù)據(jù)幀的偶數(shù)數(shù)據(jù)場的第313、314和315數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。12D和12E圖解了在當(dāng)前數(shù)據(jù)幀中的接續(xù)奇數(shù)數(shù)據(jù)場的初始和第二數(shù)據(jù)場的碼元內(nèi)容。圖12F、12G和12H描述了接續(xù)的奇數(shù)數(shù)據(jù)場的第313、314和315數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。圖12I和12J圖解了在下一個數(shù)據(jù)幀的偶數(shù)數(shù)據(jù)段的初始和第二數(shù)據(jù)段的碼元內(nèi)容。
數(shù)據(jù)場的第2到第313個數(shù)據(jù)段可以與在A/53中規(guī)定的那些相同。當(dāng)前幀的奇數(shù)場的第3到第312個數(shù)據(jù)段——它們出現(xiàn)在圖12E所示的第二數(shù)據(jù)段的結(jié)尾和圖12F中所示的第313個數(shù)據(jù)段的開始之間的時間間隔中——為了節(jié)省附圖被從附圖中省略。
結(jié)束每個數(shù)據(jù)場的第314和315個數(shù)據(jù)段包括2368重復(fù)PN1023序列ECR信號的第一1664個碼元，它繼續(xù)到后續(xù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段。圖12B和12C示出了在重復(fù)PN1023序列ECR信號的第一1664個碼元，它們被插入到在圖12D、12E、12F、12G和12H中描述的當(dāng)前數(shù)據(jù)幀之前的數(shù)據(jù)幀的偶數(shù)數(shù)據(jù)場的第314和315數(shù)據(jù)段。圖12G和12H示出了插入到當(dāng)前數(shù)據(jù)幀的奇數(shù)數(shù)據(jù)場的第314和315數(shù)據(jù)段中的重復(fù)PN1023序列ECR信號的第一1664個碼元。每個數(shù)據(jù)場的第314和315數(shù)據(jù)段的數(shù)據(jù)段同步(DSS)信號被并入到在那些數(shù)據(jù)段期間發(fā)送的重復(fù)PN1023序列ECR信號中。圖12D和12I中描述的在后續(xù)場的初始數(shù)據(jù)段的開始處的DSS信號也是如此。
圖12B、12C和12D的重復(fù)PN1023序列在8-VSB信號中的-5和+5調(diào)制電平之間變化，就象A/53指定的這樣的調(diào)制電平一樣。圖12G、12H和12I的重復(fù)PN1023序列也在-5和+5調(diào)制電平之間變化。對于重復(fù)PN1023序列的這些調(diào)制電平便利了4碼元DSS序列被并入這些重復(fù)PN1023序列中。
圖12D所示的奇數(shù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段和圖12I所示的后續(xù)偶數(shù)數(shù)據(jù)場的初始數(shù)據(jù)段，每個都以并入到2368碼元重復(fù)PN1023序列之一的一部分中的4碼元數(shù)據(jù)段同步(DSS)序列開始，后面跟隨著那個序列的結(jié)束的700個碼元。重復(fù)PN1023序列的結(jié)尾跟隨著一個24碼元模式碼以及結(jié)束所述數(shù)據(jù)段的104碼元保留部分。
因為對于圖12A、12B、12C、12D、12E、12F、12G、12H、12I和12J的信號，每個數(shù)據(jù)場僅僅有315個數(shù)據(jù)段而不是每個數(shù)據(jù)場316個數(shù)據(jù)段，因此用于這個信號的發(fā)射機與圖4的發(fā)射機有所不同。除了在一般定時中的改變之外，用于這個每場315個數(shù)據(jù)段的信號的發(fā)射機將不包括用于存儲PN511和三重PN63序列的ROM13?？梢砸詫υ跀?shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計領(lǐng)域中的一個普通技術(shù)人員顯而易見的方式來處理DFS組合器12、用于插入DFS信號的復(fù)用器11和用于插入訓(xùn)練信號的復(fù)用器17的定時?？梢砸詫υ跀?shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計領(lǐng)域中的一個普通技術(shù)人員顯而易見的方式來處理對產(chǎn)生重復(fù)PN1023訓(xùn)練信號的ROM18的尋址。
對于圖12A、12B、12C、12D、12E、12F、12G、12H、12I和12J的每數(shù)據(jù)場315個數(shù)據(jù)段的信號的接收機與圖3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L的每數(shù)據(jù)場316個數(shù)據(jù)段的信號的接收機有所不同。圖5的接收機部分改進了門43的定時以便從由用于計算DFT功率譜的計算機44使用的每個訓(xùn)練信號中選擇重復(fù)PN1023序列的一個周期。圖6的接收機部分改進了復(fù)用器50的定時以便從施加到移位寄存器51以在整個接續(xù)的數(shù)據(jù)場中循環(huán)的每個訓(xùn)練信號中選擇重復(fù)PN1023序列的一個周期。在圖5和圖6的接收機部分中需要進行的將倒譜施加到濾波系數(shù)計算機52的過程中的最小改進。
圖7的接收機部分將相對于同步信號提取電路57、以及接收機時鐘和定時電路58進行改進。與DSS信號的提取有關(guān)的同步信號提取電路57的部分保持不變，但是與DFS信號的提取有關(guān)的部分必須被改變，因為A/53標(biāo)準(zhǔn)的PN51序列和三重PN63序列不再能被獲得。數(shù)據(jù)場同步信號可以響應(yīng)于例如在晚于DSS序列的出現(xiàn)的預(yù)定時間在基帶DTV信號中特定相位的PN1023序列的一個周期的出現(xiàn)而被產(chǎn)生。接收機時鐘和定時電路58被改進使得包括一個計數(shù)器，它計數(shù)數(shù)據(jù)段，對每315個數(shù)據(jù)段，由改進的同步信號提取電路57產(chǎn)生的數(shù)據(jù)場同步信號來復(fù)位數(shù)據(jù)段的計數(shù)。
圖3A、3B、3C、3D、3E、3F、3G、3H、3I、3J、3K和3L的每場316個數(shù)據(jù)段的信號的一種變化形式是將重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號開始于在每個數(shù)據(jù)場的第314個數(shù)據(jù)段中的28個碼元出現(xiàn)時間之后，以便允許24個碼元的發(fā)送，它在網(wǎng)格編碼于訓(xùn)練信號開始時被停止之前以一組在網(wǎng)格解碼器中的標(biāo)準(zhǔn)狀態(tài)終止網(wǎng)格編碼格子。網(wǎng)格編碼隨后從在每個數(shù)據(jù)場的第二個數(shù)據(jù)段中的這組標(biāo)準(zhǔn)狀態(tài)重新開始，并且在第一數(shù)據(jù)段的結(jié)尾不包括12個碼元的前置編碼。如果這個變化形式被發(fā)送，則圖4的發(fā)射機被改進以省略用于在先的數(shù)據(jù)場的第313個數(shù)據(jù)段的最后12個碼元的暫時存儲器10，并且改進DFS信號組合器12。并且進行規(guī)定以終止僅僅在每個數(shù)據(jù)場的第314個數(shù)據(jù)段的第101個碼元之前的網(wǎng)格編碼格子。由在位于發(fā)射機的網(wǎng)格解碼器中的第313個數(shù)據(jù)段的結(jié)尾處存儲的所述格子狀態(tài)來尋址的只讀存儲器可以用于例如終止網(wǎng)格編碼格子。在定時網(wǎng)格解碼器中的變化對在數(shù)字通信系統(tǒng)設(shè)計領(lǐng)域中的一個普通技術(shù)人員是顯而易見的。
對于圖12A、12B、12C、12D、12E、12F、12G、12H、12I和12J的每數(shù)據(jù)場315個數(shù)據(jù)段的信號的一種變化形式也是可能的，所述變化形式將重復(fù)PN1023序列訓(xùn)練信號開始于每個數(shù)據(jù)場的第314個數(shù)據(jù)段中的28個碼元出現(xiàn)時間之后，以便允許碼元的發(fā)送，它在網(wǎng)格編碼在訓(xùn)練信號開始時被不連續(xù)之前以一組在網(wǎng)格解碼器中的標(biāo)準(zhǔn)狀態(tài)終止網(wǎng)格編碼格子。
在本發(fā)明的另一個訓(xùn)練信號具體化方面，重復(fù)PN1023序列的開始可以被延期幾個碼元出現(xiàn)時間，以容納包含宣告重復(fù)PN1023序列的后續(xù)到達(dá)的、規(guī)定的報警(annunciator)序列。
產(chǎn)業(yè)上的應(yīng)用在前面的應(yīng)用中所述的訓(xùn)練信號便利了在DTV接收機中的自適應(yīng)均衡以補償在經(jīng)由有線傳輸和經(jīng)由衛(wèi)星傳輸?shù)腄TV信號以及經(jīng)由地面通過空中廣播接收的DTV信號中的缺點。
權(quán)利要求
1.一種構(gòu)造一串連續(xù)數(shù)據(jù)場中的每個數(shù)據(jù)場的方法，所述數(shù)據(jù)場在向其中具有自適應(yīng)均衡和回波抑制濾波的至少一個接收機進行數(shù)字電視廣播時使用，所述方法包括步驟將每個所述數(shù)據(jù)場劃分為持續(xù)時間相等的指定數(shù)量的連續(xù)數(shù)據(jù)段，每個數(shù)據(jù)段包括指定數(shù)量的多調(diào)制電平碼元；以及每個數(shù)據(jù)段以公共類型的相應(yīng)的數(shù)據(jù)段同步序列開始，所述數(shù)據(jù)段同步序列包括在所述多調(diào)制電平碼元中使用的第一和第二調(diào)制電平的碼元；所述方法被改進以進一步包括步驟在每個數(shù)據(jù)場的第一部分中的連續(xù)數(shù)據(jù)段內(nèi)包括指定數(shù)量的多于一個連續(xù)周期的由所述第一和所述第二調(diào)制電平的碼元組成的特定偽隨機噪聲序列、一個完整周期的具有長于每個所述數(shù)據(jù)段的持續(xù)時間的持續(xù)時間的所述特定偽隨機噪聲序列、和所述連續(xù)周期的包括至少一個所述公共類型的所述數(shù)據(jù)段同步序列的所述特定偽隨機噪聲序列。
2.按照權(quán)利要求1的方法，其中所述指定數(shù)量的多于一個連續(xù)周期的特定偽隨機噪聲序列的數(shù)量至少是兩個。
3.按照權(quán)利要求1的方法，其中所述特定偽隨機噪聲序列是PN1023序列。
4.一種用于按照權(quán)利要求3的方法廣播的數(shù)字電視信號的發(fā)射機。
5.一種用于按照權(quán)利要求3的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；門電路，用于從由所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路還原的數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值；DFT接收機裝置，用于計算1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的功率譜的離散傅立葉變換；用于產(chǎn)生離散傅立葉變換的電路，它通過下列系數(shù)(quotient)使得實際發(fā)送信道特性化所述DFT計算機裝置計算的1023碼元出現(xiàn)時間的所述對應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的所述功率譜的離散傅立葉變換的每個項，以及指示一個理想的傳輸信道對所述訓(xùn)練信號的響應(yīng)的離散傅立葉變換的對應(yīng)項；離散傅立葉逆變換的電路，用于計算使得所述實際發(fā)送信道特性化的所述離散傅立葉變換的離散傅立葉逆變換；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而進行自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述傅立葉逆變換。
6.一種用于按照權(quán)利要求3的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于從來自所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值，所述匹配濾波裝置對于1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的每個，執(zhí)行周期的PN1023自相關(guān)濾波，以便產(chǎn)生一個倒譜，它使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而進行自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述倒譜。
7.一種用于按照權(quán)利要求3的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；直接分量抑制濾波器，連接來從所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收的所述數(shù)字化基帶廣播信號數(shù)字電視信號作為它的輸入信號，所述直接分量抑制濾波器連接來向所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號提供一個響應(yīng)，它抑制任何直接分量，所述直接分量歸因于對伴隨著為接收而選擇的所述射頻廣播電視數(shù)字信號的導(dǎo)頻載波的檢測；非循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于對所述直接分量抑制濾波器的響應(yīng)執(zhí)行PN1023自相關(guān)濾波，以便提供匹配的濾波器響應(yīng)；梳狀濾波器，連接來接收所述匹配濾波響應(yīng)作為它的輸入信號和提供一個梳狀濾波器響應(yīng)，所述梳狀濾波器響應(yīng)差分地組合所述匹配濾波器響應(yīng)與被延遲1023碼元出現(xiàn)時間的它本身，所述梳狀濾波器響應(yīng)包括一個擴展的倒譜，使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化，所述擴展的倒譜響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生；擴展倒譜寄存器，連接來從所述梳狀濾波器響應(yīng)選擇響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生的倒譜，以便暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而進行自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述擴展的倒譜。
8.一種用于按照權(quán)利要求3的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；門電路，用于從由所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路還原的數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值；DFT計算機裝置，用于計算1023碼元出現(xiàn)時間的所述對應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的功率譜的離散傅立葉變換；用于產(chǎn)生離散傅立葉變換的電路，它通過下列系數(shù)使得實際發(fā)送信道特性化所述DFT計算機裝置計算的1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的所述功率譜的離散傅立葉變換的每個項，以及指示一個理想的傳輸信道對所述訓(xùn)練信號的響應(yīng)的離散傅立葉變換的對應(yīng)項；離散傅立葉逆變換的電路，用于計算使得所述實際發(fā)送信道特性化的所述離散傅立葉變換的離散傅立葉逆變換；直接分量抑制濾波器，連接來從所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號作為它的輸入信號，所述直接分量抑制濾波器連接來向所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號提供一個響應(yīng)，它抑制任何直接分量，所述直接分量歸因于對伴隨著為接收而選擇的所述射頻廣播電視數(shù)字信號的導(dǎo)頻載波的檢測；非循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于對所述直接分量抑制濾波器的響應(yīng)執(zhí)行PN1023自相關(guān)濾波，以便提供匹配濾波器響應(yīng)；梳狀濾波器，連接來接收所述匹配濾波器響應(yīng)作為它的輸入信號和提供一個梳狀濾波器響應(yīng)，所述梳狀濾波器響應(yīng)差分地組合所述匹配濾波器響應(yīng)與被延遲1023碼元出現(xiàn)時間的它本身，所述梳狀濾波器響應(yīng)包括擴展的倒譜，使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化，所述擴展的倒譜之一響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生；擴展倒譜寄存器，連接來從所述梳狀濾波器響應(yīng)選擇響應(yīng)于每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生的擴展倒譜，以便暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中；計算機，其中使得所述實際發(fā)送信道特性化的所述離散傅立葉變換的傅立葉逆變換的周期重復(fù)被產(chǎn)生，并被按照暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中的擴展倒譜而被剪除，以產(chǎn)生沒有環(huán)繞的信道脈沖響應(yīng)；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而被自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播信號電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于沒有環(huán)繞的所述信道脈沖響應(yīng)。
9.一種用于按照權(quán)利要求3的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于從來自所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值，所述匹配濾波裝置對于1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的每個執(zhí)行周期的PN1023自相關(guān)濾波，以便產(chǎn)生一個倒譜，它使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化；直接分量抑制濾波器，連接來從所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號作為它的輸入信號，所述直接分量抑制濾波器連接來向所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號提供一個響應(yīng)，它抑制任何直接分量，所述直接分量歸因于對伴隨著為接收而選擇的所述射頻廣播電視數(shù)字信號的導(dǎo)頻載波的檢測；非循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于對所述直接分量抑制濾波器的響應(yīng)執(zhí)行PN1023自相關(guān)濾波，以便提供匹配濾波器響應(yīng)；梳狀濾波器，連接來接收所述匹配濾波器響應(yīng)作為它的輸入信號和提供一個梳狀濾波器響應(yīng)，所述梳狀濾波器響應(yīng)差分地組合所述匹配濾波器響應(yīng)與被延遲1023碼元出現(xiàn)時間的它本身，所述梳狀濾波器響應(yīng)包括擴展的倒譜，使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化，所述擴展的倒譜之一響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生；擴展倒譜寄存器，連接來從所述梳狀濾波器響應(yīng)選擇響應(yīng)于每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生的擴展倒譜，以便暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中；計算機，其中使得由所述循環(huán)類型的匹配濾波裝置產(chǎn)生的倒譜的循環(huán)重復(fù)被產(chǎn)生，并被按照暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中的擴展倒譜而被剪除，以產(chǎn)生沒有環(huán)繞的信道脈沖響應(yīng)；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而被自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播信號電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于沒有環(huán)繞的所述信道脈沖響應(yīng)。
10.按照權(quán)利要求1的方法，其中所述特定偽隨機噪聲序列是一個PN1023序列，還包括步驟對數(shù)據(jù)進行前向糾錯編碼，以產(chǎn)生前向糾錯編碼的數(shù)據(jù)；卷積交織所述前向糾錯編碼數(shù)據(jù)，以產(chǎn)生卷積交織的前向糾錯編碼數(shù)據(jù)；以及處理所述卷積交織的前向糾錯編碼數(shù)據(jù)，以便包括在每個所述數(shù)據(jù)場的指定第二部分內(nèi)的連續(xù)數(shù)據(jù)段中。
11.一種用于按照權(quán)利要求10的方法廣播的數(shù)字電視信號的發(fā)射機。
12.一種用于按照權(quán)利要求10的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；門電路，用于從由所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路還原的數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值；DFT計算機裝置，用于計算1023碼元出現(xiàn)時間的所述對應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的功率譜的離散傅立葉變換；用于產(chǎn)生離散傅立葉變換的電路，它通過下列系數(shù)使得實際發(fā)送信道特性化所述DFT計算機裝置計算的1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的所述功率譜的離散傅立葉變換的每個項，以及指示一個理想的傳輸信道對所述訓(xùn)練信號的響應(yīng)的離散傅立葉變換的對應(yīng)項；離散傅立葉逆變換的電路，用于計算使得所述實際發(fā)送信道特性化的所述離散傅立葉變換的離散傅立葉逆變換；自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而被自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播信號電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述傅立葉逆變換；碼元解碼器，用于解碼所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的響應(yīng)以還原交織的數(shù)據(jù)；卷積去交織器，連接用于去交織由所述碼元解碼器還原的交織數(shù)據(jù)以產(chǎn)生去交織數(shù)據(jù)的分組；差錯檢測和糾正電路，連接來用于檢測在去交織數(shù)據(jù)的所述分組中的每個中的任何差錯，所述差錯檢測和糾正電路連接來提供去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯；數(shù)據(jù)去隨機化器，連接來用于從所述差錯檢測和糾正電路接收去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯，所述數(shù)據(jù)去隨機化器還連接來用于通過以指定的去隨機化的信號異或所述去隨機化的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號；以及分組分類器，連接來用于在多個輸出信號的每個中提供從所述數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號中分類的一個組的特定可識別數(shù)據(jù)分組，以響應(yīng)于一個分組識別信號，所述分組識別信號用于未被所述差錯檢測和糾正電路剩余在差錯中的其中的每個數(shù)據(jù)分組。
13.一種用于按照權(quán)利要求10的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于從來自所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值，所述匹配濾波裝置對于1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的每個執(zhí)行周期的PN1023自相關(guān)濾波，以便產(chǎn)生一個倒譜，它使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化；自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而被自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播信號電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述倒譜；碼元解碼器，用于解碼所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的響應(yīng)以還原交織的數(shù)據(jù)；卷積去交織器，連接用于去交織由所述碼元解碼器還原的交織數(shù)據(jù)以產(chǎn)生去交織數(shù)據(jù)的分組；差錯檢測和糾正電路，連接來用于檢測在去交織數(shù)據(jù)的所述分組中的每個中的任何差錯，所述差錯檢測和糾正電路連接來提供去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯；數(shù)據(jù)去隨機化器，連接來用于從所述差錯檢測和糾正電路接收去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯，所述數(shù)據(jù)去隨機化器還連接來用于通過以指定的去隨機化的信號異或所述去隨機化的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號；以及分組分類器，連接來用于在多個輸出信號的每個中提供從所述數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號中分類的一個組的特定可識別數(shù)據(jù)分組，以響應(yīng)于一個分組識別信號，所述分組識別信號用于未被所述差錯檢測和糾正電路剩余在差錯中的其中的每個數(shù)據(jù)分組。
14.一種用于按照權(quán)利要求10的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；直接分量抑制濾波器，連接來從所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號作為它的輸入信號，所述直接分量抑制濾波器連接來向所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號提供一個響應(yīng)，它抑制任何直接分量，所述直接分量歸因于對伴隨著為接收而選擇的所述射頻廣播電視數(shù)字信號的導(dǎo)頻載波的檢測；非循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于對所述直接分量抑制濾波器的響應(yīng)執(zhí)行PN1023自相關(guān)濾波，以便提供匹配濾波器響應(yīng)；梳狀濾波器，連接來接收所述匹配濾波響應(yīng)作為它的輸入信號和提供一個梳狀濾波器響應(yīng)，所述梳狀濾波器響應(yīng)差分地組合所述匹配濾波器響應(yīng)與被延遲1023碼元出現(xiàn)時間的它本身，所述梳狀濾波器響應(yīng)包括一個擴展的倒譜，使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化，所述擴展的倒譜響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生；擴展倒譜寄存器，連接來從所述梳狀濾波器響應(yīng)選擇響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生的倒譜，以便暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而進行自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述擴展的倒譜；碼元解碼器，用于解碼所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的響應(yīng)以還原交織的數(shù)據(jù)；卷積去交織器，連接用于去交織由所述碼元解碼器還原的交織數(shù)據(jù)以產(chǎn)生去交織數(shù)據(jù)的分組；差錯檢測和糾正電路，連接來用于檢測在去交織數(shù)據(jù)的所述分組中的每個中的任何差錯，所述差錯檢測和糾正電路連接來提供去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯；數(shù)據(jù)去隨機化器，連接來用于從所述差錯檢測和糾正電路接收去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯，所述數(shù)據(jù)去隨機化器還連接來用于通過以指定的去隨機化的信號異或所述去隨機化的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號；以及分組分類器，連接來用于在多個輸出信號的每個中提供從所述數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號中分類的一個組的特定可識別數(shù)據(jù)分組，以響應(yīng)于一個分組識別信號，所述分組識別信號用于未被所述差錯檢測和糾正電路剩余在差錯中的其中的每個數(shù)據(jù)分組。
15.一種按照權(quán)利要求10的方法，其中處理所述卷積交織的前向糾錯編碼數(shù)據(jù)以便包括在每個所述數(shù)據(jù)場的指定第一部分內(nèi)的連續(xù)數(shù)據(jù)段中的所述步驟包括子步驟網(wǎng)格編碼所述卷積交織的前向糾錯編碼數(shù)據(jù)以產(chǎn)生網(wǎng)格編碼的數(shù)據(jù)；和在每個所述數(shù)據(jù)場的所述指定的第二部分內(nèi)的數(shù)據(jù)段中分配(apportion)所述網(wǎng)格編碼的數(shù)據(jù)。
16.一種用于按照權(quán)利要求15的方法廣播的數(shù)字電視信號的發(fā)射機。
17.一種用于按照權(quán)利要求15的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；門電路，用于從由所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路還原的數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值；DFT計算機裝置，用于計算1023碼元出現(xiàn)時間的所述對應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的功率譜的離散傅立葉變換；用于產(chǎn)生離散傅立葉變換的電路，它通過下列系數(shù)使得實際發(fā)送信道特性化所述DFT計算機裝置計算的1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的所述功率譜的離散傅立葉變換的每個項，以及指示一個理想的傳輸信道對所述訓(xùn)練信號的響應(yīng)的離散傅立葉變換的對應(yīng)項；離散傅立葉逆變換的電路，用于計算使得所述實際發(fā)送信道特性化的所述離散傅立葉變換的離散傅立葉逆變換；自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而被自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播信號電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述傅立葉逆變換；網(wǎng)格解碼器，用于解碼所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的響應(yīng)以還原交織的數(shù)據(jù)；卷積去交織器，連接用于去交織由所述碼元解碼器還原的交織數(shù)據(jù)以產(chǎn)生去交織數(shù)據(jù)的分組；差錯檢測和糾正電路，連接來用于檢測在去交織數(shù)據(jù)的所述分組中的每個中的任何差錯，所述差錯檢測和糾正電路連接來提供去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯；數(shù)據(jù)去隨機化器，連接來用于從所述差錯檢測和糾正電路接收去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯，所述數(shù)據(jù)去隨機化器還連接來用于通過以指定的去隨機化的信號異或所述去隨機化的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號；以及分組分類器，連接來用于在多個輸出信號的每個中提供從所述數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號中分類的一個組的特定可識別數(shù)據(jù)分組，以響應(yīng)于一個分組識別信號，所述分組識別信號用于未被所述差錯檢測和糾正電路剩余在差錯中的其中的每個數(shù)據(jù)分組。
18.一種用于按照權(quán)利要求15的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于從來自所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號中的所述訓(xùn)練信號的每次出現(xiàn)中選擇1023碼元出現(xiàn)時間的相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值，所述匹配濾波裝置對于1023碼元出現(xiàn)時間的所述相應(yīng)的一組連續(xù)數(shù)字樣值的每個執(zhí)行周期的PN1023自相關(guān)濾波，以便產(chǎn)生一個倒譜，它使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化；自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而被自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播信號電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述倒譜；網(wǎng)格解碼器，用于解碼所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的響應(yīng)以還原交織的數(shù)據(jù)；卷積去交織器，連接用于去交織由所述碼元解碼器還原的交織數(shù)據(jù)以產(chǎn)生去交織數(shù)據(jù)的分組；差錯檢測和糾正電路，連接來用于檢測在去交織數(shù)據(jù)的所述分組中的每個中的任何差錯，所述差錯檢測和糾正電路連接來提供去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯；數(shù)據(jù)去隨機化器，連接來用于從所述差錯檢測和糾正電路接收去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯，所述數(shù)據(jù)去隨機化器還連接來用于通過以指定的去隨機化的信號異或所述去隨機化的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號；以及分組分類器，連接來用于在多個輸出信號的每個中提供從所述數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號中分類的一個組的特定可識別數(shù)據(jù)分組，以響應(yīng)于一個分組識別信號，所述分組識別信號用于未被所述差錯檢測和糾正電路剩余在差錯中的其中的每個數(shù)據(jù)分組。
19.一種用于按照權(quán)利要求15的方法廣播的數(shù)字電視信號的接收機，所述接收機包括前端電路，響應(yīng)于為接收而選擇的射頻廣播數(shù)字電視信號，提供放大的中頻信號；解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，用于從所述放大的中頻信號還原數(shù)字化的基帶廣播數(shù)字電視信號，所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路被連接來從所述前端電路接收所述放大的中頻信號；直接分量抑制濾波器，連接來從所述解調(diào)器和模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收的所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號作為它的輸入信號，所述直接分量抑制濾波器連接來向所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號提供一個響應(yīng)，它抑制任何直接分量，所述直接分量歸因于對伴隨著為接收而選擇的所述射頻廣播電視數(shù)字信號的導(dǎo)頻載波的檢測；非循環(huán)類型的匹配濾波裝置，連接用于對所述直接分量抑制濾波器的響應(yīng)執(zhí)行PN1023自相關(guān)濾波，以便提供匹配濾波器響應(yīng)；梳狀濾波器，連接來接收所述匹配濾波響應(yīng)作為它的輸入信號和提供一個梳狀濾波器響應(yīng)，所述梳狀濾波器響應(yīng)差分地組合所述匹配濾波器響應(yīng)與被延遲1023碼元出現(xiàn)時間的它本身，所述梳狀濾波器響應(yīng)包括一個擴展的倒譜，使得用于數(shù)字電視信號的到所述接收機的發(fā)送信道特性化，所述擴展的倒譜響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生；擴展倒譜寄存器，連接來從所述梳狀濾波器響應(yīng)選擇響應(yīng)于在每個數(shù)據(jù)場中的所述PN1023序列的連續(xù)周期而產(chǎn)生的倒譜，以便暫時存儲在所述擴展倒譜寄存器中；以及自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器，連接用于以通過調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)而進行自適應(yīng)的響應(yīng)，來響應(yīng)所述數(shù)字化基帶廣播數(shù)字電視信號，其中所述調(diào)節(jié)所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波器的加權(quán)系數(shù)是響應(yīng)于所述擴展的倒譜；網(wǎng)格解碼器，用于解碼所述自適應(yīng)信道均衡和回波抵消濾波的響應(yīng)以還原交織的數(shù)據(jù)；卷積去交織器，連接用于去交織由所述碼元解碼器還原的交織數(shù)據(jù)以產(chǎn)生去交織數(shù)據(jù)的分組；差錯檢測和糾正電路，連接來用于檢測在去交織數(shù)據(jù)的所述分組中的每個中的任何差錯，所述差錯檢測和糾正電路連接來提供去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯；數(shù)據(jù)去隨機化器，連接來用于從所述差錯檢測和糾正電路接收去交織數(shù)據(jù)的所述分組，其中具有少于指定數(shù)量的差錯的所述分組的每個已經(jīng)被糾錯，所述數(shù)據(jù)去隨機化器還連接來用于通過以指定的去隨機化的信號異或所述去隨機化的數(shù)據(jù)而產(chǎn)生數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號；以及分組分類器，連接來用于在多個輸出信號的每個中提供從所述數(shù)據(jù)去隨機化器輸出信號中分類的一個組的特定可識別數(shù)據(jù)分組，以響應(yīng)于一個分組識別信號，所述分組識別信號用于未被所述差錯檢測和糾正電路剩余在差錯中的其中的每個數(shù)據(jù)分組。
全文摘要
具有大約每秒10.76百萬采樣的碼元率的氣空中發(fā)送的DTV信號中包括回波抵消基準(zhǔn)(ECR)信號，其中每個ECR信號包括或必要地包含一個具有波特率碼元的重復(fù)PN1023序列，這個重復(fù)PN1023序列包括多個連續(xù)數(shù)據(jù)段同步信號。用于這些DTV信號的接收機響應(yīng)于這些ECR信號而產(chǎn)生對于用于信道均衡和回波抑制的自適應(yīng)濾波器的初始加權(quán)系數(shù)。所述初始加權(quán)系數(shù)是通過DFT方法或利用一個PN1023自相關(guān)匹配濾波器從自重復(fù)PN1023序列ECR信號中提取的倒譜中計算的。
文檔編號H04N5/44GK1440618SQ01812164
公開日2003年9月3日 申請日期2001年7月11日 優(yōu)先權(quán)日2000年7月11日
發(fā)明者艾倫·L·R·林伯格, 詹姆斯·D·麥克唐納, 錢德拉坎特·B·帕特爾 申請人:三星電子株式會社