專利名稱：：只建立在導(dǎo)頻符號上的傳輸信道最佳估量方法及相應(yīng)的估量器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明的目的是一種僅僅建立在導(dǎo)頻符號上的傳輸信道最佳估量方法及一種相應(yīng)的估量器。該發(fā)明找到了其在無線電通信方面的應(yīng)用，尤其是OFDM型[1]、[2]、[3](正交頻分多路復(fù)用或“OrthogonalFreguencyDivisionMultiplexing”)，或AMRT型(時分多址)或AMRC型(碼分多址)多路接入及調(diào)制技術(shù)的無線電通信。本發(fā)明也可應(yīng)用到如下的一些系統(tǒng)其中有HIPERLANII，OFDM的DAB[2]及DVB-T[3]，AMRT的IRIDIUM(注冊商標)及ICO，AMRC的UMTS及CDMA-2000?，F(xiàn)有的一些數(shù)字通信系統(tǒng)可以分成主要三類-OFDM多路載波系統(tǒng)，其中采用了HIPERLANII、DAB及VDB-T系統(tǒng)的情況；-時分多址系統(tǒng)(AMRT)其中采用了陸地?zé)o線電通信用的GSM及DECT系統(tǒng)以及衛(wèi)星無線電通信用的IRIDIUM(注冊商標)及ICO系統(tǒng)；-一些常規(guī)系統(tǒng)AMRC，例如采用了陸地?zé)o線電通信用的IS’95、UMTS及CDMA-2000系統(tǒng)以及衛(wèi)星適時無線電通信用的系統(tǒng)GLOBALSTAR(注冊商標)。在所有這些系統(tǒng)中，與識別傳輸信道特性相連系的接收問題的解決是較方便地利用了引入導(dǎo)頻符號(或參照符號)或引入預(yù)先由每個接收機已知的公用導(dǎo)頻信道。后面的說明主要突出強調(diào)了多路載波系統(tǒng)OFDM，但是本發(fā)明也可應(yīng)用到一些單載波系統(tǒng)，即如下系統(tǒng)-采用非頻率選擇性或低頻率選擇性傳輸信道的傳統(tǒng)連續(xù)傳輸系統(tǒng)，-采用非頻率選擇性或低頻率選擇性傳輸信道的無頻率跳躍AMRT傳輸系統(tǒng)，-采用非頻率選擇性或低頻率選擇性傳輸信道的有頻率跳躍AMRT傳輸系統(tǒng)，-采用選頻或非選頻性傳輸信道的AMRC傳輸系統(tǒng)，以及-采用頻率選擇性及時間選擇性很高的傳輸信道的OFDM傳輸系統(tǒng)。-在所有這些情況下，發(fā)射信號及接收信號的模型化總是對應(yīng)一種特定化情況，這將在以后的OFDM系統(tǒng)范圍內(nèi)加以介紹。屬于第一類的OFDM系統(tǒng)都使用多路載波調(diào)制，這可以讓用戶按時間-頻率規(guī)劃方案分配。它們可以在無需求助于平衡器的情況下傳輸高信息流量的信號。它們可廣泛地被利用到比如DVB-T和DAB的無線電廣播的情況下以及比如HIPERLANII的移動式無線電情況下。OFDM的基本原理就是產(chǎn)生一定數(shù)量的彼此之間是正交的窄帶信號。這些正交性特征那時由各個接收器利用，以便重新找到所傳輸?shù)南鄳?yīng)數(shù)據(jù)。系統(tǒng)OFDM的一種典型的實施采用了發(fā)射時的非連續(xù)反傅立葉變換(TFDI)并且在接收時采用了非連續(xù)傅立葉變換TFD。附圖1描述了帶有唯一傳感器的通常傳輸線路OFDM。這種線路包括一個串-并轉(zhuǎn)換電路10可接收符號A、一個非連續(xù)反傅立葉變換12的電路12、發(fā)射器14、接收器20、傅立葉變換電路22、并-串轉(zhuǎn)換器24最后還有一個判定器26可輸出已估量的符號通常的OFDM調(diào)制器利用數(shù)據(jù)塊處理數(shù)據(jù)流。它利用N個符號的序列來管理該數(shù)據(jù)流并以此實現(xiàn)反傅立葉變換。實質(zhì)上是這種變換產(chǎn)生N個副載波，每個副載波都可以傳輸初始序列中的一個符號。該數(shù)據(jù)塊也稱為OFDM符號，可包含與信道同步及估量所需要使用的導(dǎo)頻符號一樣多的數(shù)據(jù)符號。與常規(guī)的信號AMRC或AMRT情況相反，OFDM常常需要按整個時間-頻率方案分布導(dǎo)頻符號。在發(fā)射機與接收機之間進行通信時所通過的無線電移動裝置信道通常都是具有快速雷利(Rayleigh)衰落的多通道型的。這種現(xiàn)象一般是由于活動裝置的移動以及無線電波按多通道傳輸?shù)慕雍显斐傻?。它也可能是人為的由于DVB-T數(shù)字傳輸系統(tǒng)用的“1”傳輸單元所造成的(這事先就可推斷出不能實現(xiàn)模擬無線電傳輸)。接收機可裝備L個傳感器能獲得L個分集式接收支路如附圖2所示。在該圖上，接收機包括L個傳感器301、302...36L，L個傅立葉變換電路321、322...32L，L個并-串行變換器341、342...34L，L個信道估量電路361、362...36L，L個相位調(diào)整電路381、382...38L以及加法器40可輸出要估量的符號加權(quán)輸出。從接收機方面來說，解調(diào)之后，規(guī)定用于時-頻數(shù)據(jù)塊的信道能夠以時-頻矩陣的形式表示，或者是以時間-頻率-振幅空間表面形式表示。因而問題的處理是按二維空間進行的，與一維問題的TDMA相反。信道的估量是建立在使用導(dǎo)頻符號的基礎(chǔ)上。這些導(dǎo)頻符號可以直接得到每個分集式接收支路的信道對導(dǎo)頻位置的估量以便內(nèi)插或外推，這就可以估量規(guī)定用于數(shù)據(jù)符號的信道。屬于第二類的系統(tǒng)AMRT目前局限于兩種極端情況的處理頻率選擇性很強的信道(延遲展寬很大)但是沒有時間選擇性(可以忽略的多普勒延遲)以及非頻率選擇性信道但可能是很強的時間選擇性。第一種情況常常在陸地?zé)o線電通信系統(tǒng)如GSM中遇到。第二種情況則更多地在衛(wèi)星無線電通信系統(tǒng)如ICO及IRIDIUM中遇到。屬于第三類的系統(tǒng)AMRC引入了功率控制周期(PCP)的概念。由發(fā)射機傳送的信號功率在每個PCP內(nèi)保持固定不變但是可以從一個PCP變到另一個以便阻礙緩慢的衰落(這是由于在傳播空間中的損耗以及由于其它一些屏蔽效應(yīng)造成的)以及抵制由于多通道影響(時間選擇性)造成的快速衰落。AMRC系統(tǒng)的傳統(tǒng)接收機首先起到與接收信號相匹配的濾波作用。這樣得到的信號隨后對于每個由接收機保留的有意義的功率通道進行去除展開并繼續(xù)下去。接著，每個通道都在各個PCP利用導(dǎo)頻符號與同時和該通道及該PCP相結(jié)合的去除展開采樣相對比而進行估量。這種估量被用到余下的PCP中以便對每個通道的數(shù)據(jù)符號進行解調(diào)并把它們重新組合為了進行判定。這就是所說的瑞克接收機原理(英文技術(shù)術(shù)語為“RAKEreceiver”)對于終端的緩慢移動、因而也是較低的時間選擇性來說，指定PCP的通道估量可以利用接近的有限數(shù)量的PCP進行加權(quán)式增強。由接收機所考慮的信道可以很有意義地從OFDM的一個時-頻數(shù)據(jù)塊變到另一個，從AMRT的一個時間間隔變換到另一個時間間隔以及從AMRC的一個功率控制周期變到另一個功率控制周期。對于所考慮的三大類多路系統(tǒng)接口來說，這種變化主要是由于在發(fā)射機與接收機之間傳輸條件的改變而造成的。不過，對于OFDM來說，這種變化還可以提升頻率這是利用了由于使用“1”傳輸單元所引起的Tm延遲展開而人為提高的(尤其是比如在DVB-T系統(tǒng)情況下)。在OFDM情況下，信道的可變特性能夠用BdTm乘積表征，其中Bd表示多普勒展開。在一定的時間和頻率范圍內(nèi)，這個積越大，信道變化越快。在AMRT和AMRC情況下，該可變特性可用乘積BdTs表征，其中Ts表示符號的持續(xù)時間。這個乘積越大信道的時間變化越快。在本發(fā)明之前的一些接收方法都沒有達到最佳化的信道估量。這些方法滿足于該信道在導(dǎo)頻符號位置方面的估量然后利用線性內(nèi)插法使這種估量擴展到數(shù)據(jù)符號。在OFDM系統(tǒng)范圍內(nèi)通常所遇到的五種方法將在下面加以描述。這些方法在AMRT及AMRC系統(tǒng)范圍內(nèi)具有其對稱性。在第一種方法中，考慮了三種最接近數(shù)據(jù)符號的導(dǎo)頻符號，人們想在該數(shù)據(jù)符號方面估量信道。計算了通過三種導(dǎo)頻符號的平面圖并以此推導(dǎo)出在所考慮點的信道估量。甚至在遵守Nyquist抽樣定理的同時，從時-頻圖中導(dǎo)頻符號的密集度及布局位置方面來看，這種方法總是保持對信道的強變化敏感而且不能有效地減少與熱噪聲有關(guān)的影響。第二種方法利用了MMSE(“MinimumMeanSquareError”)標準的單一形式。它主要是利用信道在導(dǎo)頻符號方面的一些值求出固定不變的平面圖并且主要還在于以此推斷出影響發(fā)射數(shù)據(jù)的信道時間及頻率的固定估量。信道的這種模型化很適合于一些在每個接收數(shù)據(jù)塊方面變化很少的信道因而其乘積BdTm也相當小。然而，當信道變得更有選擇性時，平面模型化就顯示出了其局限性，因為明顯的偏斜會影響到在數(shù)據(jù)符號方面信道的估量性。第三種方法還使用了另一個MMSE標準的形式，這次采用了所求出的非固定的信道估量平面圖。這種方法因而最適合于變化較慢的信道，但是對于幾乎是固定不變的信道來說則不如第二種方法更適合。第四種方法建立在使用二維離散傅立葉變換的基礎(chǔ)上。所接收的時-頻數(shù)據(jù)塊只保留了其在數(shù)據(jù)塊中所占位置的相應(yīng)于導(dǎo)頻符號的采樣。所有其它的一些與數(shù)據(jù)符號相組合的位置都置零。二維離散傅立葉變換那時是按該改變的數(shù)據(jù)塊進行的。然后緊跟著進行二維濾波使信道空間與在多普勒-延遲面內(nèi)得到的全部信息分離開。最后對利用反向二維離散傅立葉變換所得出的數(shù)據(jù)塊集進行內(nèi)插。這種技術(shù)有人們所不希望的邊緣效應(yīng)并因而不適合小數(shù)據(jù)塊。第五種方法的構(gòu)成主要是利用其關(guān)聯(lián)矩陣的本征向量表達信道。然而，所接收的信號投影到本征向量基上不是最佳化的，因為導(dǎo)頻符號本征向量的限制未形成正交基。前三種方法適合于非常專用的傳輸情況，但完全不適合于時選及頻選信道。后兩種方法可以用在時選或頻選信道的情況下，但是對于較大值乘積BdTm來說很快就顯示出其局限性。本發(fā)明的目的恰好就是克服這些缺點。與現(xiàn)有方法不同，本發(fā)明所提出的方法是基于一種很可能是時間和/或頻率選擇性很強的信道最佳估量，它是根據(jù)其時間及頻率變化的模型化而實現(xiàn)的。這種近似法可以利用接近的數(shù)據(jù)塊式導(dǎo)頻符號甚至對于可顯著地從一個數(shù)據(jù)塊變到另一個的信道來說也沒有引入偏斜性。這種近似法因而可以采用，同時還很好地克制了信道越來越強的時間及頻率選擇性，與此同時又減少了導(dǎo)頻符號的數(shù)量或者減少該導(dǎo)頻符號的基數(shù)。本發(fā)明的目的是改進現(xiàn)有的或未來的系統(tǒng)OFDM、AMRT及AMRC的性能。這種改進是利用信道的估量最佳化而達到的，它可以明顯地提高這些系統(tǒng)的容量及轉(zhuǎn)換。該改進是利用傳統(tǒng)接收機在慢衰落情況下也是在較難很快衰落的情況下的性能最佳化而形成的。如果導(dǎo)頻符號對于AMRT及AMRC系統(tǒng)可合理地按時間分布以及對于OFDM系統(tǒng)合理地按時-頻分布則該改進還可提高。那時就可能抵制對于每個接收數(shù)據(jù)塊信道的快速時間變化(AMRT及AMRC的)或者時-頻的快速變化(OFDM的)所造成的性能下降。也可能有利地使用OFDM的鄰近數(shù)據(jù)塊、AMRT的臨近時間間隔或AMRC的功率控制周期等的導(dǎo)頻符號，都是在未引入偏斜性的信息估量中進行的。本發(fā)明的目的是改進接收信息的質(zhì)量，與此同時要采用系統(tǒng)OFDM、AMRT或AMRC的信道最佳估量方法。該方法可以利用任何方式而其導(dǎo)頻符號都引入或分布在傳輸信息流中。本發(fā)明按固定的接收質(zhì)量來說，可減少導(dǎo)頻符號的相對數(shù)量和/或冪數(shù)。該目的的達到是通過以最佳方式在信道估量中考慮任意數(shù)量的時-頻數(shù)據(jù)塊或連續(xù)時間間隔的導(dǎo)頻符號。本發(fā)明可以獨立地加以利用。它也可以有利地用于以最佳的方式使半盲迭代信道的某些算法初始化(同時使用導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號)，這些算法往往對初始條件很敏感[4]、[5]、[6]、[7]。這種技術(shù)，借助理論性能公式，也可以利用窮舉尋找方式使導(dǎo)頻符號在時-頻數(shù)據(jù)塊中的位置最佳化。更確切地說，本發(fā)明的目的是一種有關(guān)傳輸信道的最佳估量方法其中包括-接收借助所述信道的信號，該含有符號數(shù)據(jù)塊的信號或是一維時間的或一維頻率的或者是二維時間及頻率的，每個數(shù)據(jù)塊包括帶有導(dǎo)頻符號Np及數(shù)據(jù)符號ND的N個數(shù)字符號。-利用具有N個組元分量的標為R的信號向量對所接收的信號模型化，-利用帶有N個分量的乘法離散信道向量C對傳輸信道模型化，-由信號向量R推導(dǎo)出離散信道向量C的估量該方法的特征在于-對于每個傳輸數(shù)據(jù)塊，根據(jù)信號向量R，計算該限定于Np個導(dǎo)頻符號的限制向量Rp，-由乘法離散信道向量C確定限于導(dǎo)頻符號的限制向量Cp，-確定正交基它是由離散信道限制向量Cp的協(xié)方差矩陣H組成的，上述矩陣有Np個本征向量標注為Γl(l＝0，1，2，...，Np-1)，-在上述正交基中分解接收信號的限制向量Rp并得到Np個組元分量Gl，(Gl=BPl*TRP]]>取l＝0，1，...Np-1)，-把正交基展開為ND個數(shù)據(jù)符號以便得到擴展基-在計算求和的同時得到等效信道向量C的所要求的最佳估量求和公式中的Wl是Np個由1/(1+No/Γl)所確定的加權(quán)因子，其中No是噪聲離散方差。本發(fā)明還有一個目的內(nèi)容是一種估量器它包括的裝置可完成如此確定的方法功能。-圖1已描述過了，它表示的是帶有單一傳感器的普通OFDM傳輸線路；-圖2也已描述過了，它表示出一種帶有多個傳感器及L個分集式接收支路的傳統(tǒng)接收機；-圖3描述的是根據(jù)L個分集式接收支路的等效信道估量計算數(shù)據(jù)符號隨機輸出；-圖4表示按本發(fā)明所進行的系列處理可用于在一個分集式接收支路中等效信道的估量；-圖5表示出了對應(yīng)于圖8B指出的導(dǎo)頻符號位置的一些主要標準化本征值；-圖6A、6B、6C、6D表示出了對于BdTm＝(1/32)2、如圖8B上分布的導(dǎo)頻符號的擴展基的主要標準化向量的模；-圖7表示出如圖8B上分布的導(dǎo)頻符號BdTm＝(1/32)2加權(quán)因子的變化以及對于三個比值E/No的變化；-圖8A及8B表示對于BdTm＝(1/32)2及E/No＝10dB的導(dǎo)頻符號時間與頻率的最佳位置；對于圖8A來說，二元誤差概率標準是中等平均水平；對于圖8B來說則是最差的；-圖9表示出對于幾個BdTm值、對于相應(yīng)圖8B導(dǎo)頻符號分布的原有二元誤差概率的變化。下面就只在OFDM多載波調(diào)制范圍內(nèi)描述本發(fā)明。這種描述較容易延伸到其它一些AMRT或AMRC型單載波調(diào)制。不過要明確指出的是對于AMRC系統(tǒng)來說，瑞克接收機的數(shù)字輸出信號起的作用與采用非頻率選擇性獨立信道的多傳感器系統(tǒng)的輸出信號作用相同。然而，所提出的本發(fā)明探討的是多傳感器系統(tǒng)的更普遍的范圍，采用了同時進行時間及頻率選擇的信道。在此針對OFDM所描述的本發(fā)明原理主要就是利用包含在接收信號中的導(dǎo)頻符號取樣來實現(xiàn)相應(yīng)的多通路信道的最佳估量。所制備的OFDM接收機在每次可自由使用指定數(shù)量的OFDM符號時進行一個數(shù)據(jù)塊一個數(shù)據(jù)塊地處理。它只是利用導(dǎo)頻符號實現(xiàn)最佳估量。這種方法在歸納最大值(MAP)標準的意義上來說是最佳的。該方法可以較簡單地被表達出來，與此同時要利用所接收的對應(yīng)于導(dǎo)頻符號的取樣投影到擴展正交基上的適當加權(quán)。該擴展正交基是利用導(dǎo)頻符號對剩余數(shù)據(jù)符號的Karhunen-Loève正交分解延拓而得到的。這種方法可被用來比如得到僅僅基于導(dǎo)頻符號的信道估量。它也可以被用到考慮數(shù)據(jù)符號取樣的半盲迭代信道估量器的預(yù)置階段。顯然它能夠用于多傳感器系統(tǒng)但與此同時要在每個傳感器后面安置一個這樣的估量器。更確切地說，OFDM接收機工作運行的最佳化是可以得到的但要借助于使用具有唯獨基于導(dǎo)頻符號雷利衰落的多路信道估量器。估量器的最佳結(jié)構(gòu)取決于借助Karhune-Loève正交分解定理所得到的信道表達。與其它一些利用這種分解的方法相反，本發(fā)明利用了僅僅在導(dǎo)頻符號位置所考慮的信道關(guān)聯(lián)矩陣的本征向量。這就可以得到在這些導(dǎo)頻符號位置的正交向量集。這些向量然后適當?shù)財U展到數(shù)據(jù)符號，這就可以實現(xiàn)信道數(shù)據(jù)符號估量的最佳插值。這種技術(shù)也可以借助理論特性表達式，利用窮舉尋找法使得在時-頻數(shù)據(jù)塊中導(dǎo)頻符號的位置最佳化。在所列舉的實施例中，人們假設(shè)所推薦的接收機具有L個非相關(guān)分集式接收支路，采用L個有足夠間隔的傳感器(或接收天線)。該接收機一個數(shù)據(jù)塊一個數(shù)據(jù)塊地處理了在這些支路中所接收到的信號。所處理的每個數(shù)據(jù)號碼必需與OFDM系統(tǒng)的載波數(shù)無關(guān)并且可以全部或部分地考慮一個或多個OFDM符號。接收處理的數(shù)據(jù)塊形式及號碼長短是靈活的，使得能更好地適合系統(tǒng)。信道的估量對于每個分開選用的分集式接收支路來說是逐個數(shù)據(jù)塊進行的。一個數(shù)據(jù)塊是由N個能量Emn的符號amn及二維位置Pmn＝(mF，nT)符號組成的，其中F與T分別是兩個鄰近符號之間的頻率及時間間隔(對于AMRT和AMRC來說，每個符號都是用單一標注指數(shù)n標定的并且?guī)в幸痪S時間位置nT)。每個數(shù)據(jù)塊是由ND個在集SD中變址的數(shù)據(jù)符號及Np個在Sp中變址的導(dǎo)頻符號組成的。與每個由OFDM傳輸信號所表示的分集式接收支路相結(jié)合的多路信道都由于多普勒效應(yīng)及多通道的影響而出現(xiàn)時間及頻率的變化。每個通路都由同時與動體的環(huán)境及速度有關(guān)的平均功率及多普勒功率譜(SPD)來表征的。每個支路的多路信道可完全利用其時-頻自相關(guān)函數(shù)(Δf，Δt)表征，其中Δf是頻率間隔而Δt是時間間隔。作為實例，信道的時-頻自相關(guān)函數(shù)在傳統(tǒng)的多普勒譜情況下及分集式接收支路上顯示的φ(0、0)平均功率指數(shù)多強度剖面曲線情況下可由下式給出φ(Δf,Δt)=φ(0,0)J0(πBdΔt)1+j2πTmΔf′]]>式中Tm和Bd分別表示延時展開及多普勒展開而Jo(.)則表示第一類0級貝塞耳函數(shù)。每個分集式接收支路的接收信號首先利用離散傅立葉變換(TFD)解調(diào)。假定對應(yīng)于符號amn的第j個支路的接收信號寫為Rmnj=cmnjamn+Nmnj]]>式中cjmn是由符號amn表示的第j個支路的離散信道的增益因子而Njmn是離散方差No的附加復(fù)合高斯白噪聲。在同一個分集式接收支路內(nèi)的增益因子之間在時間及頻率方面是相關(guān)的。不過，屬于不同分集式接收支路的增益因子之間是非相關(guān)的。本發(fā)明的目的是估量各個分集式接收支路信道的增益因子Cjmn以及使導(dǎo)頻符號、位置(mF、nT)最佳化。為了使標記更簡便，在一維集與二維變址集S＝SDUSP之間引入變址函數(shù)δ(K)。還在一維集與相應(yīng)于僅僅導(dǎo)頻符號的二維變址集Sp之間引入變址函數(shù)δp(k)。最后，在一維集與對應(yīng)于僅僅數(shù)據(jù)符號的二維變址集SD之間引入變址函數(shù)δD(k)。設(shè)有(.)T為轉(zhuǎn)置算符。對于每個傳輸數(shù)據(jù)塊，同時引入第j個支路的匹配濾波器的輸出信號向量Rj=(Rδ(0)j,Rδ(1)j,...,Rδ(N-1)j,)T]]>以及其導(dǎo)頻符號的限制RPj=(Rδp(0)j,Rδp(1)j,...,Rδp(Np-1)j)T.]]>為了擺脫每個符號amn幅度與其變址(m，n)的相關(guān)性，引入了傳輸數(shù)據(jù)塊的標準化符號向量A＝(Aδ(0)，Aδ(1)，...，Aδ(N-1))T取Aδ(K)＝aδ(K)/|aδ(K)|。采用這些標記，就能夠按下列形式重寫所接收向量的組元分量Rδ(k)j=Cδ(k)jAδ(k)+Nδ(k)j]]>其中Cjδ(K)是等效倍增離散信道向量的第K個分量cj=(|aδ(0)|cδ(0)j,|aδ(1)|cδ(1)j,...,|aδ(N-1)|cδ(N-1)j)T.]]>為了修正，引入等效于導(dǎo)頻符號的倍增離散信道的限制向量cPj=(|aδp(0)|cδp(0)j,|aδp(1)|cδp(1)j,...,|aδp(N-1)|cδ(Np-1)j)T.]]>現(xiàn)在就力求對于每個數(shù)據(jù)塊及每個分集式接收支路有條件地按所接收限制向量Rjp，進行向量Cj的最佳估量，設(shè)有(.)*是復(fù)形共軛算符。接收機隨后計算其判定與此同時利用了復(fù)形隨機輸出ΛδD(k)=1N0Σj=0L-1RδD(k)j(C^δD(k)j)*,k=0,1,...,ND-1,]]>對于大于2的狀態(tài)數(shù)的調(diào)制(MDP4，MDP8，...，...)或者其兩個狀態(tài)調(diào)制MDP2的實數(shù)部分。在圖3上描繪了這些運算操作，其中可以看到L個支路可分別接收信號R0，...Rj，...RL-1，L個等效信道估量線路標注為361，....，36j，....，36L-1并且輸出估量L個相位調(diào)整電路380，...，38j，...38L可輸出乘積RRD(k)j(C^δD(k)j)*,]]>加法器40輸出來自L個調(diào)相電路的乘積總和并且最后還有一個標準化電路42可輸出由No得到的總和(噪聲離散方差)并輸出判斷量圖4更確切地描述了所采用的操作運算用于以最佳的方式估量每個分集式接收支路的等效信道。字母R表示所接收信號向量并且該向量被應(yīng)用到此向量對于僅僅導(dǎo)頻符號的限制電路50。因而該電路輸出標注為RP的向量。電路52把該向量投影到包括NP個標記為的向量基上。投影使得出現(xiàn)了如下分量Gl=BPl*TRp(l=0,1,...,NP-1).]]>這些Np個分量加到電路54以便重新構(gòu)成標為的信道估量向量，這是一種乘積GlBl的加權(quán)和。電路54最后輸出估量信道向量更確切地可以把E[.]標注為數(shù)學(xué)期望算符。設(shè)H=E[CPCP*T]]]>為離散信道向量C導(dǎo)頻符號的協(xié)方差限制矩陣Cp，選取如(μ，V)第i個輸入Hμv=Eδp(μ)Eδp(v)φ(Pδp(μ)-Pδp(v))]]>取μ，v＝0，1，...，Np-1。標注出是由厄密矩陣H的Np個本征向量組成的正交基。設(shè)有是Np個本征值，它們是按遞減序分類假定的，與這些本征向量相組合。這些基向量是由下面方程式確定的(除任意相外)HBPl=ΓlBPl.]]>圖5表示正交本征值Γl/E的分布，(E是對于每個發(fā)射符號所接收的平均能量)，這是對于比較大的一些值、對于導(dǎo)頻符號及公共發(fā)射能量Emn＝E的數(shù)據(jù)符號以及對于傳統(tǒng)多普勒譜和多路指數(shù)強度曲線的時間-頻率自相關(guān)函數(shù)的信道來講的?，F(xiàn)在引入對于每個數(shù)據(jù)塊數(shù)據(jù)符號的擴展正交基該擴展基完全由利用下列關(guān)系式正交基確定Blδ(k)=1ΓlΣv=0Np-1Eδ(k)Eδp(v)φ(Pδ(k)-Pδp(v))Blδp(v),k=0,1,...,N-1.]]>要注意的是，該后一個正交基的導(dǎo)頻符號限制重又得出正交基圖6A、6B、6C、和6D表示出了對于BdTm＝(1/32)2所得到擴展基的四個主向量的模。對于每個分集式接收支路來說，有條件地與所得限制向量Rp相組合的等效信道向量C的最佳估量是由下式給出的C~=Σl=0Np-1wlGlBl,]]>其中，Gl=BPl*TRP,]]>l＝0，1，...，Np-1，表示了正交基中所接收向量的限制分解Rp加權(quán)因子Wl，l＝0，1，...，Np-1，是由下式給出的wl=11+N0/Γl,]]>式中No是噪聲離散方差。圖7示出了BdTm＝(1/32)2及某些信噪比值E/No方面的主要加權(quán)因子的變化曲線(曲線71為0dB，曲線72為5dB而曲線73為10dB)。對于采用多普勒展開及弱延遲展開的傳輸信道來說，本征值Γl(l＝0，1，...，Np-1)很快遞減并且加權(quán)因子Wl除了初始項幾乎郝為零。在那種情況下估量算法可明顯地簡化與此同時只對基的幾個向量計算投影Gl=BPl*TRp]]>并且同時利用擴展基相應(yīng)向量計算信道估量的重組。更具體地說，設(shè)有Q＜Np顯性正態(tài)標準化本征值數(shù)，這些本征值與接近單位的加權(quán)因子相組合。估量器可簡便而又非常精確地計算由下式給出的的近似計算方程式C~=Σl=0Q-1wlGlBl,]]>式中僅僅系數(shù)是估計的Gl=BPl*TRp,]]>l＝0，1，...，Q-1。本發(fā)明的信道最佳估量只建立在接收數(shù)據(jù)塊導(dǎo)頻符號上的。它可以用于比如對各個分集式接收支路所進行的解調(diào)及調(diào)相。它也可以用來對幾種有關(guān)信道半盲估量的重復(fù)迭代算法進行最佳初始狀態(tài)預(yù)置，這是建立在所接收數(shù)據(jù)的各個符號上的(導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號)[4]，[5]，[6]，[7]。也可能按照調(diào)制MDP2及MDP4原始二元誤差率確定估量器的理論性能。因而就有可能利用窮舉檢測尋找法快速確定對應(yīng)于最佳性能的導(dǎo)頻符號的位置，是根據(jù)原始二元誤差率進行的。在最佳化標準中，可以利用平均的原始二元誤差率，平均值是按照數(shù)據(jù)塊所有數(shù)據(jù)符號求出的。也可以利用最差的原始二元誤差率。對于每個數(shù)據(jù)符號(k＝0，1，...，ND-1)，可引入向量Vk=(Eδp(0)EδD(k)φ(Pδp(0)-PδD(k)),...,Eδp(Np-1)EδD(k)φ(Pδp(Np-1)-PδD(k)))T]]>還引入全同矩陣I。對于L個分集式接收支路，有關(guān)aδD(K)符號的原始二元誤差率由下式明確指出PeδD(k)=12L(1-11+μk)LΣl=0L-12L-1l(1+1/μk-1/μk)l,]]>其中對于MDP2調(diào)制來說μk=φ(0,0)EδD(k)+N0Vk*T(H+N0I)-1Vk-1]]>以及對于MDP4調(diào)制來說μk=2(φ(0,0)EδD(k)+N0Vk*T(H+N0I)-1Vk)-1]]>作為實例，可以把本發(fā)明的最佳估量方法應(yīng)用到采用N＝256平方符號數(shù)據(jù)塊的OFDM系統(tǒng)。假定每個數(shù)據(jù)塊都是由NP＝16個導(dǎo)頻符號及ND＝256-16＝240數(shù)據(jù)符號組成的。我們假設(shè)傳輸信道可具有通常的多普勒譜及多強度指數(shù)曲線的時間-頻率自相關(guān)函數(shù)。人們還假定接收機可完全識別該信道的特性。圖8A和8B表示在BdTm＝(1/32)2及E/No＝10dB的每個數(shù)據(jù)塊中導(dǎo)頻符號的最佳位置。圖8A指出了對于中等平均水平的原始二元誤差概率標準所得到的結(jié)果。圖8B指出了對于最差的原始二元誤差率標準的相同結(jié)果。圖9表示出對于三個乘積值的原始二元誤差概率，曲線81的乘積BdTm＝(1/16)2，曲線82為(1＝32)2，曲線83為(1/64)2。作為對比，同一個圖還表示出了利用信道理想的識別而得出的性能曲線(曲線84)。參考文獻[1]J.A.C.Bingham，″MulticarrierModulationforDataTransmission，AnIdeaWhoseTimeHasCome″，IEEECommunicationMagazine，28，5，pp.5-14，May1990.[2]EuropeanTelecommunicationsStandardsInstitute，″DigitalBroadcastSystems；DigitalAudioBroadcasting(DAB)toMobile，PortableandFixedReceivers″，ETS3004012ndEdition.[3]EuropeanTelecommunicationsStandardsInstitute，″DigitalVideoBroadcasting(DVD)；FramingStructure，ChannelCoding，andModulationforDigitalTerrestrialTelevision″，ETS300744.[4]EPO0802656[5]FR-A-2782585[6]FR-A-2782587[7]EN9911415du13septembre1999權(quán)利要求1.傳輸信道的最佳估量方法，其中-接收借用所述信道的信號，該信號包含符號數(shù)據(jù)塊它或者是時間或頻率的一維符號數(shù)據(jù)塊，或者是時間及頻率二維數(shù)據(jù)塊，每個數(shù)據(jù)塊包含N個數(shù)字符號帶有Np個導(dǎo)頻符號和ND個數(shù)據(jù)符號，-利用標注為R具有N個組元分量的信號向量使接收信號模型化，-利用帶有N個分量的倍增離散信道向量C使傳輸信道模型化，-從信號向量R推導(dǎo)出離散信道向量C的估量該方法的特征在于-對于每個傳輸數(shù)據(jù)塊，由信號向量R，計算限定于Np個導(dǎo)頻符號的該向量的限制向量Rp，-由倍增離散信道向量C，確定限于導(dǎo)頻符號的限制向量Cp，-確定正交基它是由協(xié)方差矩陣H的Np個本征向量組成的，該矩陣是離散信道的限制向量Cp的協(xié)方差矩陣，所述矩陣有Np個本征向量標注為Γl(l＝0，1，2，...，Np-1)，-分解正交基中接收信號的限制向量Rp并且得到Np個分量Gl，(Gl=BPl*TRP]]>取l＝0，1，...，Np-1)，-把正交基擴展到ND個數(shù)據(jù)符號以便得到擴展基-得到等效信道向量C的所求最佳估量與此同時計算求和其中Wl是Np個加權(quán)因子這是由1/(1+No/Γl)確定的，式中No是噪聲離散方差。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中·在正交基內(nèi)限制向量Rp的分解運算操作中，只保留其中Q＜Np的Q個基向量Bl，對于這些向量來說相關(guān)本征向量Γl都大于一定的值，·只利用所保留的上述Q個向量Bl(l＝0，1，...Q-1)計算信道估量這就得出估量的近似值3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中信號傳輸利用了正交頻分多址的多路復(fù)用的多路接入技術(shù)(OFDM)。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中信號傳輸采用了時分多址的多路復(fù)用的多路接入技術(shù)(AMRT)。5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中信息傳輸采用了碼分多址的多路復(fù)用的多路接入技術(shù)(AMRC)。6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于；它被利用到“瑞克”類型接收機的分集式接收支路中并且可以估量每一個這種支路的傳輸信道。7.采用根據(jù)權(quán)利要求1所述方法的傳輸信道最佳估量器，包括-一種裝置用于接收借用所述信道的信號，該信號包含一些符號數(shù)據(jù)塊它或者是一維時間或頻率數(shù)據(jù)塊，或者是二維時間與頻率數(shù)據(jù)塊，每個數(shù)據(jù)塊包括帶有Np個導(dǎo)頻符號和ND個數(shù)據(jù)符號的N個數(shù)字符號，-一種裝置以便利用具有N個分量標注為R的信號向量使接收信號模型化，-一種裝置可利用有N個分量的倍增離散信道向量C使傳輸信道模型化，-一種裝置可從信號向量R推導(dǎo)出離散信道向量C的估量該估量器的特征在于它包括-一種裝置可以對于每個傳輸數(shù)據(jù)塊，利用信號向量R，計算限定于Np個導(dǎo)頻符號的該向量的限制向量Rp，-一種裝置可利用倍增離散信道向量C來確定一個限定于導(dǎo)頻符號的限制向量Cp，-一種裝置用于確定一個正交基這是由離散信道限制向量Cp的協(xié)方差矩陣H中Np個本征向量組成的，所述矩陣有Np個本征值標注為Γl(l＝0，1，2，...，Np-1)，-一種裝置用于分解所述正交集中接收信號的限制向量Rp并且得到Np個分量Gl，(Gl=BPl*TRP]]>取l＝0，1，...，Np-1)，-一種裝置可把正交集擴展到ND個數(shù)據(jù)符號以便得到擴展基-一種裝置用于計算求和其中Wl是Np個加權(quán)因子它們是由1/(1+No/Γl)確定的，這就構(gòu)成了所要求的估量。8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的估量器，其中·一種裝置可分解正交基中限制向量Rp，只保留正交集的Q個向量Bl其中Q＜Np，對于這些向量來說相關(guān)的本征值Γl都大于一定的值，·一種信道估量裝置只利用上述所保留的Q個向量Bl(l＝0，1，...，Q-1)，并且輸出估量的近似值全文摘要只建立在導(dǎo)頻符號上的傳輸信道最佳估量方法。由僅僅按導(dǎo)頻符號位置所考慮的信道關(guān)聯(lián)矩陣組成本征向量基。分解該向量基中的信道表達。把基向量擴展到指定的符號，這就可以實現(xiàn)數(shù)據(jù)符號信道估量的最佳插值。在OFDM，AMRT，AMRC系統(tǒng)方面的應(yīng)用。文檔編號H04L27/26GK1475066SQ0181876公開日2004年2月11日申請日期2001年9月13日優(yōu)先權(quán)日2000年9月14日發(fā)明者M·夏拉,E·亞夫羅特,M夏拉,蚵尢申請人:法國電訊公司