專(zhuān)利名稱(chēng)：擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中對(duì)前向功率控制Eb/Nt估計(jì)的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總的來(lái)說(shuō)涉及無(wú)線(xiàn)通信，具體地說(shuō)，本發(fā)明涉及碼分多址(CDMA)無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中的改善的功率監(jiān)視。
背景技術(shù)：
在由擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中的基站發(fā)射的每一個(gè)數(shù)據(jù)信號(hào)中使用的相對(duì)功率要求響應(yīng)由每一個(gè)遠(yuǎn)程單元發(fā)射的信息來(lái)進(jìn)行控制。提供這種控制的主要原音是因?yàn)樵谀承┪恢弥?，通常前向信道鏈路可能不好。除非增加發(fā)射到不好的遠(yuǎn)程單元的功率，信號(hào)質(zhì)量可變得不可接受。因此，必須控制輸出功率以確保在基站接收到的足夠的信號(hào)強(qiáng)度，且維持良好質(zhì)量的音頻，同時(shí)使?jié)撛诟蓴_最小。
此外，由于在每一小區(qū)中重用CDMA寬帶信道，由相同小區(qū)中的其它用戶(hù)引起的自身干擾和由其它小區(qū)中的用戶(hù)引起的干擾是對(duì)系統(tǒng)容量的一個(gè)限制因素。而且，來(lái)自相鄰基站的干擾可能不象來(lái)自激活的基站的干擾的情況那樣隨來(lái)自激活的基站的信號(hào)衰落。由于衰落和其它的信道損傷，當(dāng)用于用戶(hù)的信噪比(SNR)平均來(lái)說(shuō)處于需要支持“可接受的”信道性能的最小點(diǎn)上時(shí)，獲得最大的容量。在這些情形之下，遠(yuǎn)程單元可要求來(lái)自激活的基站的附加信號(hào)功率以獲得足夠性能。
通信系統(tǒng)采用功率控制方法是公知的，該方法控制遠(yuǎn)程單元的發(fā)射能量。擴(kuò)頻系統(tǒng)中的功率控制起兩個(gè)主要作用。首先，由于通常以相同頻率發(fā)射擴(kuò)頻系統(tǒng)中的每一個(gè)遠(yuǎn)程單元信號(hào)，與接收的信號(hào)相關(guān)的大多數(shù)的噪聲(即，與每噪聲密度的比特能量成反比，也就是Eb/N0，被定義為每信息比特的能量對(duì)噪聲頻譜密度的比率)可以用于其它的遠(yuǎn)程單元發(fā)射。噪聲的幅度直接與其它的遠(yuǎn)程單元的每一個(gè)的發(fā)射的接收的信號(hào)功率相關(guān)。因此，有利于遠(yuǎn)程單元以低功率電平進(jìn)行發(fā)射。其次，最好是以基站用大約相同的功率電平來(lái)接收發(fā)射的方式來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整所有遠(yuǎn)程單元的功率。
移動(dòng)站發(fā)射器的動(dòng)態(tài)功率控制包括兩個(gè)部分移動(dòng)站的發(fā)射功率的開(kāi)環(huán)估計(jì)，和由基站進(jìn)行的對(duì)這種估計(jì)中的錯(cuò)誤的閉環(huán)校正。在開(kāi)環(huán)功率控制中，每一個(gè)移動(dòng)站估計(jì)在分配的CDMA頻率信道上的總的接收功率。根據(jù)由基站提供的測(cè)量值和校正，調(diào)整移動(dòng)站的發(fā)射功率來(lái)匹配估計(jì)的路徑損失，以達(dá)到基站的預(yù)定電平。前向和反向信道中的不同，諸如相反的衰減可能由于在移動(dòng)站的接收和發(fā)射特征中的頻率不同和不匹配而發(fā)生。移動(dòng)站進(jìn)行這種估計(jì)是不容易的。每一個(gè)移動(dòng)站用移動(dòng)站提供的閉環(huán)功率控制信息、經(jīng)插入到每一個(gè)前向業(yè)務(wù)信道中的低速率數(shù)據(jù)來(lái)校正它的發(fā)射功率。在調(diào)度情況下，利用用于響應(yīng)通信單元要求的請(qǐng)求的基站的前向功率控制方案，基站增加和減少在基站和移動(dòng)通信單元之間的出站功率?；就ㄟ^(guò)監(jiān)視每一個(gè)移動(dòng)站的CDMA信道質(zhì)量，導(dǎo)出校正信息，將該測(cè)量值與閾值進(jìn)行比較，且根據(jù)比較結(jié)果來(lái)請(qǐng)求增加或降低。


圖1說(shuō)明每一個(gè)指針(finger)的固定點(diǎn)RAKE接收機(jī)實(shí)現(xiàn)；圖2說(shuō)明推薦的用于內(nèi)環(huán)前向功率控制的方法，用專(zhuān)用集成電路(ASIC)實(shí)現(xiàn)；圖3說(shuō)明用于可變幀速率的每一個(gè)指針的Eb估計(jì)；圖4說(shuō)明用于固定幀速率的每一個(gè)指針的Eb估計(jì)；圖5說(shuō)明使用1抽頭的高通濾波器、用于噪聲功率估計(jì)的固定點(diǎn)實(shí)現(xiàn)；圖6是示出在推薦的方法和用于Eb/Nt估計(jì)的導(dǎo)頻權(quán)重及導(dǎo)頻解旋轉(zhuǎn)(derotated)PCB之間的性能比較的曲線(xiàn)圖；和圖7和圖8是示出在無(wú)功率控制和用前向功率控制的推薦方法之間的性能比較的曲線(xiàn)圖。
具體實(shí)施例方式
用最小的硬件可以實(shí)現(xiàn)用于CDMA2000移動(dòng)站中的內(nèi)環(huán)前向功率控制的總的Eb/Nt估計(jì)的計(jì)算，最小的硬件利用用于CDMA2000移動(dòng)站的內(nèi)環(huán)前向功率控制的Eb/Nt估計(jì)的方法和裝置。這種方案在RAKE組合器之前，利用不旋轉(zhuǎn)的業(yè)務(wù)碼元，例如在組合器前的導(dǎo)頻加權(quán)的業(yè)務(wù)碼元來(lái)執(zhí)行總的Eb/Nt估計(jì)。在組合器中，將來(lái)自多個(gè)通路的對(duì)齊時(shí)間和導(dǎo)頻加權(quán)的業(yè)務(wù)碼元相加起來(lái)。因此，減少了50％的硬件量，從15K門(mén)減少到7K門(mén)。這里，為前向業(yè)務(wù)信導(dǎo)的每一個(gè)RAKE指針的Eb/Nt估計(jì)是這樣進(jìn)行的在可變速率幀的情況下，使用Eb估計(jì)的不旋轉(zhuǎn)的反向PCB碼元，和使用在每一個(gè)用于噪聲功率估計(jì)的RAKE指針的64個(gè)芯片上集成的導(dǎo)頻碼元；在固定速率情況下，使用Eb估計(jì)的不旋轉(zhuǎn)的前向PCB碼元來(lái)進(jìn)行，和使用在每一個(gè)用于噪聲功率估計(jì)的RAKE指針的64個(gè)芯片上集成的導(dǎo)頻碼元。在計(jì)算Eb/Nt之前，根據(jù)業(yè)務(wù)沃爾什(Walsh)長(zhǎng)度來(lái)依比例決定(scaled)估計(jì)的噪聲功率。
現(xiàn)有的CDMA過(guò)渡標(biāo)準(zhǔn)(下述的IS-95)是由電信工業(yè)協(xié)會(huì)(TIA)和電子工業(yè)協(xié)會(huì)(EIA)開(kāi)發(fā)的。在IS-95中，當(dāng)小于全速率的發(fā)射速率被利用時(shí)，發(fā)射不連續(xù)的(脈沖形)信號(hào)。該信號(hào)被分成邏輯幀，該幀長(zhǎng)度為20ms(毫秒)。這些幀被劃分成16個(gè)較小的部分(或時(shí)隙)，它們被稱(chēng)為功率控制組?；窘庹{(diào)器估計(jì)從移動(dòng)站接收的每一個(gè)功率控制組的能量。
在CDMA2000中，移動(dòng)站需要支持用于前向鏈路業(yè)務(wù)信道功率控制的內(nèi)部和外部功率控制環(huán)路。移動(dòng)站(MS)的外部功率控制環(huán)路估計(jì)目標(biāo)Eb/Nt給定值，該值被要求來(lái)獲得在每一個(gè)分配的前向業(yè)務(wù)信道上的目標(biāo)幀錯(cuò)誤率(FER)。內(nèi)部功率控制環(huán)路將已接收的前向業(yè)務(wù)信道的估計(jì)的Eb/Nt與相應(yīng)的目標(biāo)Eb/Nt給定值進(jìn)行比較。這就確定了要在反向功率控制子信道上發(fā)送給基站的功率控制比特的值。
移動(dòng)站的反向功率控制子信道支持用于前向業(yè)務(wù)信道功率控制的內(nèi)部功率控制環(huán)路和外部功率控制環(huán)路。外部功率控制環(huán)路根據(jù)Eb/Nt來(lái)估計(jì)給定值，以獲得在每一個(gè)分配的前向業(yè)務(wù)信道上的目標(biāo)幀錯(cuò)誤率(FER)。通過(guò)內(nèi)部環(huán)路隱式地或者通過(guò)信令消息顯示地將這些給定值傳送給基站。給定值之間的差異幫助基站為不具有內(nèi)部環(huán)路的前向業(yè)務(wù)信道導(dǎo)出合適的發(fā)射電平。內(nèi)部功率控制環(huán)路將接收到的前向業(yè)務(wù)信道的Eb/Nt與相應(yīng)的外部功率控制環(huán)路給定值進(jìn)行比較，以確定將在反向功率控制子信道上被傳送給基站的功率控制比特的值。移動(dòng)站應(yīng)當(dāng)根據(jù)基站的命令來(lái)在反向功率控制子信道上發(fā)射擦除指示比特(EIB)和質(zhì)量指示比特(QIB)。
在可變數(shù)據(jù)速率的情況下，將穿孔的(punctured)反向鏈路功率控制比特(在前向鏈路上發(fā)射)用于Eb估計(jì)。在固定數(shù)據(jù)速率的情況下，對(duì)在功率組內(nèi)的所有業(yè)務(wù)比特執(zhí)行業(yè)務(wù)Eb估計(jì)。從公共導(dǎo)頻信道中計(jì)算出噪聲(Nt)。在我們的方案中，在每一個(gè)單獨(dú)的RAKE指針中進(jìn)行Eb和Nt估計(jì)。它們被組合用于總的Eb和Nt估計(jì)。下面結(jié)合圖1介紹簡(jiǎn)化的RAKE接收器。給出了相對(duì)于沒(méi)有功率控制的推薦的方法的比較仿真結(jié)果。圖1中公開(kāi)的簡(jiǎn)化移動(dòng)站RAKE接收器用于推薦的方案。
在系統(tǒng)10的前端，對(duì)于所有的三個(gè)結(jié)構(gòu)，模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器12(ADC)是公共的。在圖1中示出典型的指針RAKE結(jié)構(gòu)。在多指針rake結(jié)構(gòu)中，提供了兩級(jí)結(jié)構(gòu)。例如，如圖1所示，具有三個(gè)(3)多通路，一個(gè)三-指針rake結(jié)構(gòu)，三個(gè)兩級(jí)結(jié)構(gòu)。所有的三個(gè)指針，A、B、C塊，形成了用于所有的三個(gè)指針的公共點(diǎn)以形成三-指針或三多通路組合器。每一個(gè)RAKE指針輸入被提供給數(shù)字混頻器14，用于乘以一個(gè)復(fù)數(shù)因子以分開(kāi)業(yè)務(wù)(T)和導(dǎo)頻(P)信號(hào)。Walsh函數(shù)在混頻器16對(duì)業(yè)務(wù)信號(hào)進(jìn)行操作，且求和器18集成N個(gè)碼片輸入信號(hào)。類(lèi)似地，在上面介紹的實(shí)施例中，導(dǎo)頻通路提供了在64個(gè)碼片的求和20。如下面詳細(xì)的介紹，對(duì)于業(yè)務(wù)(T)通路，量化器22輸出數(shù)據(jù)碼元26(QT)作為量化的業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)，并且在量化器24生成導(dǎo)頻(P)信號(hào)，量化器24輸出導(dǎo)頻碼元28(QP)。信道估計(jì)器30對(duì)導(dǎo)頻碼元28進(jìn)行操作，其后跟有一個(gè)復(fù)數(shù)共軛函數(shù)32，以在量化器之前，在36處，將導(dǎo)頻和經(jīng)過(guò)延遲34的業(yè)務(wù)通路相乘。
參見(jiàn)圖1，輸入C將輸入40提供給系統(tǒng)10的組合器，其可稱(chēng)為Finger_i，例如Finger_1。參見(jiàn)圖2，提供了另一種結(jié)構(gòu)用于Finger_2，等等。從RAKE 10中抽取出QT(22，26′，28″)，用于Eb能量計(jì)算42，44和46(1至N)。這些輸出送到環(huán)形緩沖器(未示出)，且在環(huán)形緩沖器中，所有的指針，指針1，2，...N，或者它們的碼元被相加。在相加之后，測(cè)量Eb。如下面所述，每一個(gè)RAKE組合器輸出40為在接收器處生成的功率控制碼元的三個(gè)復(fù)制碼元發(fā)送功率控制碼元，因?yàn)閺幕镜绞殖衷O(shè)備的多通路具有(例如)三個(gè)多通路。因此，為了找出總的能量是多大，組合在C處的所有碼元，并且測(cè)量組合的碼元。
如結(jié)合圖2進(jìn)行的介紹，將來(lái)自前向環(huán)路控制的組合能量或組合碼元輸出作為一個(gè)二進(jìn)制碼元62。這代表在將來(lái)自不同的多通路的所有碼元相加之后進(jìn)行測(cè)量組合的能量的最佳方式。
通常，在輸入C后，在所有的多個(gè)指針被組合后，導(dǎo)出Eb/Nt，其是最佳的，但是考慮到硬件，是復(fù)雜的措施。然而，已經(jīng)發(fā)現(xiàn)在點(diǎn)C處獲得Eb相對(duì)不太復(fù)雜，但是如下所述，復(fù)雜度是有兩個(gè)通路，一個(gè)通路稱(chēng)為導(dǎo)頻通路的QP 28，另一個(gè)通路是稱(chēng)為業(yè)務(wù)通路的QT26，也就是數(shù)據(jù)碼元和導(dǎo)頻碼元。數(shù)據(jù)碼元的能量是所關(guān)心的，因此在結(jié)合36處將兩個(gè)通路相乘之后，導(dǎo)頻碼元被與數(shù)據(jù)碼元相乘。在業(yè)務(wù)通路上的碼元能量QT是所關(guān)心的，因此，在點(diǎn)P1，信號(hào)被乘以QT和QP。然而，由于P本身是所關(guān)心的，例如在Finger_i，用于多通路的QT的能量和T塊是所希望的，T塊代表被相互相加的所有多通路，即用它們的相應(yīng)導(dǎo)頻通路相乘。
因?yàn)橄Ｍミ@些導(dǎo)頻乘法，并且為了將每一個(gè)多通路或每一個(gè)指針的噪聲乘以它的相應(yīng)導(dǎo)頻通路，考慮到噪聲的計(jì)算，將Eb除以Nt的導(dǎo)頻加權(quán)總的表示很復(fù)雜的硬件。缺省時(shí)，Eb乘以導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，但是在每一個(gè)指針中的噪聲也需要被乘以它們的相應(yīng)導(dǎo)頻通路。
因此，在將這些業(yè)務(wù)碼元乘以導(dǎo)頻碼元之前，可以在QT點(diǎn)處為每一個(gè)多通路捕獲業(yè)務(wù)信號(hào)，不需使用導(dǎo)頻數(shù)據(jù)。因此，因?yàn)闃I(yè)務(wù)和導(dǎo)頻信號(hào)用與信道相同的相位，例如來(lái)自將DC常數(shù)乘以每一個(gè)點(diǎn)的jω的基站的直流(DC)常數(shù)進(jìn)行旋轉(zhuǎn)，可能丟失一些精度，點(diǎn)jω被用具有隨時(shí)間改變的幅度的旋轉(zhuǎn)角度表示。因此，在接收器端，在業(yè)務(wù)和導(dǎo)頻上生成正弦波形。然后，導(dǎo)頻通路要求獲得正弦波形的復(fù)共軛，并且將其乘以正弦波形自身，以從接收器中獲得DC常數(shù)幅度。這也是公知的解旋轉(zhuǎn)，以除去在信道中引入到基站的信道中的相位旋轉(zhuǎn)。因此，通過(guò)不將業(yè)務(wù)信號(hào)乘以導(dǎo)頻碼元的復(fù)共軛，通過(guò)旋轉(zhuǎn)降低了用于業(yè)務(wù)信號(hào)的、從基站發(fā)出的實(shí)際碼元。然而，由于在業(yè)務(wù)信號(hào)中使用的相對(duì)短的碼元集成不應(yīng)當(dāng)影響功率的計(jì)算，發(fā)現(xiàn)有很少的實(shí)際旋轉(zhuǎn)。因此，盡管旋轉(zhuǎn)，如果在用導(dǎo)頻旋轉(zhuǎn)后，在QT點(diǎn)發(fā)現(xiàn)業(yè)務(wù)信號(hào)，這就需要丟棄。但是作為回報(bào)，實(shí)現(xiàn)了在15000個(gè)門(mén)中節(jié)省了7000個(gè)門(mén)。
參見(jiàn)圖6，縱軸示出了(例如)-17.5dB，其表示比被加權(quán)的導(dǎo)頻信號(hào)多出0.6dB，以獲得相同的錯(cuò)誤率，也就是具有相同速度的1％速率。因此，系統(tǒng)執(zhí)行比需要多出0.6dB的信號(hào)放大。因此，對(duì)于相同的性能，要求比最佳值多于0.6dB的較高的Eb/Nt來(lái)接收相同的速率，但是這是可以被忽略的。
前向功率控制實(shí)現(xiàn)中，為總的 計(jì)算內(nèi)環(huán)功率估計(jì)，其對(duì)Eb估計(jì)使用不旋轉(zhuǎn)的業(yè)務(wù)碼元，對(duì)Nt估計(jì)使用導(dǎo)頻碼元。這是每1.25ms比較 (給定值)，以請(qǐng)求增加功率或者減少來(lái)自基站的業(yè)務(wù)信道。為每一個(gè)指針組合各個(gè) i＝1，2，...，N，我們得到總的 式中Eb和噪聲估計(jì)參數(shù)將在下文中詳述。
Eb1Nt1+Eb2Nt2+······EbNNtN≤≥EbtargetNt]]>公式(1)通過(guò)重新排列公式1，我們可以根據(jù)SNR計(jì)算將用于不旋轉(zhuǎn)的PCB的Eb估計(jì)寫(xiě)為Eb1Πi≠1NNti+Eb2Πi≠2NNti+······EBNΠi=1N-1NtN≤≥EbtargetNtΠi=1NNti]]>公式(2)利用公式(2)，在專(zhuān)用集成電路(ASIC)中與圖2一起實(shí)現(xiàn)的推薦的簡(jiǎn)化內(nèi)環(huán)功率控制算法僅僅使用乘法器50，52，54和56，以及加法器58，60，還有后面的用于比特?cái)?shù)據(jù)確定的門(mén)限器62。從圖1的電路提供作為量化的業(yè)務(wù)和導(dǎo)頻碼元的輸入QT和QP。在每一幀的末端，象結(jié)合前向鏈路功率控制仿真所討論的一樣，更新 由于多通路信號(hào)通過(guò)不同的通路到達(dá)，它們的幅度和相位在接收點(diǎn)處獨(dú)立地變化。具體地說(shuō)，由于信道的特征隨移動(dòng)站的移動(dòng)而波動(dòng)，在移動(dòng)信道中發(fā)生衰減。當(dāng)一個(gè)信號(hào)不是沿一個(gè)而是多個(gè)通路到達(dá)接收端時(shí)，可發(fā)生多路徑散射，使得接收端聽(tīng)到很多具有不同的隨機(jī)變化的延遲和幅度。因此，當(dāng)在CDMA系統(tǒng)中出現(xiàn)多通路時(shí)間散射時(shí)，接收器接收發(fā)射碼元的多個(gè)版本的組合信號(hào)，發(fā)射碼元已經(jīng)沿具有比一個(gè)碼元周期小的相對(duì)時(shí)間延遲的不同通路(稱(chēng)為“射線(xiàn)(ray)”)傳播。在碼元周期后接收的每一個(gè)ray(也就是，如果由反射引起的時(shí)間延遲超過(guò)了一個(gè)碼元周期)出現(xiàn)作為不相關(guān)的干擾信號(hào)，其減少通信系統(tǒng)的總?cè)萘俊榱俗罴训貦z測(cè)發(fā)射的碼元(比特)，接收的測(cè)試信號(hào)必須被組合。通常，這是由RAKE接收器完成的，這樣命名RAKE接收器是因?yàn)樗八阉鳌绷怂械亩嗤酚绊憽?br> RAKE接收器使用分集組合的形式來(lái)從各個(gè)接收的信號(hào)通路(也就是不同的信號(hào)ray)收集信號(hào)能量。分集提供了冗余的通信信道，因此當(dāng)一些信道衰減時(shí)，仍然可能通過(guò)不衰減的信道來(lái)通信。接收到的無(wú)線(xiàn)信號(hào)是這樣解調(diào)的，例如，將其與余弦和正弦波形進(jìn)行混頻，并且在RF接收器1中對(duì)該信號(hào)進(jìn)行濾波，從而產(chǎn)生I和Q采樣值。CDMA RAKE接收器通過(guò)利用相關(guān)方法來(lái)單獨(dú)地檢測(cè)回波信號(hào)并且將它們進(jìn)行代數(shù)相加(具有相同符號(hào))來(lái)抗擊衰減。進(jìn)而，為了避免碼元間干擾，在各個(gè)檢測(cè)到的回波之間插入合適的時(shí)間延遲，使得它們?cè)俅瓮健?br> 當(dāng)前的移動(dòng)站實(shí)現(xiàn)使用“指針鎖(finger lock)”機(jī)制來(lái)從判定邏輯中排除出不可靠的功率控制信號(hào)。用合適的加權(quán)將在RAKE抽頭處的輸出組合起來(lái)。通過(guò)將具有顯著能量的RAKE抽頭輸出進(jìn)行合適的加權(quán)和組合使接收的信號(hào)對(duì)噪聲和干擾的比率最大，接收器搜索較早的Ray。在RAKE接收器的每一個(gè)指針上，將解調(diào)的信號(hào)能量與閾值進(jìn)行比較，該閾值表示要求來(lái)可靠地使用來(lái)自該指針的功率控制的最小能量。
通過(guò)延遲線(xiàn)傳送在不同時(shí)間延遲上的接收信號(hào)的特征序列(signature sequence)的相關(guān)值，延遲線(xiàn)是在期望的時(shí)間延遲(dt)、接收的回波間的期望的時(shí)間處抽頭出來(lái)的。
通常，RAKE接收器裝置進(jìn)行工作以檢測(cè)來(lái)自多通路的信號(hào)的偽噪聲(PN)碼的相位，它們?cè)谙鄳?yīng)的獨(dú)立解調(diào)器中，通過(guò)利用作為對(duì)應(yīng)多個(gè)通路的接收器的多個(gè)解調(diào)指針，被分別地解調(diào)。在解調(diào)之后從接收器獲得的結(jié)果被在組合器中耦合在一起，以抽出希望的定時(shí)信息和解調(diào)數(shù)據(jù)。
再次參見(jiàn)圖1，說(shuō)明了這種RAKE接收裝置的常規(guī)結(jié)構(gòu)，有多個(gè)解調(diào)指針和后處理組合器(適于抽取出解調(diào)數(shù)據(jù)、定時(shí)信息和頻率信息)。根據(jù)操作的結(jié)果，解調(diào)指針執(zhí)行它們的解調(diào)操作。解調(diào)指針?lè)謩e地解調(diào)與之相關(guān)的信號(hào)。組合器將在解調(diào)指針中分別執(zhí)行的調(diào)制操作的結(jié)果，從而抽取出要求的數(shù)據(jù)和定時(shí)信息。
對(duì)于可變幀速率，僅僅使用在前向業(yè)務(wù)信道中穿孔的反向功率控制比特來(lái)獲得業(yè)務(wù)Eb估計(jì)。在固定速率的情況下，在所有的業(yè)務(wù)比特上執(zhí)行Eb估計(jì)。
在圖3和圖4中分別地實(shí)現(xiàn)用于可變和固定速率幀的Eb估計(jì)。
利用在圖5中示出的1-抽頭高通濾波器70來(lái)實(shí)現(xiàn)噪聲功率估計(jì)。在這種方法中，在72處，將延遲的導(dǎo)頻碼元從其本身中減去，以計(jì)算噪聲功率，例如E{|n(k)|2}=1NΣk=1N|n(k)|2]]>公式(3)式中，n(k)＝y(tǒng)(k)-x(k-delay) 公式(4)delay＝1，帶有一個(gè)(1)碼元復(fù)數(shù)延遲塊74的導(dǎo)頻碼元持續(xù)。
在導(dǎo)頻的64個(gè)碼片上計(jì)算Nt，而在Walsh長(zhǎng)度上計(jì)算業(yè)務(wù)的Eb(對(duì)于128個(gè)碼片，Nchip＝8，16，32，64)。這是用在每一個(gè)功率控制組(PCG)中的集成/轉(zhuǎn)儲(chǔ)(dump)累加器76來(lái)完成的。因此，在78處，在導(dǎo)頻信道上的噪聲計(jì)算執(zhí)行換算，使得正確的Eb/Nt被計(jì)算為EbtrafNt=EbPCBtraf_NchipNt·1Nchip64]]>公式(5)用下面的參數(shù)和假設(shè)獲得用于前向鏈路功率控制的仿真結(jié)果
最大業(yè)務(wù)信道發(fā)射Ec/Ior＝-4dB最小業(yè)務(wù)信道發(fā)射Ec/Ior＝-32dB內(nèi)環(huán)功率控制步長(zhǎng)＝0.5dB外環(huán)功率控制步長(zhǎng)＝0.5dB外環(huán)功率控制向下步長(zhǎng)＝STEP_DOWN=STEP_UP[1TARGET_FER-1]]]>公式(6)對(duì)于第n個(gè)PCG移動(dòng)站測(cè)量，基站將改變加到第(n+2)個(gè)PCG。
Nt測(cè)量值是基于整個(gè)功率組上的導(dǎo)頻碼元的。
以與全速率業(yè)務(wù)相同的功率電平來(lái)發(fā)射PC比特。
反向功率控制比特(PCB)錯(cuò)誤被設(shè)為1％。
如圖6所示，基于內(nèi)環(huán)功率控制的Eb/Nt估計(jì)方法的加權(quán)導(dǎo)頻的性能比推薦的方法好0.6dB。
對(duì)于1-通路和2-通路瑞利信道，在圖7和8中分別給出推薦的方法和現(xiàn)在功率控制系統(tǒng)的性能比較。
從圖6可見(jiàn)，使用在組合器之后的加權(quán)導(dǎo)頻的PCB碼元的Eb/Nt估計(jì)比推薦的估計(jì)好0.6dB。然而，硬件比推薦的方法要復(fù)雜。
在慢的移動(dòng)速度中，推薦的前向功率控制方法對(duì)于1-通路和2-通路瑞利信道分別提供了多于5dB和1dB的性能提高。在較高的移動(dòng)速度中，當(dāng)前向功率控制方法被使用時(shí)，降低了系統(tǒng)性能。
盡管上面已經(jīng)介紹了實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員將理解，所介紹的本發(fā)明可應(yīng)用到所介紹的實(shí)施例之外。因此，希望包括這種替換、修改和變化的本發(fā)明的范圍應(yīng)當(dāng)由權(quán)利要求書(shū)限定。
權(quán)利要求
1.一種用于為擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中的前向功率控制估計(jì)每噪聲密度的比特能量的裝置，該裝置包括RAKE接收器前端，其從各個(gè)多通路信號(hào)輸入的導(dǎo)頻碼元信息中分離出業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)碼元，以提供業(yè)務(wù)通路和導(dǎo)頻通路；所述業(yè)務(wù)通路中的第一集成器，用于計(jì)算數(shù)據(jù)碼元比特能量；所述導(dǎo)頻通路中的第二集成器，用于計(jì)算噪聲密度；和估計(jì)器，采用前向功率控制算法，使用所述第一集成器計(jì)算的數(shù)據(jù)碼元比特能量作為從業(yè)務(wù)通路獲得的不旋轉(zhuǎn)的功率控制比特，以與所述第二集成器從導(dǎo)頻通路計(jì)算的噪聲密度進(jìn)行比較，以提供每噪聲密度的比特能量的估計(jì)。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中，在Walshe長(zhǎng)度上計(jì)算業(yè)務(wù)通路的比特能量。
3.如權(quán)利要求1所述的裝置，包括在所述第一集成器的輸出處的第一量化器，用于確定業(yè)務(wù)通路中的數(shù)據(jù)碼元值。
4.如權(quán)利要求1所述的裝置，包括在所述第二集成器的輸出處的第二量化器，用于確定導(dǎo)頻通路中的導(dǎo)頻碼元值。
5.如權(quán)利要求4所述的裝置，進(jìn)一步包括在所述第二量化器之后的導(dǎo)頻通路中的信道估計(jì)器。
6.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中所述估計(jì)器在各個(gè)多通路信號(hào)輸入的每一個(gè)指針上執(zhí)行前向功率控制算法，以確定功率控制比特。
7.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中，在可變速率幀的情況下，對(duì)于Eb估計(jì)，用不旋轉(zhuǎn)的功率控制比特碼元來(lái)執(zhí)行每噪聲密度的比特能量的估計(jì)。
8.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中，在固定速率幀的情況下，對(duì)于Eb估計(jì)，用不旋轉(zhuǎn)的前向業(yè)務(wù)碼元來(lái)執(zhí)行用于前向業(yè)務(wù)信道的每噪聲密度的比特能量的估計(jì)。
9.如權(quán)利要求2所述的裝置，利用在每個(gè)指針的64個(gè)碼片上集成的導(dǎo)頻碼元來(lái)為前向業(yè)務(wù)信導(dǎo)執(zhí)行每噪聲密度的比特能量估計(jì)，估計(jì)的噪聲功率被根據(jù)在計(jì)算每噪聲密度比特能量之前的業(yè)務(wù)Walsh長(zhǎng)度來(lái)依比例決定。
10.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中，在采用相對(duì)基于Eb/Nt估計(jì)的加權(quán)導(dǎo)頻的性能的前向功率控制算法的估計(jì)器的硬件實(shí)現(xiàn)中，所述估計(jì)器獲得了大約0.6dB的內(nèi)環(huán)功率控制，其最佳寬度是得到大約50％的較少門(mén)。
11.一種用于為擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中的前向功率控制而估計(jì)每噪聲密度的比特能量的方法，該方法包括對(duì)于各個(gè)多通路信號(hào)輸入，用RAKE接收器前端從導(dǎo)頻碼元信息中分離出業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)碼元，以提供業(yè)務(wù)通路和導(dǎo)頻通路；集成所述業(yè)務(wù)通路以獲得數(shù)據(jù)碼元比特能量；集成所述導(dǎo)頻通路以獲得噪聲密度；和用前向功率控制估計(jì)，使用所述數(shù)據(jù)碼元比特能量作為從業(yè)務(wù)通路獲得的不旋轉(zhuǎn)的功率控制比特，以與來(lái)自所述導(dǎo)頻通路的噪聲密度進(jìn)行比較，以提供每噪聲密度的比特能量的估計(jì)。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種擴(kuò)頻通信CDMA系統(tǒng)，其中，功率控制減輕了接收的信號(hào)由于瑞利衰減而產(chǎn)生的波動(dòng)，因此獲得最佳的系統(tǒng)(10)容量。介紹了用于CDMA2000手持設(shè)備的內(nèi)環(huán)(26)快速前向功率控制算法的方法和硬件實(shí)現(xiàn)(42)。使用用于CDMA2000移動(dòng)站中的內(nèi)環(huán)(26)前向功率控制的Eb/Nt估計(jì)的實(shí)現(xiàn)的方法和裝置(42)，獲得了仿真結(jié)果示出的良好性能和簡(jiǎn)單的專(zhuān)用集成電路(ASIC)實(shí)現(xiàn)。IS－95A系統(tǒng)(10)為前向鏈路(26)采用慢的功率控制方案。在CDMA2000系統(tǒng)(10)中，為快速前向功率控制機(jī)制引入功率控制子信道。
文檔編號(hào)H04B7/005GK1630997SQ01818548
公開(kāi)日2005年6月22日 申請(qǐng)日期2001年11月6日 優(yōu)先權(quán)日2000年11月8日
發(fā)明者阿卜杜勒卡迪爾·丁克, 阿帕那·胡吉卡 申請(qǐng)人:摩托羅拉公司