專利名稱：快速接收方法及快速接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及譬如可用于移動通信的Turbo(快速)(軟件名稱)接收方法及Turbo接收機(jī)，它對由干擾產(chǎn)生的波形失真使用Turbo編碼技術(shù)施加迭代均衡。
背景技術(shù)：
移動臺通信業(yè)務(wù)中的一個任務(wù)是如何構(gòu)成一個能在有限的頻域中以高質(zhì)量捕獲多個用戶的系統(tǒng)。作為解決該任務(wù)的措施，在該技術(shù)領(lǐng)域中公知了一種多輸入多輸出(MIMO)的系統(tǒng)。該系統(tǒng)構(gòu)成的例子表示在圖30A上，其中多個發(fā)射機(jī)S1至SN同時以同一頻率發(fā)射符號c1(i)至cN(i)，并且該發(fā)射的信號被裝有多個天線#1至#M的MIMO接收機(jī)接收。接收的信號由接收機(jī)處理，它估價來自各個發(fā)射機(jī)S1至SN的發(fā)射符號c1(i)至cN(i)及使它們分別以c1^(i)至cN^(i)傳送到輸出端子Out1至OutN。
直至現(xiàn)在，在MIMO系統(tǒng)中對MIMO接收機(jī)的特定實(shí)現(xiàn)所作出的研究還不能令人滿意。如果我們基于MLSE(最大似然估算)準(zhǔn)則試圖構(gòu)成MIMO系統(tǒng)中的MIMO接收機(jī)，用N表示發(fā)射機(jī)的數(shù)目及用Q表示每個發(fā)射機(jī)發(fā)射的電波到達(dá)MIMO接收機(jī)所經(jīng)過的多徑的數(shù)目，MIMO接收機(jī)所需的計算量將為2(Q-1)N的量級，并隨著發(fā)射機(jī)數(shù)目N及多徑數(shù)目Q的增加極大地增加。當(dāng)單個用戶信息以并行信號被發(fā)射，然后信號被接收時，各個并行信號的彼此分離需要一定計算量，該計算量隨多徑數(shù)目的增加而成指數(shù)倍增加。因此，這里本發(fā)明提出一種對于多個信道信號改進(jìn)計算效率的Turbo接收方法。以下開始描述的是用于單個用戶(單個發(fā)射機(jī))或單個信道發(fā)射信號的現(xiàn)有Turbo接收機(jī)，以用于說明需要本發(fā)明的原因。
用于單個用戶的Turbo接收機(jī)發(fā)射機(jī)及接收機(jī)的示范布局表示在圖31中。在發(fā)射機(jī)10中，信息序列c(i)在編碼器11中被編碼，編碼輸出信號在輸入到調(diào)制載波信號的調(diào)制器13前被交織器12交織(或重排列)，所產(chǎn)生的調(diào)制輸出信號被發(fā)射。發(fā)射信號通過傳輸路徑(多徑的每個信道)被接收機(jī)20接收。在接收機(jī)20中，一個軟輸入軟輸出(SISO單輸入單輸出)均衡器21執(zhí)行延時波的均衡。在均衡器21的輸入端，接收信號通常被轉(zhuǎn)換成一個基帶，并且接收的基帶信號以一個頻率被采樣，該頻率等于或大于發(fā)射信號中待轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號的信息序列的符號信號的頻率，然后被輸入到均衡器21。
并且對于單個用戶，相應(yīng)于圖30A中的N＝1，由每個接收天線#m(m＝1，2…，M)接收的輸出信號可如下地表示rm(k)＝∑q＝0Q-1hm(q)·b(k-q)+vm(k) (1)式中m代表天線序號，h為信道值(傳輸路徑脈沖響應(yīng)傳輸路徑特征)，b(k-q)表示來自一個用戶(發(fā)射機(jī)1)的發(fā)射符號，及vm(k)表示接收機(jī)20的內(nèi)部熱噪聲。天線#1至#M的所有輸出用確定式(3)的式(2)指示的矩陣表示r(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T(2)＝∑q＝0Q-1H(q)·b(k-q)+v(k) (3)式中v(k)＝[v1(k)v2(k)…vM(k)]T(4)H(q)＝[h1(q)…h(huán)M(q)]T(5)應(yīng)當(dāng)指出[]T表示一個逆矩陣?？紤]到多徑的信道數(shù)目Q，定義以下的矩陣y(k)≡[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]T(6)≡H·b(k)+n(k) (7)其中 b(k-q)＝[b(k+Q-1)b(k+Q-2)…b(k-Q+1)]T(9)n(k)＝[vT(k+Q-1)vT(k+Q-2)…vT(k)]T(10)如上面式子確定的r(k)被輸入到SISO均衡器21的輸入端，它是線性均衡器，作為均衡輸出，得到每個編碼位{b(i)}的概率等于+1至概率等于-1的概率對數(shù)似然比率(LLR)Λ1[b(k)]=logPr[b(k)=+1|y(k)]Pr[b(k)=-1|y(k)]...(11)]]>≡λ1[b(k)]+λ2p[b(k)].....(12)]]>
其中λ1[b(k)]代表供給下個解碼器24的非本征(extrinsic)信息及λ2p[b(k)]代表施加給均衡器21的先驗(yàn)信息。對數(shù)似然比率Λ1[b(k)]被傳送給減法器22，它從其中減去先驗(yàn)信息λ2[b(k)]。其結(jié)果經(jīng)過解交織器23被傳送給SISO信道解碼器24，后者如下地計算對數(shù)似然比率Λ2Λ2[b(i)]=logPr[b(i)=+1|λ1[b(i)],i=0,...,B-1]Pr[b(i)=-1|λ1[b(i)],i=0,...,B-1]...(13)]]>B幀長度≡λ2[b(i)]+λ2p[b(i)].....(14)]]>其中λ2[b(i)]代表在迭代期間作為λ2p[b(k)]施加給均衡器21的非本征信息，而λ1[b(k)]作為先驗(yàn)信息λ1p[b(i)]施加給解碼器24。在減法器25中，從Λ2[b(i)]中減去λ1[b(i)]，其結(jié)果經(jīng)過一個交織器26被傳送給均衡器21及減法器22。以此方式，重復(fù)均衡及解碼，以獲得誤碼率的改善。
為了詳細(xì)地描述前置級均衡器21，將描述施加給接收矩陣y(k)的線性濾波器響應(yīng)的計算。對于均衡器21使用先驗(yàn)信息λ2p[b(k)]來計算軟判定符號估算b′(k)=tanh[λ2P[b(k)]/2].....(15)]]>使用該估算及信道矩陣H再產(chǎn)生干擾分量或干擾分量的復(fù)制信號H·b′(k)并從接收信號中減去它們。于是，y′(k)≡y(k)-H·b′(k)(16)＝H·(b(k)-b′(k))+n(k) (17)其中，b′(k)＝[b′(k+Q-1)…0…b′(k-Q+1)]T(18)因?yàn)楦蓴_分量的復(fù)制信號H·b′(k)不會總是正確的復(fù)制信號，故干擾分量不能完全被式(16)消除。因此將根據(jù)下面指出的MMSE(最小均方誤差)技術(shù)來確定消除干擾分量任何殘余的線性濾波系數(shù)w(k)。
w(k)＝arg min‖wH(k)·y′(k)-b(k)‖2(19)其中H表示共軛置換及‖‖表示范數(shù)。將確定出w(k)，它使式(19)取最小值。
在Daryl Reynolds及Xiandong Wang的文章“用于分集信道的低復(fù)雜度Turbo均衡(Low Complexitv Turbo-Equalization for Diversity Channels)”(http/ee.tamu.edu/Reynolds)中描述了導(dǎo)出w(k)的這種方式。該技術(shù)的主要成就在于大大降低了計算量。傳統(tǒng)MLSE Turbo的計算量正比于2Q-1，而用該技術(shù)可壓減到Q3的量級?？梢钥闯觯瑆H(k)·y′代表均衡器21的輸出，及用于計算λ1[b(k)]，然后它通過解交織器23傳送給解碼器24，用于解碼計算。
為了在均衡器21中均衡，必需估算出現(xiàn)在式(1)中的信道值(傳輸路徑脈沖響應(yīng))。該估算下文稱為信道估計。該信道估算可使用例如作為一個幀的首項被發(fā)送的唯一字的已知的訓(xùn)練序列及存儲的訓(xùn)練序列的接收信號。信道估算的低精確度阻礙了均衡器21的均衡以適當(dāng)?shù)姆绞匠霈F(xiàn)。信道估算的精確度可通過增加出現(xiàn)在一幀中的訓(xùn)練序列的比例來提高，但這使所需數(shù)據(jù)的傳輸效率變差。因此希望信道估算的精確度能改善并同時降低一幀中訓(xùn)練序列的比例。
這不限制在包括MIMO的多信道傳輸信號的接收器上，同樣適合的還有如RAKE接收機(jī)之類的接收機(jī)或使用自適應(yīng)陣列天線的及其中一定的解碼結(jié)果被迭代解碼處理改善的接收機(jī)的信道估算。
所述的Turbo接收機(jī)具有以下限制-它適應(yīng)于單個用戶(單個發(fā)射機(jī))或僅一個串行發(fā)送信號。-在再產(chǎn)生干擾分量時需要信道值(矩陣H)，并且這必需在實(shí)際實(shí)施中被估算。估算誤差將引起迭代均衡的效果變差。
本發(fā)明的一個目的是通過提供Turbo接收方法及接收機(jī)來對這兩個限制進(jìn)行補(bǔ)償，因此它允許上述接收機(jī)能被擴(kuò)展到用于例如多個用戶的多個傳輸串行信號，或來自單個用戶的并行傳輸?shù)慕邮諜C(jī)。
本發(fā)明的另一目的是提供一種接收方法及接收機(jī)，其中接收信號的信道值根據(jù)接收信號及用作參考信號的已知信號來估算，使用估算的信道值來處理接收信號，并解碼該處理的信號，由此使用估算信道值的處理及解碼對同一接收信號進(jìn)行迭代，并且允許使用相對短的已知信號以高精確度來實(shí)現(xiàn)信道的估算。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了接收N個串行(N是等于或大于2的整數(shù))發(fā)送信號的Turbo接收方法。該方法包括根據(jù)M個接收信號rm(m＝1，…，M)及N個串行已知信號計算信道值hmn(q)(n＝1，…，N)，根據(jù)由解碼得到的N個串行先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]來確定軟判定發(fā)送符號b′n(k)，及使用信道值hmn(q)及軟判定發(fā)送符號b′n(k)來計算干擾分量H·B′(k)，它由被第n個發(fā)送信號本身及非第n個發(fā)送信號的發(fā)送信號產(chǎn)生的符間干擾(intersymbol interference)如下地形成 B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1……-Q+1 對于 q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素(zero element)，Q代表每個發(fā)送信號波的多徑的數(shù)目，q＝0，…，Q-1，及[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣，從接收的矩陣y(k)中減去符間干擾H·B′(k)獲得差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T確定施加于對第n個個發(fā)送信號的接收信號的自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，以便使用信道矩陣H或參考信號來消除差值矩陣y′(k)中的殘余干擾分量，根據(jù)自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，以獲得對于其中已消除干擾的、作為第n個串行發(fā)送信號的接收信號的第n個序列的對數(shù)似然比率，及使用第n個序列的對數(shù)似然比率來解碼。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，在根據(jù)本發(fā)明的第一方面的設(shè)計中當(dāng)q＝0時，b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]T其中元素f(b′n(k))位于第n個位置，及f()代表一個函數(shù)，它滿足f(0)＝0及具有變量b′n(k)，該變量滿足d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，該均衡在多個級上進(jìn)行，在均衡輸出中序列的數(shù)目在后面的級中順序地減少。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，在其中接收信號的信道值根據(jù)接收信號及用作參考信號的已知信號來估算的Turbo接收方法中，使用估算信道值處理接收信號，對處理信號執(zhí)行解碼，及對同一接收信號使用估算信道值的處理與解碼處理進(jìn)行迭代，解碼硬判定信息信號具有的確實(shí)性將根據(jù)相關(guān)的軟判定信息信號值確定，以及具有等于或大于給定值的確實(shí)性的硬判定信息信號將作為下次迭代信道估算的參考信號被使用。


圖1是包括根據(jù)本發(fā)明第一方面的Turbo接收機(jī)的一個實(shí)施例的系統(tǒng)功能結(jié)構(gòu)圖；圖2是表示圖1中所示的多輸出均衡器31的功能結(jié)構(gòu)圖的具體例子的概圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明第一方面的Turbo接收方法的一個實(shí)施例的流程圖；圖4A是一個示范幀的示意圖；圖4B是說明每次迭代期間的執(zhí)行處理的圖，用來說明根據(jù)本發(fā)明第四方面的迭代信道估算方法；圖5是導(dǎo)出極可能確實(shí)的硬判定符號的示范功能結(jié)構(gòu)圖；圖6是根據(jù)本發(fā)明的信道估算示范處理程序的流程圖；圖7A是根據(jù)本發(fā)明第二方面的均衡器31的一部分的示范功能結(jié)構(gòu)圖，它反映被檢測信號的糾錯解碼結(jié)果；圖7B是表示其示范處理程序的圖；圖8是迭代地使用Turbo均衡器的接收機(jī)的一個示例的圖；圖9是迭代地執(zhí)行RAKE-接收-Turbo-解碼的示范接收機(jī)的圖；圖10是迭代地執(zhí)行自適應(yīng)陣列天線接收Turbo解碼的示范接收機(jī)的圖；圖11A是Turbo均衡器的概圖；圖11B是Turbo解碼器的概圖；圖12是使用估算信道迭代地進(jìn)行接收信號的處理及處理信號的解碼處理的接收機(jī)的概圖；圖13是使用估算信道迭代地進(jìn)行接收信號的處理及處理信號的解碼處理的接收方法的示范處理程序的流程圖；圖14A是示范幀結(jié)構(gòu)的圖；圖14B是當(dāng)接收信號包含不同于白高斯噪聲的噪聲時信道矩陣H及噪聲協(xié)方差矩陣U的估算的迭代處理的概圖；
圖15是用于噪聲協(xié)方差矩陣U的估算中的均衡器的一部分的示范功能結(jié)構(gòu)圖；圖16是用于估算噪聲協(xié)方差矩陣U的估算和解碼處理中使用的迭代信道值估算的示范處理程序的流程圖；圖17是表示根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收機(jī)原理的圖；圖18是根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收機(jī)的示范功能結(jié)構(gòu)圖；圖19是表示圖18中所示多用戶(前置級)均衡器71的特定功能結(jié)構(gòu)的圖；圖20是根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收方法的示范處理程序的流程圖；圖21是表示根據(jù)本發(fā)明第三方面的多級均衡部分的另一示范功能結(jié)構(gòu)的圖；圖22是應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明(2)第一方面的實(shí)施例的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)例的圖；圖23用曲線圖表示根據(jù)本發(fā)明(1)第一方面的Turbo接收機(jī)的誤碼率特性，其中假設(shè)信道已完善地被估算，Eb代表位功率及No代表噪聲功率；圖24用曲線圖表示當(dāng)閾值(Th)變化時執(zhí)行了迭代信道估算的情況下的誤碼率特征；圖25用曲線圖表示根據(jù)本發(fā)明第四方面的Turbo接收機(jī)的誤碼率特性，其中具體使用了迭代信道估算；圖26用曲線圖表示使用噪聲協(xié)方差矩陣U的Turbo接收機(jī)的誤碼率特性；圖27用曲線圖表示圖1中所示的Turbo接收機(jī)的誤碼率特性；圖28A用曲線圖表示根據(jù)本發(fā)明第二方面的實(shí)施例的、描述為Eb/N0的函數(shù)的誤碼率特性，它反映被檢測信號的糾錯解碼結(jié)果；圖28B用曲線圖表示根據(jù)本發(fā)明第二方面的實(shí)施例的、描述為σ的函數(shù)的誤碼率特性；圖29用曲線圖表示根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收機(jī)的誤碼率特性的仿真結(jié)果；圖30A是表示MIMO系統(tǒng)的概念的圖；圖30B是其中來自一對天線的接收信號作為4個接收信號序列輸入到一個Turbo接收機(jī)的示意圖；及圖31是傳統(tǒng)的用于單個用戶的Turbo發(fā)射機(jī)及接收機(jī)的功能結(jié)構(gòu)圖。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的第一方面(1)圖1表示應(yīng)用本發(fā)明的MIMO系統(tǒng)的示范結(jié)構(gòu)。
在發(fā)射機(jī)S1…SN的每個中，在編碼器11-1，…，11-N中編碼信息序列c1(i)至cN(i)，并且這些編碼的輸出通過交織器12-1，…，12-N作為調(diào)制信號供給調(diào)制器13-1，…，13-N，因此根據(jù)這些調(diào)制信號來調(diào)制載波信號，以發(fā)射信號b1(k)至bN(k)。在這種方式中，來自發(fā)射機(jī)S1，…，SN的發(fā)射信號b1(k)…bN(k)形成N個序列發(fā)送信號。
由多輸出接收機(jī)通過傳輸路徑(信道)接收的接收信號r(k)被輸入到多輸出均衡器31。接收機(jī)接收的信號被轉(zhuǎn)換成基帶信號，然后以二分之一符號周期被采樣，譬如被轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，接著該信號被輸入到均衡器31。假定具有一個或多個數(shù)字信號，其數(shù)目用整數(shù)M表示。例如，由M個天線接收的信號構(gòu)成以M個數(shù)字信號形式的接收信號。
均衡器31輸出N個對數(shù)似然比率Λ1[b1(k)]，…Λ1[bN(k)]。在減法器22-1，…22-N中，從Λ1[b1(k)]，…Λ1[bN(k)]中減去先驗(yàn)信息λ1[b1(k)]，…λ1[bN(k)]，及其結(jié)果通過解交織器23-1，…23-N被輸入到軟輸入軟輸出(SISO)解碼器(信道解碼器)24-1，…24-N，以被解碼，其中解碼器24-1，…24-N輸出解碼信息序列c1′(i)…cN′(i)及Λ2[b1(i)]，…Λ2[bN(i)]。在減法器25-1，…25-N中，從Λ2[b1(i)]，…Λ2[bN(i)]中分別減去λ1[b1(i)]，…λ1[bN(i)]，其結(jié)果經(jīng)過交織器26-1，…26-N作為λ2[b1(k)]，…λ2[bN(k)]被分別輸入到多輸出均衡器31及減法器22-1，…22-N。
來自多個用戶(多個發(fā)射機(jī))的接收信號rm(k)(m＝1，…，M)當(dāng)它輸入到均衡器31時是如下所示的來自多個用戶的接收信號的總和rm(k)＝∑q＝0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+vm(k) (20)式中q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目。通過類似的過程定義一個矩陣y(k)來用于單個用戶，我們有y(k)≡[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]T(21)＝H·B(k)+n(k) (22)其中r(k)＝[r1(k)…rM(k)]T 式中 B(k)＝[bT(k+Q-1)…bT(k)…bT(k-Q+1)]T(25)b(k+q)＝[b1(k+q)b2(k+q)…bN(k+q)]Tq＝Q-1，Q-2，…，-Q+1 (26)在一個干擾消除步驟中，假定希望獲得來自第n個個用戶(發(fā)射機(jī))的信號。在該例中，使用來自所有用戶(發(fā)射機(jī))的信號的軟判定符號估算及信道矩陣(傳輸路徑脈沖響應(yīng)矩陣)H來產(chǎn)生由非第n個用戶的用戶信號引起的干擾及由第n個用戶本身引起的干擾的綜合，或再產(chǎn)生出干擾的復(fù)制信號H·B′(k)。然后從y(k)減去干擾復(fù)制信號產(chǎn)生出差值矩陣y′(k)y′(k)≡y(k)-H·B′(k)(27)＝H·(B(k)-B′(k))+n(k) (28)式中B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]T(29)b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…，-Q+1，q≠0(30)b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0 (31)b′(k)的第n個位置具有零元素。應(yīng)理解，b′n(k)代表軟判定發(fā)送符號估算，它由b′n(k)＝tan h[λ2[bn(k)/2]的計算來獲得。矩陣B′(k)代表干擾符號的復(fù)制矩陣。
用于消除殘余干擾分量-基于干擾分量復(fù)制信號H·B′(k)的不完善性及由第n個信號本身產(chǎn)生的干擾分量的殘余干擾-的第n個用戶的濾波系數(shù)wn(k)將根據(jù)MMSE(最小均方誤差)準(zhǔn)則被確定為使下式(32)取最小值wn(k)＝arg min‖wnH(k)·y′(k)-bn(k)‖2(32)接著的操作與用于單個用戶的操作相同。具體地，以此方式獲得的wn(k)用來計算wnH(k)·y′(k)，及其計算結(jié)果通過解交織器23-n作為λ1[bn(i)]被輸入解碼器24-n，在這里進(jìn)行解碼計算。
所述使用濾波器(線性均衡)對接收信號rm處理的方法對于所有用戶1至N進(jìn)行重復(fù)。作為結(jié)果，從均衡器31輸出的數(shù)目將等于N，及所有這些輸出被各個解碼器24-1，…，24-N解碼。以上所述的是從單個用戶Turbo接收機(jī)用于多個用戶(MIMO)的接收的擴(kuò)展。
由上所述，將可以看到多輸出均衡器31的示范功能結(jié)構(gòu)如圖2中所示。具體地，M個接收信號rm(k)被供給接收矩陣發(fā)生器311，其中產(chǎn)生接收矩陣y(k)及它被供給每個用戶的均衡器312-1至312-N。由信道估算器28計算的信道矩陣H還被供給均衡器312-1至312-N。來自每個信道解碼器24-n的先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]被供給軟判定符號估算器313，在這里計算軟判定發(fā)送符號估算b’n(k)＝tan h[λ2[bN(k)/2]。所有均衡器312-1至312-N具有相同功能結(jié)構(gòu)及以相同方式處理，相應(yīng)地，將描述其中典型的均衡器(312-1)。
此外，軟判定發(fā)送符號估算b′1(k)至b′n(k)被供給到一個干擾復(fù)制矩陣發(fā)生器314-1，在這里根據(jù)式(29)至(31)產(chǎn)生干擾復(fù)制矩陣B′1(k)，及然后在濾波處理器315-1中根據(jù)信道矩陣H對矩陣B′1(k)施加濾波處理，及產(chǎn)生的干擾復(fù)制分量H·B′1(k)在差值計算器316-1中被從接收矩陣y1(k)中減去，以產(chǎn)生差值矩陣y′1(k)。
至少信道矩陣H或后面將要描述的參考信號被輸入到濾波系數(shù)估算器317-1，以確定濾波系數(shù)w1(k)，它被用來消除殘余的干擾分量。在圖示的例中，信道矩陣H及噪聲分量的協(xié)方差σ2及來自軟判定符號發(fā)生器313-1的軟判定發(fā)送符號b′1(k)至b′N(k)被輸入到濾波系數(shù)估算器317-1中以確定濾波系數(shù)w1(k)，該濾波系數(shù)根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則使式(32)取最小值。以下將描述確定濾波系數(shù)w1(k)的具體例子。差值矩陣y′1(k)與濾波系數(shù)w1(k)一起在自適應(yīng)濾波處理器318-1中被處理，及輸出Λ1[b1(k)]作為對于接收信號的均衡輸出，該接收信號相應(yīng)于來自用戶1的發(fā)送信號。
根據(jù)本發(fā)明所述實(shí)施例的多輸入多輸出Turbo接收方法的處理程序表示在圖3上。在步驟S1上，根據(jù)接收信號r(k)及每個訓(xùn)練信號bn(k)計算信道值hmn(q)及噪聲分量的協(xié)方差σ2。在步驟S2上，根據(jù)信道值hmn(q)計算信道矩陣H。在步驟S3上，基于在Turbo接收處理的上次迭代期間獲得的先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]計算軟判定發(fā)送符號估算b′n(k)＝tan h[λ2[bn(k)/2]。
在步驟S4上，由接收信號r(k)產(chǎn)生接收信號y(k)。在步驟S5上，根據(jù)式(29)至(31)及使用各個軟判定發(fā)送符號估算b′n(k)產(chǎn)生干擾復(fù)制矩陣B′n(k)。在步驟S6上，對于來自第n個發(fā)射機(jī)的接收信號計算其干擾分量復(fù)制信號H·B′n(k)。在步驟S7上，從接收矩陣y(k)中減去干擾分量復(fù)制信號H·B′n(k)得到差值矩陣y′n(k)。在步驟S8上，使用信道矩陣H，軟判定發(fā)送符號估算b′1(k)至b′N(k)及噪聲分量的協(xié)方差σ2，根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則使式(32)取最小值來確定用于消除來自第n個發(fā)射機(jī)的所接收信號中的殘余干擾的濾波系數(shù)wn(k)。
在步驟S9上，對差值矩陣y′n(k)施加根據(jù)濾波系數(shù)wn(k)的濾波處理來獲得對數(shù)似然比率Λ1[bn(k)]。在步驟S10上，從Λ1[bn(k)]中減去先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]，及其結(jié)果被解交織及解碼以輸出對數(shù)似然比率Λ2[bn(k)]。對于n＝1至N可同時地或順序地執(zhí)行步驟S4至S10。接著，在步驟S11上，作出檢驗(yàn)，看解碼操作的次數(shù)、即Turbo接收處理的次數(shù)是否已達(dá)到預(yù)定數(shù)目。如果未達(dá)到預(yù)定數(shù)目，操作進(jìn)入步驟S12，在這里從對數(shù)似然比率Λ2[bn(k)]中減去非本征信息λ1[bn(k)]，及其結(jié)果被交織以確定先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]，然后返回到步驟S3。如果在步驟S11上發(fā)現(xiàn)解碼操作次數(shù)已達(dá)到預(yù)定數(shù)目，則在步驟S13上輸出產(chǎn)生的解碼輸出。
現(xiàn)在來描述信道估算器28。每個接收的信號rm(k)可如下地表示rm(k)＝∑q＝0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+vm(k) (33)信道估算器28確定出現(xiàn)在式(33)中的信道值(傳輸路徑脈沖響應(yīng))hmn(q)及噪聲vm(k)的平均功率(≡σ2)。通常，接收機(jī)知道的唯一字(訓(xùn)練信號)被插在發(fā)送側(cè)待發(fā)送的每一幀的開始，如圖4A所示，接收機(jī)使用RLS(遞歸最小二乘)技術(shù)通過作為訓(xùn)練序列的唯一字(已知信號)來估算信道值hmn(q)。如果對數(shù)似然比率Λ2[b1(i)]，…Λ2[bN(i)]為正，每個信道解碼器24-1，…，24-N輸出1，而該對數(shù)似然比率為負(fù)時，輸出-1，作為解碼信號(或發(fā)送編碼符號硬判定值)b1^(i)至bN^(i)，并被迭代地通過交織器27-1，…，27-N被送到信道估算器28。接收信號r(k)與來自唯一字存儲器29的作為參考信號的唯一字一起被輸入到信道估算器28?；谶@些輸入信號，信道估算器28根據(jù)式(33)估算每個hmn(q)及根據(jù)最小二乘技術(shù)估算σ2的值。該估算可以與用自適應(yīng)濾波器通過估算發(fā)送路徑脈沖相應(yīng)自適應(yīng)地均衡接收信號時的脈沖響應(yīng)估算相似的方式產(chǎn)生。
以該方式使用訓(xùn)練序列是傳統(tǒng)的，但為了提高凈發(fā)送速率，必需減小唯一字在一幀中所占比例，而這增加了信道估算的誤差。如果存在這種誤差，則引起上述迭代均衡響應(yīng)的降級。根據(jù)本發(fā)明，提出以下列方式進(jìn)行信道值的迭代估算。
本發(fā)明的思想表示在圖4B中。該思想的目的在于在相同接收信號的迭代均衡處理的每個階段或在Turbo接收處理的每個迭代期間迭代地估算信道值。在第一輪期間，對于跟隨唯一字的信息符號序列僅使用唯一字作為參考信號來估算信道值，及使用估算的信道值來均衡所接收的信號及估算的發(fā)送符號。但是在第二次均衡處理迭代前，使用唯一字作為參考信號作出信道估算，及在預(yù)先解碼處理期間獲得的符號估算(硬判定值)也被用作參考信號來執(zhí)行整個幀的信道估算。在該例中，不是使用每個硬判定值，僅是使用已被確定為極可能是確實(shí)的硬判定值才被用作參考信號。當(dāng)來自解碼器24-n的邏輯似然率Λ2[bn(i)]為正時硬判定變?yōu)檩敵?1，及如果該對數(shù)似然比率為負(fù)時輸出-1?？梢哉f，對數(shù)似然比率Λ2[bn(i)]的絕對值愈大，硬判定值極可能是確實(shí)的似然比率的可能性愈大。例如，當(dāng)對數(shù)似然比率被確定為5時變?yōu)?1的確實(shí)性大于當(dāng)對數(shù)似然比率被確定為0.3時變?yōu)?1的確實(shí)性。因此，迭代信道估算方法使用一個閾值來指定極可能是確實(shí)的硬判定值bn(i)，這將描述于下。
首先，使用來自解碼器24-n的對數(shù)似然率Λ2[bn(i)]，如下地確定軟判定符號值b′n(i)b′n(i)＝tan h[Λ2[bn(i)]/2]作出該操作是為了使邏輯似然比率值正規(guī)化至1，于是就防止其絕對幅值超過1。接著，提供0至1之間的閾值，及當(dāng)軟判定值b′n(i)的絕對幅值大于閾值時，相應(yīng)的硬判定值b^n(i)被保留用在迭代信道估算中。例如，如果閾值被選擇為0.9，將選擇與具有絕對值等于或大于0.9的軟判定值b′n(i)對應(yīng)的那些硬判定值b^n(i)?？梢哉J(rèn)為，由于閾值高至0.9，所選擇的硬判定值b^n(i)的確實(shí)性也高，因此，亦可認(rèn)為，使用該硬判定值產(chǎn)生的迭代信道估算的精確度可被改善。但是，也考慮到，因?yàn)檫x擇的符號數(shù)目減小了，迭代信道估算的精確度也可受影響并變差。因此，需要在0至1之間選擇最佳的閾值。此外，如果該閾值為1，如果接著沒有選擇硬判定值b^n(i)，則表明不發(fā)生迭代信道估算。因此，如下面還將描述的，選擇0.2至0.8量級的閾值。
因此，在根據(jù)閾值確定為極可能確實(shí)的第一發(fā)送期間信息符號序列的這些發(fā)送符號估算(硬判定值)b1^(i)，…，bN^(i)從交織器27-1，…，27-N的輸出供給到前符號存儲器32中及被存儲在那里作為前發(fā)送符號估算。在接收信號r(k)的第二均衡及解碼處理迭代期間(應(yīng)指出，接收信號r(k)存儲在存儲器中)，開始使用唯一字來作出信道估算，及已被確定為極可能確實(shí)的那些估算的發(fā)送符號的硬判定估算b1^(i)，…，bN^(i)被從前符號存儲器32讀出并提供給信道估算器28，以作出信道估算、即整個幀的信道估算。所產(chǎn)生的估算hmn(q)及σ2被用來根據(jù)接收信號r(k)執(zhí)行均衡及解碼(發(fā)送符號估算)。在此時，使用在根據(jù)閾值已確定為極可能確實(shí)的估算發(fā)送符號中的那些符號值來更新前符號存儲器32的內(nèi)容。接著，在下個均衡及解碼迭代期間，使用唯一字的估算及使用被確定為極可能確實(shí)的那些前估算發(fā)送信號的估算來作出整個幀的信道估算。使用估算的信道來執(zhí)行均衡及解碼(發(fā)送符號的估算)及更新前符號存儲器32。此外，來自解碼器的那些根據(jù)閾值被確定為極可能確實(shí)的發(fā)送符號硬判定值b1^(i)，…，bN^(i)可直接地存儲在前符號存儲器32中以更新它，并且當(dāng)存儲在前符號存儲器32中的符號值被使用時，它們將通過交織器27-1，…，27-8輸入到信道估算器28中。
通過以該方式進(jìn)行的迭代可減小信道估算的誤差，改善符號估算的精確度及可改進(jìn)在Turbo均衡中由于信道估算誤差使響應(yīng)變差的問題。
當(dāng)以上述方式使用極可能確實(shí)的符號硬判定值根據(jù)信息符號序列作出信道估算時，在每個解碼器24-n上附加如圖5所示的功能。對數(shù)似然比率Λ2[bn(i)]被輸入到軟判定值估算器241以計算b′n(i)＝tan h[Λ2[bn(i)]/2]及由此估算發(fā)送符號軟判定值b′n(i)。將該值b′n(i)與來自閾值設(shè)定器243的閾值Th相比較，由此當(dāng)b′n(i)等于或大于Th時輸出1及當(dāng)其小于Th時輸出0。另一方面，對數(shù)似然比率Λ2[bn(i)]被輸入到硬判定單元244，當(dāng)Λ2[bn(i)]為正時輸出+1及當(dāng)它為負(fù)時輸出-1作為符號硬判定值bN^(i)。該符號硬判定值bn^(i)通過門245(當(dāng)相應(yīng)的符號軟判定值等于或大于閾值時該門打開)，及通過圖1中所示的交織器27-n被送到前符號存儲器32，由此更新存儲的符號。
圖6表示也使用極可能確實(shí)的符號硬判定值的信道估算程序。開始，在步驟S1上，使用接收信號r(k)及唯一字作出信道估算。在步驟S2上，作出檢驗(yàn)以看解碼過程是否是第一次，如果是的話，在步驟S3上，使用估算信道值hmn(q)來執(zhí)行均衡及解碼處理或圖3中S3至S10所示的操作。
在步驟S4上，根據(jù)對數(shù)似然比率Λ2[bn(i)]執(zhí)行發(fā)送符號硬判定，以確定硬判定值bn^(i)。在步驟S5上，根據(jù)對數(shù)似然比率Λ2[bn(i)]計算b′n(i)＝tan h[Λ2[bn(i)/2]，由此估算發(fā)送符號軟判定值b′n(i)。在步驟S6上，通過檢驗(yàn)符號軟判定值b′n(i)是否等于或大于閾值Th，來確定極可能確實(shí)的那些符號硬判定值bN^(i)。在步驟S7上，使用極可能確實(shí)的符號硬判定值來更新前符號存儲器32的內(nèi)容。在步驟S8上，作出檢驗(yàn)看解碼操作次數(shù)是否達(dá)到給定值，如果不是，則操作回到步驟S1，或更確切地，經(jīng)過圖3所示的步驟S12并返回到圖3所示的步驟S1。
如果在步驟S2上發(fā)現(xiàn)解碼處理不是第一次，則在步驟S9上從前符號存儲器32中讀出先前存儲的符號，即極可能確實(shí)的硬判定符號，及它與接收信號r(k)的信息符號序列一起使用來作出信道估算，然后傳到步驟S3。
在以上的描述中，即使在第二及接著的迭代期間，從開始就使用唯一字作為參考信號作出信道估算，但也可以僅使用極可能確實(shí)的硬判定符號作為在第二及接著的迭代期間的參考信號。在這種情況下，如圖6中虛線所示，作出一個檢驗(yàn)，以看在步驟S1′中該處理是否是第一次，如果是的話，使用唯一字作為參考信號，它與接收信號一起用于估算信道值。在步驟S3′中將估算信道值及在估算中使用的參數(shù)值存儲在存儲器中后，操作將轉(zhuǎn)移到在步驟S3上進(jìn)行的均衡及解碼處理。
如果在步驟S1′上發(fā)現(xiàn)該處理不是第一次，則在作出信道估算前，在S4′上設(shè)定在前存儲的信道估算及各個處理參數(shù)，然后操作轉(zhuǎn)移到步驟S9。
應(yīng)當(dāng)指出，式(32)的解如下wn(k)＝(HG(k)HH+σ2I)-1·h (34)式中I代表單位矩陣，σ2代表接收機(jī)的內(nèi)部噪聲功率(噪聲分量協(xié)方差)，σ2I表示噪聲分量協(xié)方差矩陣及G(k)相應(yīng)于信道估算的平方誤差。
G(k)≡E[(B(k)-B′(k))·(B(k)-B′(k))H]＝diag[D(k+Q-1)，…，D(k)，…，D(k-Q+1)](35)式中E[]代表一個平均對角矩陣(不沿對角線上的元素均為零)。
D(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+b)，…，1-b′2N(k+q)](36)q＝Q-1，Q-2，…，-Q+1，q≠0及當(dāng)q＝0時，D(k)＝diag[1-b′21(k)，…，1，…，1-b′2N(k)] (37)在矩陣D(k)中出現(xiàn)的‘1’表示第n個元素(假定第n個元素用戶發(fā)送信號為理想信號)。h=H1,(Q-1)·N+nH2,(Q-1)·N+n...HM·Q,(Q-1)·N+n]]>因此，h包括式(23)中出現(xiàn)的H的第(Q+1)·N+n列中的所有元素。信道矩陣H，在信道估算器28中被估算的噪聲功率σ2及來自軟判定符號發(fā)生器313-1的軟判定發(fā)送符號b1′(k)至bN′(k)被輸入到如圖2所示的多輸出均衡器31的濾波系數(shù)估算器317-1中，以根據(jù)式(34)至(38)計算殘余干擾消除濾波系數(shù)wn(k)。
可以看到，式(34)需要逆矩陣操作，但通過使用用于逆矩陣的矩陣求逆輔助定理可減少所需計算。具體地，通過用1來近似式(36)及(37)中出現(xiàn)的每個b′2，產(chǎn)生了D(k+q)＝diag
＝0 (q≠0) (39)D(k)＝diag
(40)因此，對于位于n行及n列的元素，D(k)具有值為1的元素，而所有其它元素等于0。當(dāng)由式(39)及(40)確定的式(35)的誤差矩陣G(k)被代入式(34)，則有wn(k)＝(h·hH+σ2I)-1·h (41)式中h由式(38)確定。
通過該近似，wn(k)B不依賴于k，并且因此，在每個離散時間k上的逆矩陣計算可被省略，因此減少了計算量。
對式(41)施加用于矩陣求逆的矩陣求逆輔助定理。該輔助定理表示，假定A及B為(M，M)方矩陣，C為一個(M，N)矩陣及D為一個(N，N)矩陣，當(dāng)A由下式A-1＝B-1+CD-1CH給出時，A的逆矩陣如下A-1＝B-BC(D+CHBBC)-1CHB (42)對式(41)中出現(xiàn)的逆矩陣操作矩陣求逆輔助定理，則有h(k)·h(k)H+σ2I＝B-1+CD-1CHh(k)·h(k)H＝CD-1CH，σ2I＝B-1，h(k)＝CI＝D-1，h(k)H＝CH
使用這些式子來計算式(42)，可計算在式(41)中出現(xiàn)的逆矩陣操作。當(dāng)式(42)包括逆矩陣操作(D+CHBBC)-1時，該逆矩陣變?yōu)闃?biāo)量并可簡單地計算。
因此，在該情況下，它被縮減成以下形式wn(k)＝1/(σ2+hH·h)h (41-1)在該式右邊的1/()為標(biāo)量或簡假定為一個常數(shù)值，它可被選為1。因此，我們可寫成wn(k)＝h，這表示w(k)可僅由h決定。如圖2中虛線所示，僅來自信道估算器28的信道矩陣H中的以式(38)表示的h可輸入到濾波系數(shù)估算器317-1中。
對于由式(39)及(40)的近似沒有被限制在用于矩陣求逆的矩陣求逆輔助定理的使用上，該近似允許對于式(34)的計算量被減小。尤其是，當(dāng)使用該近似及使用了用于矩陣求逆的矩陣求逆輔助定理時，計算量還可進(jìn)一步減小。此外，如果噪聲分量的協(xié)方差矩陣用σ2I表示，則可使用由式(41-1)所示的近似wn(k)＝h，因此它與協(xié)方差矩陣無關(guān)，允許計算的進(jìn)一步簡化。
本發(fā)明的第二方面(反映糾錯)在其中從由式(27)表示的接收矩陣y(k)中減去H·B′(k)的均衡處理中，在用于被檢測的信號bn(k)以外的信號的發(fā)送信號軟判定值中反映糾錯解碼結(jié)果，但涉及被檢測的信號bn(k)的糾錯解碼結(jié)果未被反映。為此，最好使用以下的處理。
出現(xiàn)在式(29)或式(31)中的b′(k)如下地改變b′(k)＝[b′1(k)b′2(k)…b′n-1(k)-f(b′n(k))b′n+1(k)…b′N(k)] (43)式中f(b′n(k))是以b′n(k)為輸入的任意函數(shù)。
當(dāng)作出這個改變時，就變?yōu)榭梢苑从成婕氨粰z測的信號bn(k)的糾錯解碼結(jié)果。因此，不是使用b′n(k)＝0，通過加上一個取決于b′n(k)的適合值，可以增強(qiáng)混在噪聲或干擾信號中的被檢測信號，于是使bn(k)被正確地檢測。
因?yàn)閎′n(k)的符號涉及給予相應(yīng)于b′n(k)的符號的硬判定結(jié)果，并且鑒于b′n(k)的絕對幅值愈大、相應(yīng)于b′n(k)的硬判定符號的可靠性愈高的事實(shí)，必需使f(b′n(k))滿足以下的要求對于b′n(k)＝0或當(dāng)硬判定符號的可靠性等于0時，函數(shù)f具有值0?；?，f(0)＝0(44)此外，b′n(k)值愈大，函數(shù)f的值愈大?；?
d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0 (45)該f(b′n(k))的例子包括以下式子f(b′n(k))＝α×b′n(k) (46)f(b′n(k))＝α×b′n(k)2(47)例如，當(dāng)使用式(46)及選擇α為常數(shù)時，式(43)可用簡單形式實(shí)現(xiàn)。這里α必需滿足要求0＜α＜0.6。如果α大于0.6，BER(誤碼率)將變差，從而阻止正確解碼結(jié)果的獲得。也可以考慮，使α根據(jù)解碼結(jié)果的可靠性而變化。例如，對于解碼處理的每次迭代可以選擇α。在該情況下，解碼結(jié)果的可靠性通常將隨解碼處理迭代的次數(shù)得到改善，因此，可根據(jù)解碼處理迭代的次數(shù)使選擇增大的α值。此外，整個解碼幀的可靠性可根據(jù)解碼處理的每次迭代來確定，并且根據(jù)這樣確定的可靠性來選擇α值。為了確定解碼幀的可靠性，例如，可將解碼結(jié)果與緊上一次迭代期間獲得的解碼結(jié)果相比較，并對由在先解碼操作改變的硬判定符號的數(shù)目進(jìn)行計數(shù)。因此，如果具有增大的改變硬判定符號的數(shù)目，則可靠性被確定為低，而當(dāng)改變硬判定符號的數(shù)目小時，可靠性可被確定為高。
由于b′n(k)以此方式改變，在確定用于MMSE(最小均方誤差)濾波器的濾波系數(shù)wn(k)時使用的式(35)最好如下地變化G(k)＝E[(B(k)-B′(k))·(B(k)-B′(k))H]＝diag[D(k+Q-1)，…，D(k)，…，D(k-Q+1)]使用式(29)及(31)，接著假定，B′(k)＝[b′(k+Q-1)b′(k+Q-2)…b′(k)…b′(k-Q+1)]Tb′(k)＝[b′1(k)b′2(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…-f(b′n(k+q))…b′N(k+q)]Tq≠0，q＝Q-1，…，-Q+1D(k)具有位于n行及n列的元素，它被表示如下E[(bn(k)+f(b′n(k)))·(bn(k)+f(b′n(k)))*]式中()*表示共軛復(fù)數(shù)。對于BPSK調(diào)制，該表達(dá)式將轉(zhuǎn)變?yōu)橄铝斜磉_(dá)式E[bn(k)2+2bn(k)f(b′n(k))+f(b′n(k))2]＝E[bn2(k)]+2E[bn(k)f(b′n(k)]+E[f(b′n(k)2]第一項具有平均值1。當(dāng)bn(k)用b′(k)近似時，式(37)轉(zhuǎn)變?yōu)橐韵滦问紻(k)＝diag[1-b′21(k) 1-b′22(k)…1-b′2n-1(k) 1+2E[f(b′n(k)b′n(k)]
+E[f(b′n(k)2] 1-b′2n+1(k)…1-b′21(k)] (48)例如，當(dāng)對f(b′n(k))選擇式(46)時，D(k)轉(zhuǎn)變?yōu)橐韵滦问紻(k)＝diag[1-b′21(k) 1-b′22(k)…1-b′2n-1(k)1+(2α+α2)b′2n(k) 1-b′2n+1(k)…1-b′21(k)](49)當(dāng)糾錯解碼結(jié)果反映在被檢測信號時估算自適應(yīng)濾系數(shù)wn(k)的示范功能結(jié)構(gòu)如圖7A中所示，其中被檢測信號選擇來自第一發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號b1(k)。軟判定發(fā)送符號b1′(k)被輸入函數(shù)計算器331-1來計算函數(shù)f(b′1(k))。來自N個解碼器的軟判定發(fā)送信號b′1(k)至b′n(k)被輸入到誤差矩陣發(fā)生器332-1以根據(jù)式(35)，(36)及(48)計算并生成誤差矩陣G(k)。誤差矩陣G(k)、估算的信道矩陣H及噪聲功率σ2被輸入到濾波系數(shù)發(fā)生器333-1，其中作出式(34)的計算以估算自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)。在此情況下，f(b′n(k))也被輸入到干擾復(fù)制矩陣發(fā)生器314-1，因此根據(jù)式(30)及(43)產(chǎn)生由式(29)表示的干擾復(fù)制矩陣B′(k)。在自適應(yīng)濾波器318-1中在濾波差值矩陣y′(k)時使用濾波系數(shù)wn(k)，于是得到對數(shù)似然比率Λ1[b1(k)]。應(yīng)當(dāng)指出，在圖2所示的濾波系數(shù)估算器317-1中，省略了圖7A所示的函數(shù)計算器331-1，及僅是軟判定發(fā)送符號b′1(k)至b′N(k)被輸入到誤差矩陣發(fā)生器332-1中以便計算式(34)。
在圖3的流程圖中，在步驟S4中產(chǎn)生干擾復(fù)制矩陣B′(k)，及在步驟S5至S7的處理后，在步驟S8上確定濾波系數(shù)wn(k)。如果在步驟S8的處理期間進(jìn)行了式(34)的計算，則使用軟判定發(fā)送符號b′1(k)至b′N(k)來計算式(35)至(37)，以在步驟S8-2上生成一個誤差矩陣G(k)，及在步驟S8-3上使用誤差矩陣G(k)、估算信道矩陣H及噪聲功率σ2來計算式(34)，以確定自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，如圖7B所示。
當(dāng)如上所述希望反映被檢測信號中的糾錯解碼結(jié)果時，在進(jìn)入步驟S4前，在步驟S8-1中可計算待被檢測信號的軟判定發(fā)送符號b′n(k)，它可在步驟S4上使用，在該步驟上式(31)被式(43)替代，或換言之，式(29)，(30)及(43)可被用于產(chǎn)生干擾復(fù)制矩陣B′(k)，及在步驟S8-2上，式(37)可被式(48)替代。當(dāng)f(b′n(k))被選擇為等于αb′n(k)或αb′n(k)2及當(dāng)α被選擇為可變時，在步驟S8-1-1中，可根據(jù)處理操作數(shù)目或整個解碼幀的可靠性來確定α，并且1+(2α+α2)b′n(k)2可被計算及在步驟S8-1-2上其用作f(b′n(k))。
在被檢測信號中反映糾錯結(jié)果的技術(shù)也可應(yīng)用于在開始部分結(jié)合現(xiàn)有技術(shù)描述了的單用戶Turbo接收機(jī)中。在被檢測信號中反映糾錯結(jié)果的技術(shù)中，可應(yīng)用由式(39)及(40)表示的近似，及在此情況下，僅是被信道估算器28提供的由式(38)表示的矩陣h可輸入濾波系數(shù)發(fā)生器333-1中，如圖7A中虛線所示。
在以上描述中，自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)是根據(jù)式(34)或使用信道矩陣H來確定的，但信道矩陣H的應(yīng)用可省略。具體地，在開始解碼處理(Turbo接收處理)期間，出現(xiàn)在式(34)中的誤差矩陣G變?yōu)閱挝痪仃?。因此，差值矩陣y′(k)及訓(xùn)練信號或單獨(dú)地或與硬判定符號b^n(k)(最好b^n(k)在上述檢測上具有高可靠性)相組合地被輸入到濾波系數(shù)發(fā)生器333-1中通過應(yīng)用RLS(遞歸最小二乘)技術(shù)以順序方式來計算自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)。因?yàn)檎`差矩陣G依賴于離散時間k，在第二及隨后的解碼操作迭代期間，變成必需逐個符號地更新自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，及如上所述，最好通過使用信道矩陣H來確定自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)。
本發(fā)明的第四方面(信道估算)在迭代信道估算中不僅使用已知信息如唯一字，而且使用信息符號的硬判定值，尤其是將極可能確實(shí)的硬判定值作為參考信號不僅應(yīng)用在描述的多輸入多輸出的Turbo接收方法中，而且通常對于其中接收信號信道(傳輸路徑)由接收信號及已知信號估算的Turbo接收方法，使用估算信道值來處理接收信號及對其解碼，及在根據(jù)估算通道值的處理及對于相同接收信號的解碼處理的迭代中使用該解碼信號。
圖8表示其中在信道估算Turbo均衡器41中使用的信息符號硬判定值的例子。該Turbo均衡器41根據(jù)估算信道值來確定線性均衡濾波系數(shù)。接收信號由該線性均衡濾波器處理，及解碼所處理的信號，及在處理相同接收信號的迭代中使用該解碼信號。接收信號r(k)被輸入到Turbo均衡器41及被送到信道估算器42，在其中根據(jù)接收信號r(k)及來自存儲器29的唯一字估算信道值(傳輸路徑特征)。在Turbo均衡器41中根據(jù)估算的信道值使接收信號r(k)受到均衡處理，及然后再受到解碼處理，由此輸出解碼數(shù)據(jù)c′(i)及軟判定值b′(i)。軟判定值b′(i)被輸入到符號選定器43。如果軟判定值b′(i)具有的絕對幅值大于或大于一個閾值，則相應(yīng)的硬判定值b^(i)被存儲到前符號存儲器32，作為極可能是確實(shí)的一個硬判定值來更新它。在相同接收信號r(k)的隨后迭代接收處理(均衡處理)期間，在信道估算器42中進(jìn)行的信道估算不僅使用唯一字、而且使用存儲在前符號存儲器32中的信息符號的硬判定值b^(i)來進(jìn)行。
Turbo均衡器41可包括圖1所示的接收機(jī)，例如，從其中去掉了迭代信道估算器28，唯一字存儲器29及前符號存儲器32。它可包括圖31中所示的接收機(jī)。并且，根據(jù)Wiener解法式(19)的解將為以下形式w(k)＝E[y′(k)y′H(k)]·E[b(k)·y′(k)]＝[HΛ(k)H+σ2I]·h (50)式中H由式(8)確定，及h≡[H(Q-1)，…，H(0)]T其中H()由式(5)確定，及σ2＝E[‖v‖2](噪聲協(xié)方差)，及Λ(k)＝diag[1-b′2(k+Q-1)，…，1，…，1-b′2(k-Q+1)]以此方式，在圖31中所示的接收機(jī)中還估算信道矩陣H()，并且用信道矩陣H()來確定均衡濾波系數(shù)w(k)，接收信號根據(jù)濾波系數(shù)w(k)被濾波，并且該處理的輸出受到解碼處理。因此，在迭代逆處理期間通過使用信道估算中高可靠性的硬判定信息符號可獲得更正確的信道估算。
圖9表示一個Turbo接收機(jī)的例子，其中在迭代接收中使用了進(jìn)行RAKE合成的信道估算方法。接收信號r(k)被饋送到RAKE合成處理器45及信道估算器42。在初始接收期間，在信道估算器42中根據(jù)接收信號r(k)及唯一字來估算信道值，及根據(jù)RAKE合成處理器45中的估算信道值，在RAKE合成處理器45和傳輸信道上每個符號受到的相位轉(zhuǎn)動進(jìn)行補(bǔ)償，或進(jìn)行時間分集處理以輸出到Turbo解碼器46。Turbo解碼器46傳遞輸出解碼數(shù)據(jù)c′(i)及軟判定值b′(i)。軟判定值b′(i)被輸入到符號選定器43，及在所述例中通過更新將極可能是確實(shí)的信息符號的硬判定值b^(i)存儲到前符號存儲器32中。在第二及隨后的RAKE接收Turbo解碼的迭代接收處理期間，為了信道估算，在信道估算器42中不僅使用唯一字而且使用在前迭代期間獲得的信息符號的硬判定值，由此使信道估算更加精確，以改善質(zhì)量。
圖10表示一個Turbo接收機(jī)的例子，其中在使用自適應(yīng)陣列天線的迭代接收中應(yīng)用所述的迭代信道估算方法。接收信號r(k)被自適應(yīng)陣列天線接收器47接收，及然后分支到信道估算器42，在其中根據(jù)接收信號及結(jié)合唯一字進(jìn)行信道估算。估算的信道值被用來在陣列權(quán)重確定單元中確定施加于每個天線單元或相應(yīng)接收路徑的權(quán)重，以便使自適應(yīng)陣列天線接收器47的天線方向性響應(yīng)的主射束對準(zhǔn)所需波的進(jìn)入方向，而零射束對準(zhǔn)干擾波的進(jìn)入方向，并且這些權(quán)重將施加到可施加的地方。來自自適應(yīng)陣列天線接收器47的接收輸出被饋入Turbo解碼器46，用于解碼，由此輸出解碼數(shù)據(jù)c′(i)及軟判定值b′(i)。軟判定值b′(i)被輸入到符號選定器43，及通過更新將極可能是確實(shí)的硬判定值存儲到前符號存儲器32中。在第二及隨后的自適應(yīng)陣列天線接收器47-Turbo解碼器46的迭代接收處理期間，在前迭代期間獲得的信息符號硬判定值與唯一字一起使用在信道估算器42的信道估算中。以此方式，信道估算可更正確地進(jìn)行，其結(jié)果是天線方向性響應(yīng)更精確的控制及改進(jìn)了質(zhì)量。
圖8中所示的Turbo均衡器41被概要地表示在圖11A中，它包括軟輸入軟輸出(SISO)均衡器41a及SISO解碼器41b的串聯(lián)連接，及均衡器41a及解碼器41b之間的迭代操作。圖9及圖10中所示的Turbo解碼器46被概要地表示在圖11B中，如該圖所示，它包括SISO解碼器46a及SISO解碼器46b的串聯(lián)連接，及解碼器46a及46b之間發(fā)生的迭代解碼操作。圖9及圖10中所示的Turbo解碼器46可包括單個SISO解碼器。
圖8至10所示的例子被共同地表示在圖12中。因此，開始在迭代接收機(jī)(Turbo接收機(jī))49中根據(jù)由信道估算器42估算的信道值處理接收信號，處理的信號被解碼，及解碼操作的結(jié)果以解碼數(shù)據(jù)(符號)c′(i)及其軟判定值b′(i)的形式輸出。軟判定值b′(i)在符號選定器43中與一個閾值相比較，以確定相應(yīng)的解碼數(shù)據(jù)c′(i)(符號硬判定值)是否是極可能確實(shí)的。如果確定為極可能確實(shí)的，通過更新將硬判定值存儲在前符號存儲器32中，及在使用估算信道值及解碼處理的第二及隨后的迭代處理中，在信道估算器42中進(jìn)行的信道估算中除已知信息如唯一字外還使用前迭代期間獲得的符號硬判定值來提供更正確的信道估算。
圖13表示還使用符號硬判定值的迭代Turbo接收方法的一個示范處理程序。在步驟S1上，基于接收信號及已知信號估算信道值。在步驟S2上，作出檢驗(yàn)，看是否是第一次迭代處理，如果是的話，在步驟S3上使用在步驟S1上的估算信道值來處理接收信號，及然后進(jìn)行解碼處理以確定符號硬判定值及軟判定值。在步驟S4上，提取出相應(yīng)于符號軟判定值及極可能為確實(shí)的符號硬判定值，及在步驟S5上，使用分離出的符號硬判定值來更新被存儲在存儲器32中的前符號硬判定值。在步驟S6上，作出檢驗(yàn)，看是否是解碼處理次數(shù)達(dá)到預(yù)定的數(shù)目，如果不是，則操作返回到步驟S1。當(dāng)在步驟S2上發(fā)現(xiàn)迭代處理不是第一次，在步驟S7上從存儲器32中讀出前符號硬判定值，及將其與接收信號的信息符號一起使用以執(zhí)行信道估算，接著操作轉(zhuǎn)移到步驟S3。
并且，如前參照圖6結(jié)合步驟S1′至S4′所述的，在第二及隨后迭代期間可不使用已知信號。
在圖10所示的例中，RAKE合成處理器45可被插在自適應(yīng)陣列天線接收器47及Turbo解碼器46之間，如虛線所示。在該例中，對于補(bǔ)償每個符號的相位轉(zhuǎn)動所需的信道估算及在RAKE合成處理器45中的RAKE合成可由信道估算器42執(zhí)行，或分開地進(jìn)行。
不同于白高斯噪聲的噪聲在Turbo接收方法的實(shí)施例(本發(fā)明的第一方面)、根據(jù)本發(fā)明第二方面考慮糾錯的實(shí)施例及特征為其信道估算方法的Turbo接收方法的實(shí)施例(根據(jù)本發(fā)明的第四方面)中，處理是在假定噪聲為白高斯噪聲的前提下進(jìn)行的。具體地，出現(xiàn)在式(29)右側(cè)的指示來自每個天線的接收信號rm(k)的vm(k)被假定為白高斯噪聲。白高斯噪聲意味著跟隨高斯分布及具有如下表達(dá)式的統(tǒng)計特征的信號 式中E[]表示一個期望值及σ2表示方差。白噪聲可例如是由天線元件中產(chǎn)生的熱噪聲。受白噪聲假定影響的是出現(xiàn)在確定濾波系數(shù)wn(k)的式(34)中的σ2I部分，或出現(xiàn)在確定濾波系數(shù)wn(k)的式(50)中的的σ2I部分。例如，出現(xiàn)在式(34)中的wn(k)將通過以下的處理來計算wn(k)＝(HG(k)HH+E[n(k)·nH(k)])-1h＝(HG(k)HH+σ2I)-1h式中vm(k)通過假定具有方差σ2的白高斯噪聲計算為E[n(k)·nH(k)]＝σ2I。被迭代信道估算器28(圖1)或42(圖12)估算的信道矩陣H、σ2及基于先驗(yàn)對數(shù)似然比率值計算的誤差矩陣G(k)被代入式(34)，以計算濾波系數(shù)wn(k)。
當(dāng)噪聲vm(k)不是白高斯噪聲時，不能使用E[n(k)·nH(k)]＝σ2I。因此，為了計算濾波系數(shù)wn(k)，必需通過一個單獨(dú)的方法估算噪聲分量期望值(協(xié)方差)矩陣E[n(k)·nH(k)]?，F(xiàn)在將描述該方法。用于噪聲分量的協(xié)方差矩陣被縮寫為U≡E[n(k)·nH(k)]。式(22)中的y(k)＝H·B(k)+n(k)被改寫成n(k)＝y(tǒng)(k)-H·B(k)及代入?yún)f(xié)方差矩陣U，如下式所示
U＝E[n(k)·nH(k)]＝E[(y(k)-H·B(k))·(y(k)-H·B(k))H]如果我們假定，矩陣y(k)可從接收信號中得到，來自信道估算器的信道矩陣H的估算值H^及B(k)可從參考信號中得到，可以根據(jù)時間平均方法如下地估算矩陣UU^=Σk=0Tr(y(k)-H^·B(k))·(y(k)-H^·B(k))H......(51)]]>式中Tr代表參考符號的數(shù)目。
在迭代信道估算器28或42中發(fā)生的迭代信道估算期間，使用信道矩陣H與式(51)一起來估算協(xié)方差矩陣U^。其步驟表示在圖14上。圖14A表示一個唯一字及發(fā)生在接收信號一幀中的信息符號系列，及圖14B表示初始處理及隨后的處理。在初始處理期間，僅使用唯一字作為參考信號初始的估算信道矩陣H。接著，根據(jù)式(51)使用唯一字及信道矩陣估算值H^來估算U。使用估算值U及H^，可如下地計算濾波系數(shù)w(k)wn(k)=(H^G(k)H^H+U^)-1h.....(52)]]>及使用濾波系數(shù)w(k)對接收信號施加第一均衡，由此估算發(fā)送的信息符號。
在第二迭代期間，使用唯一字及在初始均衡期間估算的并根據(jù)閾值確定為極可能確實(shí)的信息信號(*)之一兩者作為參考信號，以與初始處理相同的步驟再估算H，及由此估算U。當(dāng)該操作重復(fù)時，信道矩陣估算值H^隨著迭代變得更精確，并且U的估算變得更精確，由此改善了濾波系數(shù)wn(k)的精確度，以改善均衡器的響應(yīng)。
以此方式，當(dāng)在接收信號中包含了不同于白高斯噪聲的噪聲時使Turbo接收成為可能。
作為一個例子，通過對包含在接收信號中的噪聲的協(xié)方差矩陣U的估算來執(zhí)行線性均衡的一個功能結(jié)構(gòu)表示在圖15中，其中獲得對數(shù)似然比率Λ1[b(k)]，它作為圖2中所示的多輸出均衡器31的相應(yīng)于來自第一發(fā)射機(jī)的發(fā)射信號的接收信號的均衡輸出。在圖15中與圖2中相應(yīng)的部分用與圖2中相同的標(biāo)號表示。
來自唯一字存儲器29的唯一字或來自前符號存儲器32的極可能確實(shí)的前符號硬判定被輸入到參考矩陣發(fā)生器319，然后它根據(jù)式(25)及(26)產(chǎn)生參考矩陣B(k)。參考矩陣B(k)，來自信道估算器28的估算信道矩陣H^及來自接收矩陣發(fā)生器311的接收矩陣y(k)被施加給協(xié)方差矩陣估算器321，它然后計算式(51)以獲得用于協(xié)方差矩陣U的估算矩陣H^。
來自軟判定符號發(fā)生器313-1的軟判定發(fā)送符號b′n(k)，…，b′n(k)被輸入到誤差矩陣發(fā)生器322-1，其中根據(jù)式(35)，(36)及(37)來產(chǎn)生相應(yīng)于信道估算的均方誤差的誤差矩陣G1(k)。誤差矩陣G1(k)，估算的協(xié)方差矩陣U^及估算信道矩陣H^被施加給濾波估算器323-1，在其中計算式(52)以估算濾波系數(shù)w1(k)。濾波系數(shù)w1(k)及來自不同計算器316-1的不同矩陣y′(k)被饋入自適應(yīng)濾波器318-1，在這里對y′(k)施加濾波處理w1(k)Hy′(k)，其結(jié)果作為對數(shù)似然比率Λ1[b1(k)]被輸出。
當(dāng)在被檢測信號中反映糾錯記錄結(jié)果時，如圖15中虛線所示，使用在圖7A中所示的函數(shù)計算器331-1，以計算f(b′n(k))，并且干擾復(fù)制矩陣發(fā)生器314-1使用式(43)而非式(31)并且誤差矩陣發(fā)生器322-1使用式(48)而非式(37)來計算。
圖14B中所示的步驟作為流程圖表示在圖16中。具體地，在步驟S1上，接收信號r(k)及已知信號(例如，唯一字)被用來估算信道矩陣H，及在步驟S2上，作出檢驗(yàn)，看該處理是否為第一次，如果是的話，已知信號、估算的信道矩陣H^及接收信號r(k)被用于在步驟S3上計算式(51)，以確定估算的協(xié)方差矩陣U^。
在步驟S4上，估算信道矩陣H^，估算協(xié)方差矩陣U^及包括符號軟判定值的誤差矩陣G(k)被用來計算式(52)，以估算濾波系數(shù)wn(k)。
在步驟S5上，使用估算的信道矩陣H^及濾波系數(shù)wn(k)來均衡接收信號或計算式(27)以確定wnH(k)y′(k)并獲得對數(shù)似然比率Λ1[bn(k)]，接著執(zhí)行解碼處理，以估算發(fā)送符號的硬判定值及軟判定值。
步驟S6的目的是確定符號硬判定值，它相應(yīng)于超過一個閾值及極可能是確實(shí)(或具有高可靠性)的符號軟判定值。該符號硬判定值被用來更新存儲在前符號存儲器32中的符號硬判定值。接著，在步驟S8上作出檢驗(yàn)，看解碼處理的次數(shù)是否達(dá)到給定值，如果未達(dá)到，操作返回到步驟S1。但是，如果達(dá)到給定數(shù)目，則完成對于該接收幀的處理。
如果在步驟S2上發(fā)現(xiàn)迭代處理不是第一次，即為第二或接著的迭代時，在步驟S9上從前符號存儲器32中讀出符號硬判定值，并將它與接收信號中的信息符號一起使用來估算信道矩陣H，然后轉(zhuǎn)移到步驟S3。
并且，通過以類似于圖6中虛線所示的步驟S1′至S4′的方式改變步驟S1及S2，可以在第二及接著迭代期間避免使用已知信號。當(dāng)希望在被檢測信號中反映糾錯記錄結(jié)果時，可在步驟S10上計算函數(shù)f(bn′(k))，如圖16中虛線所示，及它可被用來獲得誤差矩陣G(k)。在另一個例子中，硬判定發(fā)送符號可不被用在協(xié)方差矩陣U^的估算中?？蓪Ω鞣N使用目的使用對包含在接收信號中非白高斯噪聲的噪聲的協(xié)方差矩陣U估算的功能，這將描述如下。
(1)將引用包含未知干擾信號的多序列發(fā)送信號的接收方法。如圖30A中所示，假定除可能從N個用戶發(fā)射機(jī)發(fā)送的N序列的發(fā)送信號外，Turbo接收機(jī)未知的干擾信號i(k)、例如來自移動通信的其它蜂窩區(qū)或區(qū)域的信號被Turbo接收機(jī)接收。在此情況下，式(20)可被寫成以下形式rm(k)＝∑q=0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+i(k)+vm(k) (20)′在該模型中，令i(k)+vm(k)≡vm′(k)，我們有rm(k)＝∑q＝0Q-1∑n＝1Nhmn(q)·bn(k-q)+v′m(k)(20)″將vm′(k)看作非白高斯噪聲的噪聲，以前面所述方式估算H及U，及估算wn(k)，則可通過接收信號均衡及發(fā)送符號估算的迭代來產(chǎn)生Turbo接收。
(2)在使用發(fā)送/接收濾波器分開的通信系統(tǒng)中，當(dāng)以高于一個符號周期的速率作出接收信號的過采樣時，將發(fā)生包含在各個時刻采樣的接收信號中的噪聲分量之間的相關(guān)性，這將防止接收信號中的噪聲被作為白高斯噪聲來處理。換言之，式(20)不能被使用。因此，表示為E[n(k)·nH(k)]＝σ2I的假定不能成立。對發(fā)送/接收分開濾波的接收信號的處理可使用式(51)來確定協(xié)方差矩陣U，由此允許接收信號被正確處理。
(3)在所述的Turbo接收方法中，其設(shè)置是這樣的，來自Q路徑上的每個發(fā)射機(jī)(用戶)的每個多路分量被合成。但是，在信道上存在加長延時波的情況下(例如，假定路徑包括一個符號延時、二個符號延時及三個符號延時路徑及分開地存在30個符號延時路徑；在此情況下，這30個符號延時路徑分量被看成加長延時波)，可能阻止該加長延時波被合成，但可將其看成可被自適應(yīng)濾波器消除未知的干擾。當(dāng)加長延時波分量被看成根據(jù)本發(fā)明第一方面(1)的例中的干擾信號i(k)時，它可被消除。
在包含非白高斯噪聲的噪聲的接收信號的處理中，協(xié)方差矩陣U的估算可通過允許它在式(50)中代替σ2I而應(yīng)用于單用戶Turbo接收方法。類似地，它可用在圖9所示的RAKE合成處理接收中或用在圖10所示的使用自適應(yīng)陣列天線接收的Turbo接收中，而不管是單用戶或多用戶的應(yīng)用，或更普遍地，用在圖12所示的迭代解碼操作期間信道估算器42中的信道估算及協(xié)方差矩陣U的估算。對于RAKE接收，僅可使用信道估算。
本發(fā)明的第三方面(多級均衡)在以上描述中，接收信號r1，…，rM在多輸出均衡器31中被均衡以確定對數(shù)似然比率Λ1[b(k)]，…，ΛN[b(k)]，但在本發(fā)明第一方面的變型(2)中，設(shè)有多個級聯(lián)的均衡器級，其方式為輸出的數(shù)目在后級均衡器上減小。作為例子，圖17表示均衡器被分成兩部分，其中前級均衡器(多用戶均衡器)71消除了位于后級均衡器-單用戶均衡器21′范圍以外的干擾分量。為此，例如作出包括軟干擾消除及根據(jù)MMSE(最小均方誤差)準(zhǔn)則的線性濾波的前級處理，及接著，后級均衡器21′執(zhí)行具有路徑數(shù)目等于Q的單用戶均衡。
即使當(dāng)以級聯(lián)方式進(jìn)行均衡及在前級處理中使用線性濾波器時，也可能抑制地阻止計算量的增加。
在圖18上表示出根據(jù)基于本發(fā)明(2)的第一方面基本概念的實(shí)施例及包括本發(fā)明的MIMO系統(tǒng)的示范結(jié)構(gòu)的多輸出Turbo接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。應(yīng)該理解，與圖1所示相應(yīng)的部分使用前面使用的參考字符，及不再重復(fù)對它們的說明。(在接著的說明中相同的部分保持不變)。
來自每個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號通過傳輸路徑(信道)被Turbo接收機(jī)30接收。接收信號r(k)被輸入到多用戶均衡器71，由該均衡器使來自N個發(fā)射機(jī)的信號以信號u1(k)，…，uN(k)形式傳遞，其中信號u1(k)，…，uN(k)的每個以與其它發(fā)射機(jī)的信號干擾無關(guān)的形式提供，并且信道值α1(k)，…，αN(k)輸出到單個用戶均衡器21-1，…，21-N。這些SISO均衡器21-1，…，21-N輸出對數(shù)似然比率Λ1[b1(k)]，…，Λ1[bN(k)]。接著的處理類似于圖1。但是在單用戶均衡器21-1，…，21-N中所使用的信道值α1(k)，…，αN(k)是多用戶均衡后獲得的信道值，且不同于信道矩陣H。因此，α1(k)，…，αN(k)被稱為后均衡信道信息。
現(xiàn)在將更具體地描述其運(yùn)算。
式(23)至(26)的規(guī)定類似于以上與圖1相關(guān)的描述，并考慮多徑(信道)的數(shù)目Q。
在圖18中所示的后級均衡器21-1，…，21-N的目的是均衡被各用戶本身的信號符號符間干擾的信道[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)](其中n＝1，…，N)。為此，前級均衡器71進(jìn)行工作，以消除y(k)中除[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)](其中n＝1，…，N)外的干擾。這將在下面更具體地討論。
開始，根據(jù)式(15)使用由解碼器24-1，…，24-N反饋的、式71的先驗(yàn)信息λ2p[bn(k)](其中n＝1，…，N)來確定軟判定發(fā)送符號估算b′(k)。
該軟判定發(fā)送符號b′n(k)及信道矩陣H被用來產(chǎn)生干擾信號的復(fù)制信號H·B′(k)，然后它被從接收矩陣y(k)中減去。
y′n(k)≡y(k)-H·B′(k)(27)′＝H·(B(k)-B′(k))+n(k) (28)′式中B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]T(29)′b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…，1 (53)b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…0…b′N(k+q)]Tq＝0，…，-Q+1 (54)應(yīng)指出，b′(k+q)在第n個位置具有零元素。
以此方式減去干擾的運(yùn)算將在下面稱為軟干擾消除。假定干擾信號的復(fù)制信號以理想方式產(chǎn)生，將看到，由減法產(chǎn)生的y′n(k)可僅具有第n個用戶的符號bn(k)，及被由令式(54)中b′(k+q)的第n個元素對于q＝1，…，-Q+1等于0而得到的第n個用戶的符號[bn(k-1)，…，bn(k-Q+1)]引起的符間干擾分量。
實(shí)際上，由第n個用戶(發(fā)射機(jī))的信號對接收矩陣r(k)的影響僅是由符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)]所產(chǎn)生的。但是，應(yīng)由式(21)給定的接收矩陣y(k)的定義理解當(dāng)基于第k個符號bn(k)時，在作為多徑合成結(jié)果的接收矩陣y(k)中第n個用戶(發(fā)射機(jī))的信號產(chǎn)生的影響包括由將來的符號[bn(k+Q-1)，bn(k+Q-2)，…，bn(k+1)]引起的符間干擾分量。因此，干擾復(fù)制信號包括來自其它符號的干擾分量。在這方面，由式(27)′確定的差值矩陣y′(k)不同于由式(27)確定的差值矩陣y′(k)。
因此，在均衡器71中后級處理的下一步驟是消除在軟干擾消除后所剩余的殘余干擾，即由干擾復(fù)制信號H·B′(k)的不完善合成而產(chǎn)生的殘余干擾分量及來自使用MMSE(最小均方差)準(zhǔn)則線性濾波的y′n(k)的將來符號之間的干擾分量。換言之，該消除由一種如使用濾波特性wn(k)的y′n(k)的濾波的設(shè)置來進(jìn)行，如式(55)所示，它等于符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(k-Q+1)]各乘以信道值α1n(k)，α2n(k)，αQn(k)的和wnH(k)·y′n(k)≈∑q＝0Q-1αq(k)·bn(k-q)
＝αnH(k)·bn(k)(55)因此，所需要的是通過確定濾波特性wn(k)及后均衡信道值(信道信息)αn(k)來計算式(55)。接著將描述wn(k)及αn(k)的求解。應(yīng)指出，該濾波特性wn(k)不同于由式(32)及(34)給出的濾波系數(shù)wn(k)，為了方便起見將使用類似的表示。
所需的解將被確定為以下優(yōu)化問題的解(wn(k)，αn(k))＝arg min‖wnH(k)·y′n(k)-αnH(k)·bn(k)‖2(56)假定α1n(k)＝1。
換言之，將確定出使式(56)右邊取最小值的wn(k)及αn(k)。加上限制要求α1n(k)＝1，以免產(chǎn)生wn(k)＝0及αn(k)＝0的解。當(dāng)在限制要求下可獲得解時，對于α1n(k)＝1的解‖αn(k)‖2＝1將在下面描述。為簡要起見，該問題將重新規(guī)定。即，式(56)的右側(cè)被規(guī)定為mn(k)，它是w及α的最小值。
mn(k)＝arg min‖mnH(k)·zn(k)‖2(57)假定mnH(k)·eMQ+1＝-1(它等效于α1n(k)＝1)及其中mn(k)≡[wnT(k)，-αn(k)T]T(58)zn(k)≡[ynT(k)，b(k)nT]T(59)eMQ+1＝
T(60)應(yīng)理解，eMQ+1的第MQ+1位置具有元素“1”。
根據(jù)被描述在文獻(xiàn)[2]中的不定系數(shù)的Lagrange方法(S.Haykin，“自適應(yīng)濾波理論”，Prentice Hall，第220-227頁)中，該優(yōu)化問題的解如下式給出mn(k)＝-RZZ-1·eMQ+1/(eMQ+1H·RZZ-1·eMQ+1) (61)式中RZZ＝E[zn(k)·znH(k)] (62)E[A]表示A的期望值(平均值)。=EHΛn(k)·HH+σ2IHnHHnI......(63)]]>Λn(k)＝diag[Dn(k+Q-1)，…，Dn(k)，…，Dn(k-Q+1)] (64)式中I表示單位矩陣，及σ2表示噪聲功率(白高斯噪聲的協(xié)方差)。

Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2Nk+q]]q＝Q+1，…，1(66)Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1，…，1-b′2N(k+q)]q＝0，…，-Q+1 (67)式中diag表示對角矩陣(不位于矩陣對角線上的所有元素為零。因此，如果已知信道矩陣H及σ2，則可根據(jù)式(61)確定mn(k)。因而，然后可根據(jù)式(58)確定wn(k)及αn(k)。
使用以此方式計算的濾波特性wn(k)，就可根據(jù)下式來使y′n(k)被濾波un(k)＝wnH(k)·y′n(k) (68)式中H表示共軛換位矩陣。
這些濾波的n個處理結(jié)果被饋送到接著的相應(yīng)均衡器21-n。以此方式，獲得來自第n個個用戶的接收信號un(k)，它相應(yīng)于式(1)的左側(cè)，獲得式(1)右側(cè)的相應(yīng)于信道值hmn(q)的αmn(k)，及確定了相應(yīng)于式(1)的式(55)。因此，αn(k)作為均衡參數(shù)(信道值)被施加給隨后的均衡器21-n。這就由均衡器71完成了前級的處理。
現(xiàn)在將接著描述在后繼均衡器21-n中進(jìn)行的處理。如上所述，因?yàn)槭?55)相應(yīng)于式(1)，在均衡器21-n中對每個用戶進(jìn)行的運(yùn)算可與圖31中所示的均衡器21相同的方式處理，并將不再重復(fù)描述，因?yàn)樗压_在文獻(xiàn)[1]中。每個均衡器21-n從解碼器24-n接收un(k)，αn(k)及先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]，進(jìn)行計算及輸出一個對數(shù)似然比率Λ1(LLR)，它代表每個編碼位為+1概率及為-1的概率的比并如下式所示Λ1[b(k)]=logPr[bn(k)=+1|un(k),k=0,...,B]Pr[bn(k)=-1|un(k),k=0,...,B]...(69)]]>≡λ1[bn(k)]+λ2p[bn(k)].....(70)]]>式中λ1[bn(k)]表示饋入后繼編碼器24-n的非本征信息，及λ2p[bn(k)]表示施加于均衡器31的先驗(yàn)信息。解碼器24-n根據(jù)以下式子計算對數(shù)似然比率Λ2Λ2[bn(i)]=logPr[bn(i)=+1|λ1[bn(i)],i=0,...,B]Pr[bn(i)=-1|λ1[bn(i)],i=0,...,B]...(71)]]>≡λ2[bn(i)]+λ1p[bn(i)].....(72)]]>式中λ2[bn(i)]表示迭代期間施加于均衡器71及均衡器21的非本征信息及λ1p[bn(k)]表示供給解碼器24-n的先驗(yàn)信息。圖18所示的結(jié)構(gòu)執(zhí)行迭代均衡及解碼以改善誤碼率。
將參照圖19來簡要描述多用戶均衡器71的功能結(jié)構(gòu)。來自每個天線的接收信號在接收器70中被處理為矩陣r(k)＝[r1(k)…rM(k)]，該矩陣用在接收矩陣發(fā)生器311中根據(jù)考慮各個多徑(信道)的式(21)來產(chǎn)生接收矩陣y(k)。
另一方面，來自接收器70的接收信號r(k)，及已知序列信號如用于相應(yīng)于每個發(fā)射機(jī)的信道估算的、及由唯一字存儲器29供給的唯一字序列被輸入信道估算器28，以便估算信道矩陣H。
從來自各個解碼器24-1，…，24-N的對數(shù)似然比率Λ2[b1(i)]，…，Λ2[bN(i)]中減去先驗(yàn)信息λ1p[bn(i)]，…，λ1p[bN(i)]，以得到非本征信息λ2[b1(k)]，…，λ2[bN(k)]，然后它被輸入到軟判定符號估算器313-1，…，313-N，在其中根據(jù)式(15)計算軟判定發(fā)送符號b1′(k)，…，bN′(k)及然后被輸入到干擾矩陣發(fā)生器72。在干擾矩陣發(fā)生器72中，根據(jù)式(29)′，(53)及(54)對于每個n產(chǎn)生可為來自其它發(fā)射機(jī)的干擾信號的符號估算矩陣B′(k)。這N個矩陣B′(k)及信道矩陣H的乘積分別由其它干擾信號估算器73-1，…，73-N產(chǎn)生，這樣就確定了干擾分量的復(fù)制信號H·B(k)。
分別在減法器74-1，…，74-N中從接收信號y(k)中減去這N個干擾分量的復(fù)制信號H·B(k)，于是輸出其差值矩陣y′1(k)，…，y′N(k)。
軟判定發(fā)送符號b1′(k)，…，bN′(k)被輸入到誤差矩陣發(fā)生器75中，在這里根據(jù)式(64)，(66)及(67)產(chǎn)生誤差矩陣Λ1(k)，…，ΛN(k)。這些誤差矩陣、信道矩陣H及噪聲功率σ2被輸入到濾波特性估算器76，在這里根據(jù)式(58)，(60)，(61)，(63)及(65)來估算濾波特性wn(k)及后均衡信道信息αn。這些濾波特性w1，…，wN及差值矩陣y′1(k)，…，y′N(k)一起分別在濾波處理器77-1，…，77-N中相乘，或差值矩陣被濾波，這樣就確定了用于來自每個用戶的符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bN(k-Q+1)]的及用于每個路徑的接收信號的分量u1(k)，…，uN(k)，在其中消除了來自其它用戶信號的干擾。這些分量與在濾波特性估算器76中確定的后均衡信道信息α1(k)，…，αN(k)一起被饋入到圖18中所示的單用戶均衡器21-1，…，21-N。
本發(fā)明(2)的第一方面Turbo接收方法的處理程序表示在圖20中，其中與圖3中程序相應(yīng)的步驟被標(biāo)以與前面所使用的相同的步驟序號。但是，在步驟S4中發(fā)生的干擾復(fù)制矩陣Bn′(k)的計算是根據(jù)式(29)′，(53)及(54)。步驟S13根據(jù)式(64)，(66)及(67)使用軟判定發(fā)送符號bn′(k)來產(chǎn)生誤差矩陣Λn(k)。步驟S14根據(jù)式(58)，(60)，(61)，(63)及(65)使用信道矩陣H，噪聲功率σ2及誤差矩陣Λn(k)來確定殘余干擾消除濾波特性wn(k)及信道信息αn。步驟S15根據(jù)殘余干擾消除濾波特性wn(k)來濾波差值矩陣y′n(k)以確定un(k)。在步驟S16上，對每個濾波結(jié)果un(k)施加單用戶均衡來確定對數(shù)似然比率Λn[un(k)]，然后其在步驟S10上被解碼。在其它方面，該程序類似于圖3中所示的程序。
在上面的描述中，在后級均衡器21-n中均衡的范圍被確定為用于由符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(K-Q+1)](其中n＝1，…，N)引起的符間干擾的區(qū)域，但該均衡的范圍是可調(diào)節(jié)的。例如，當(dāng)Q具有很大的值時，在后級均衡器21-n中的計算負(fù)載將很大。在此情況下，后級均衡器21-n的均衡范圍被選擇為Q′＜Q，而前級均衡器71將被重配置，以便消除在區(qū)域[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(k-Q′+1)](其中Q′＜Q及n＝1，…，N)以外相同用戶信號之間的符間干擾。該修改將在下面描述。當(dāng)均衡被分為前級及后級時，將與信道估算器28相關(guān)地設(shè)置前符號存儲器32，如圖19中虛線所示，以使得在信道值估算值中也可使用硬判定發(fā)送符號bn^(k)，由此可使估算的精確性可被改善。
在圖17所示的例中，前級多輸出均衡器71均衡N個序列中的發(fā)送信號，以便可分離來自其它序列的干擾，以提供N個序列的信號un及后均衡信道信息αn，及接著，N個序列的每個的信號un被后級單用戶均衡器22-n處理，以便消除相同發(fā)送信號的符間干擾。以此方式，在級聯(lián)連接的兩級中進(jìn)行均衡。但是，也可使用三級或更多級的級聯(lián)連接。
作為例子，圖21表示相應(yīng)與N個序列的發(fā)送信號的M個序列的接收信號rm被輸入到第一級均衡器81，以提供在其中消除了由第(U+1)至第N發(fā)送序列引起的干擾的、用于第1至第U發(fā)送序列的均衡信號序列er1(k)及其相關(guān)的后均衡信道信息eα1(k)，以及提供在其中消除了由第1至第U發(fā)送序列引起的干擾的、用于第(U+1)發(fā)送序列的均衡信號序列er2(k)及其相關(guān)的后均衡信道信息eα2(k)，而第二級包括均衡器82-1及82-2。er1(k)及eα1(k)被輸入到均衡器82-1，在這里它們被均衡，以提供在其中消除了由第(U1+1)至第U發(fā)送信號引起的干擾的、用于第1至第U發(fā)送序列中第1至第U1發(fā)送序列的均衡信號序列er3(k)及其相關(guān)的后均衡信道信息eα3，提供在其中消除了由第1至第U1發(fā)送序列及第U2至第U發(fā)送信號引起的干擾的、用于第1至第U發(fā)送序列中第(U1+1)至第U2發(fā)送序列的均衡信號序列er4(k)及其相關(guān)的后均衡信道信息eα4(k)，以及提供在其中消除了由第1至第U2發(fā)送序列引起的干擾的、用于第1至第U發(fā)送信號中第(U2+1)至第U發(fā)送序列的均衡信號序列er5(k)及其相關(guān)的后均衡信道信息eα5(k)。
類似地，均衡信號序列er2(k)及信道信息eα2(k)被輸入到第二級中的均衡器82-2，以提供均衡信號序列er6(k)及相關(guān)的后均衡信道信息eα6(k)，以及提供均衡信號序列er7(k)及相關(guān)的后均衡信道信息eα7(k)。當(dāng)N＝5時，第三級中的均衡器83-1至83-5代表圖18中所示的單用戶均衡器。此外，輸入到均衡器83-3的輸入均衡信號可包括兩個發(fā)送信號，并且均衡器83-3可消除兩個發(fā)送信號之間的相互干擾，以提供兩個均衡信號的組及與它們相關(guān)的后均衡信道信息，這些均衡信號及后均衡信道信息被依次提供到下個單用戶均衡器84-1及84-2并被它們均衡。作為另一變換，均衡器83-4可接收均衡信號er6(k)及信道信息eα6(k)以對于組成均衡信號er6(k)的每個發(fā)送信號、例如三個發(fā)送信號中每個的相互干擾，它們中的每個可被兩個其它發(fā)送信號以及由于多徑引起的每個發(fā)送信號的符間干擾所干擾。作為又一個變型，在第二級中可重配置一個或多個均衡器82-1及82-2，使得對于多個發(fā)送信號的每個可同時地獲得均衡的信號。
以上所描述的可被概括為在第一級中的均衡器輸出多個均衡信號序列及一組后均衡信道信息，并且在級聯(lián)地連接的一個或多個級中的每一個級上可設(shè)置用于每個均衡信號序列及其相關(guān)的后均衡信道信息組的、一個或多個均衡器，從而對于第1及第n個個發(fā)送序列中的每一個發(fā)送序列最后可輸出一個均衡輸出或一個對數(shù)似然比率Λ1[bn(k)]。
當(dāng)在多個級聯(lián)連接的級中進(jìn)行均衡時，對于待消除干擾的路徑數(shù)目Q最好在后級上減小，從而可減小計算量。在該例中，來自一個路徑的將出現(xiàn)在后級中的干擾分量在緊前級均衡器中被消除。
以下將描述當(dāng)?shù)谝患壘馄?1處理N個發(fā)送信號時圖21的結(jié)構(gòu)中出現(xiàn)的均衡處理，其中每個發(fā)送信號具有的多徑數(shù)目等于Q，以提供一組包括U個發(fā)送信號的均衡信號序列er1(k)，及其相關(guān)的后均衡均衡信道信息eα1(k)，并且后級均衡器82-1對于其多徑數(shù)目等于Q的每個發(fā)送序列執(zhí)行均衡。
類似于以上結(jié)合圖18及19中所示的實(shí)施例的描述，干擾矩陣發(fā)生器72產(chǎn)生干擾矩陣B′(k)，但使用的算式從式(53)及(54)改變到(53)，(54)′及(73)，如下所示
b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…1 (53)b′(k+q)＝
Tq＝0，…，-Q′+1 (54)′b′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q′，…，-Q+1 (73)式(54)′旨在提供用于第1至第U發(fā)送序列本身的符號，及提供除由本身對每個序列產(chǎn)生的及由于多徑Q′對每個另外序列產(chǎn)生的符間干擾外的均衡，而式(73)旨在消除對第1至第U發(fā)送路徑本身的及由于第(Q′+1)至第Q路徑對每個另外序列的符間干擾，因?yàn)樵诤蠹壘庵卸鄰綌?shù)目減小到Q′。
以此方式獲得的干擾矩陣B′(k)被用來產(chǎn)生干擾的復(fù)制信號H·B′(k)，然后它從接收矩陣y(k)中被減去，如下式所示y′g(k)≡y(k)-H·B′(k) (27)″＝H·(B(k)-B′(k))+n(k) (28)″該減去干擾的操作在下面稱為“軟干擾消除”。假定以理想的方式產(chǎn)生了干擾信號的復(fù)制信號H·B′(k)，將可看到y(tǒng)g′(k)可僅具有用于第1至第U發(fā)送符號的符號[bn(k)，bn(k-1)，…，bn(k-Q′+1)](其中n＝1至U)的信號分量。
在軟干擾消除剩下的殘余干擾用MMSE準(zhǔn)則的線性濾波器來消除，其方式類似于前面所述的方式。在此情況下，式(55)用以下所示的式(55)′來代替wgH(k)·y′g(k)≈∑n＝1U∑q＝0Q′-1αnq(k)·bn(k-q)＝αgH(k)·bg(k) (55)′其中αg(k)＝[α1，0(k)，…，α1，Q′-1(k)，…，αU，0(k)，…，αU，Q′-1(k)]T(55-1)bg(k)＝[b1(k)，…，b1(k-Q′+1)，…，bU(k)，…，bU(k-Q′+1)]T(55-2)以類似于前面所述的方式來進(jìn)行wg(k)及αg(k)的求解以確定wg(k)及αg(k)，它使相應(yīng)于式(56)的下式的右邊取最小值(wg(k)，αg(k))＝arg min‖wgH(k)·y′g(k)-αgH(k)·bg(k)‖2(56)′假定α1，0(k)＝1。
加入限制要求，以便避免可能產(chǎn)生αg(k)＝0及wg(k)＝0的解。并也使用‖αn(k)‖2＝1的限制要求來提供解，在以下的說明中，該問題可對于α1，0(k)＝1作如下的改寫mg(k)＝arg min‖mgH(k)·zg(k)‖2(57)′假定mgH(k)·eMQ+1′＝-1其中
mg(k)≡[wgT(k)，-αgT(k)]T(58)′zg(k)≡[ygT(k)，b(k)gT]T(59)′eMQ′+1＝
T(60)′可以理解在第(MQ′+1)位置，eMQ′+1具有“1”元素。
根據(jù)描述在文獻(xiàn)[2]中披露的中間系數(shù)的Lagrange方法該優(yōu)化問題的解如下式給出mg(k)＝-RZZ-1·eMQ′+1/(eMQ′+1H·RZZ-1·eMQ′+1)(61)′其中Rzz=E[Zg(k),ZgH(k)].....(62)′]]>=EH·Λn(k)·HH+σ2IHgHHgI.......(63)′]]>Λn(k)＝diag[Dn(k+Q-1)，…，Dn(k)，…，Dn(k-Q+1)](64)′ Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q+1，…，1 (66)Dn(k+q)＝diag[1，…，1，1-b′2U+1(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝0，…，-Q′+1(67)′Dn(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q′，…-Q+1 (74)因此當(dāng)已知信道參數(shù)時，可根據(jù)式(61)′確定mg(k)。此外，可根據(jù)式(58)′確定wg(k)及αg(k)＝(eα1(k))。這些計算例如可在圖19所示的濾波特性估算器(76)中作出，及為了濾波在濾波處理器77-1計算下式er1(k)＝wgH(k)·y′g(k)該均衡輸出er1(k)及后均衡信道信息eα1(k)＝αg(k)被饋入后級均衡器82-1。
當(dāng)例如具有5個發(fā)送序列(用戶)，它們被分成3個發(fā)送序列(用戶)的一組及2個發(fā)送序列(用戶)的一組時，以上述方式，可用U＝3及2執(zhí)行以上算法，并將兩個均衡輸出er1(k)，eα1(k)及er2(k)，eα2(k)輸入到被設(shè)計來分別處理3個發(fā)送序列及2個發(fā)送序列的均衡器中，由此獲得了用于每個發(fā)送序列的均衡輸出。
在軟判定發(fā)送符號中反映被檢測信號的糾錯解碼結(jié)果也可如上述的方式應(yīng)用在圖8所示的單用戶Turbo均衡接收機(jī)、圖9所示的RAKE合成Turbo接收機(jī)、圖10所示的包括自適應(yīng)陣列天線接收器的Turbo接收機(jī)、圖12所示的包括信道估算器42的通用Turbo接收機(jī)中。
在圖13，14及15中，已被確定為極可能確實(shí)的符號硬判定值在第二及隨后的迭代期間也作為參考信號被用在信道矩陣H及協(xié)方差矩陣U^的估算中。但是在第二及隨后的迭代期間，可僅使用唯一字作為參考信號來用式(51)估算協(xié)方差矩陣U^，而省略使用符號硬判定值的信道估算及協(xié)方差矩陣U^的估算。
本發(fā)明(2)的第一方面(并行發(fā)送)所提出的是，來自單用戶的信息序列c(i)以多個并行序列被傳輸，以便以高頻率使用率獲得高速率傳輸?，F(xiàn)在將描述結(jié)合本發(fā)明的可用于這種發(fā)送信號的Turbo接收機(jī)的一個實(shí)施例。
參考圖22，其中與圖1中相同的部分使用與其相似的標(biāo)號，在發(fā)送側(cè)，調(diào)制器13的調(diào)制輸出信號b(j)輸入到串行-并行轉(zhuǎn)換器14，其中每個符號b(j)順序地被分配成N個序列。假定具有序列信號b1(k)，…，bN(k)，其中數(shù)目N等于或大于2。雖然圖中未示出，這些信號在轉(zhuǎn)換成射頻信號后由N個天線發(fā)射。
這N個串行信號通過信道(傳輸路徑)傳輸，以由根據(jù)本發(fā)明的Turbo接收機(jī)接收。該接收機(jī)具有一個或多個接收天線，并且接收信號作為包括一個或多個(M)信號的基帶數(shù)字接收信號rm(k)(其中m＝1，2，…，M)被輸入到多輸出均衡器31。接收信號rm(k)例如由圖30B所示的方式產(chǎn)生。
多輸出均衡器31以與圖2中相同的方式構(gòu)成及根據(jù)圖3中所示的處理程序執(zhí)行處理。因此，在減法器25中從來自圖22中所示的解碼器24的對數(shù)似然比率Λ2[b(i)]中減去非本征信息λ1[b(i)]，并且減法輸出被交織器26交織處理以提供先驗(yàn)信息λ2[b(j)]，然后它在串行-并行轉(zhuǎn)換器15中被轉(zhuǎn)換成N個序列的先驗(yàn)信息λ2[b1(k)]，…，λ2[bN(k)]，以輸入到多輸出均衡器31。
因此，N個序列的接收信號在多輸出均衡器31中以類似于前面所述的方式受到線性均衡，及輸出N個對數(shù)似然比率序列Λ1[b1(k)]，…，Λ1[bN(k)]，它們?nèi)缓蟊惠斎氲讲⑿?串行轉(zhuǎn)換器16，以被轉(zhuǎn)換成單個的對數(shù)似然比率序列Λ1[b(j)]并提供給減法器22。借助該結(jié)構(gòu)，至多輸出均衡器31的輸入信號格式類似于結(jié)合圖1至3所述的格式，因此，通過參照上述圖1至3所述的均衡可獲得N個對數(shù)似然比率序列Λ1[b1(k)]，…，Λ1[bN(k)]，并且易于看出，通過使用串行-并行轉(zhuǎn)換器15及并行-串行轉(zhuǎn)換器16允許迭代解碼處理。以與來自圖1至3結(jié)構(gòu)中第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號相應(yīng)的方式，將使N個并行發(fā)送信號中第n個或第n個列發(fā)送信號均衡。也易于看出，上述結(jié)合圖4至7所述的實(shí)施例可用于N個序列信號的并行接收。通過在如圖18至22的級聯(lián)方式的多個均衡器級中的處理，與通過圖1至31所示的單均衡器的處理相比，接收特性可被改善。
根據(jù)本發(fā)明的Turbo接收方法及Turbo接收機(jī)也可應(yīng)用于接收卷積碼/Turbo碼+交織器+多值調(diào)制，例如QPSK、8PSK、16QAM、64QAM等、TCM(格碼調(diào)制)/TurboTCM。
M個接收信號的產(chǎn)生由M個天線#1，…，#M得到M個接收信號r1(k)，…，rM(k)，但它們也可由單天線得到。此外，M(它大于L)個接收信號可由L(它是等于或大于2的整數(shù))個天線獲得。雖然在圖1中未具體表示，來自天線#1，…，#M的接收信號在基帶轉(zhuǎn)換器中被轉(zhuǎn)換成基帶接收信號r1(k)，…，rM(k)及在離散時間上被采樣以提供數(shù)字信號r1(k)，…，rM(k)。
如圖30B所示，例如由L＝2天線#1及#2接收的接收信號可分別在基帶轉(zhuǎn)換器61-1及61-2中轉(zhuǎn)換成基帶信號，它們的輸出將由A/D轉(zhuǎn)換器64-1，64-2及64-3，64-4將根據(jù)來自采樣信號發(fā)生器62的采樣信號采樣，這些采樣信號是通過在移相器63中將上述采樣信號移相其半周期T/2而獲得的以分別輸出數(shù)字信號r1(k)，r2(k)，r3(k)，r4(k)。然后數(shù)字信號可輸入到如圖1或圖18或圖22所示Turbo接收機(jī)30以提供N個解碼輸出。應(yīng)該理解，來自采樣信號發(fā)生器62的采樣信號的頻率被這樣選擇，以使得輸入到Turbo接收機(jī)30的接收信號r1(k)，…，r4(k)的每個采樣周期與當(dāng)單個接收信號rm(k)由每個天線接收時所使用的采樣周期相一致。
本發(fā)明的效果如上所述，根據(jù)本發(fā)明(1)的第一方面，實(shí)現(xiàn)了多輸出(MIMO)接收方法。為了說明其量值效果，在圖23及24中用曲線表示出誤碼率響應(yīng)。在每個圖中，橫坐標(biāo)上的Eb/No代表位功率與噪聲之比。在仿真中假定以下條件用戶(發(fā)射機(jī))數(shù)目 2每個用戶的多徑數(shù)目Q 5接收天線數(shù)目 2每幀信息符號數(shù) 450比特每幀唯一字?jǐn)?shù) 25比特信道估算方法 RLS(清除系數(shù)0.99)糾錯碼率 1/2，約束長度3卷積碼多普勒頻率 1000Hz(瑞利(Rayleigh)衰落)調(diào)制BPSK傳輸速率20Mbps解碼器24 Max-Log-Map解碼器迭代數(shù)目4在幀內(nèi)無衰落用于逆矩陣的矩陣求逆輔助定理無近似地使用在濾波系數(shù)w的計算中。
圖23表示當(dāng)信道估算完善地獲得(無估算誤差)或當(dāng)信道已知為用戶數(shù)N＝2、接收天線數(shù)M＝2、瑞利路徑數(shù)Q＝5時的誤碼率特性?？梢钥闯?，第一輪不是迭代而第二輪是第一迭代。還可看出，通過迭代使誤碼率特性大為改善。由此亦可看到，根據(jù)本發(fā)明的用于MIMO的Turbo接收方法以完善的方式工作。
圖24表示迭代信道估算(根據(jù)本發(fā)明第四方面)的效果。橫坐標(biāo)表示閾值Th。Eb/No被固定在4dB上(其中Eb用于一個用戶)，及Th＝1.0可考慮為其中不選擇符號硬判定值或其中使用符號硬判定值的信道估算未被作出的的傳統(tǒng)方法。在該例中，由圖可看出，BER特性具有小的迭代效果，因?yàn)樾诺拦浪悴痪_。閾值Th＝0指示所有硬判定值被直接使用，并且當(dāng)信息符號的硬判定值以此方式被使用時，由圖可明顯看出平均比特誤碼率得以改善，并使信道估算被精確執(zhí)行到相應(yīng)的程度。對于0.2至0.6量級的閾值，平均比特誤碼率比Th＝0時降低了，這表示最好僅使用一個極可能確實(shí)的硬判定值。可以看出，約為0.25的Th值是最可取的。
圖25表示MIMO接收方法的誤碼率特性，其中根據(jù)閾值確定為極可能確實(shí)的發(fā)送符號硬判定值被用于信道估算，或它以曲線66的形式使用迭代信道估算。在該例中，閾值被設(shè)在0.25上及圖示結(jié)果代表使用以下參數(shù)在四次迭代后得到的特性N＝2，M＝2，Q＝5瑞利，fdTs＝1/20.000及900符號/幀。為了作出比較，以曲線67表示具有完善信道估算的誤碼率特性，而以曲線68表示其中在信道估算中未使用信息符號的硬判定值或僅作出無迭代的單信道估算的誤碼率特性。由圖示曲線可以看出，當(dāng)使用迭代信道估算時誤碼率特性接近于由完善信道估算獲得的特性。
借助上述信道估算方法，通過基于解碼軟判定值確定硬判定值是否可能是確實(shí)的及通過在下次迭代時使用具有在信道估算中極可能是確實(shí)的硬判定值，可更精確地執(zhí)行信道估算并使解碼質(zhì)量改善。
為了確認(rèn)估計協(xié)方差矩陣U^(對于不是高斯噪聲)實(shí)施例的效果，使用以下參數(shù)進(jìn)行了仿真。
用戶(發(fā)射機(jī))數(shù)目 3(選擇其中一個作為未知干擾i(k))每個用戶的多徑數(shù)目Q 5接收天線數(shù)目 3每幀信息符號數(shù) 450比特糾錯碼率 率1/2，約束長度3卷積碼多普勒頻率 1000Hz(瑞利衰落)調(diào)制 BPSK傳輸速率 20Mbps解碼器24 Log-Map解碼器迭代數(shù)目 4三個用戶(發(fā)射機(jī))的功率選擇相等。
圖26示出了如圖14，15和16所示的估算H和U^的Turbo接收機(jī)的BER(比特誤碼率)特性的仿真結(jié)果，并且圖27示出了直接使用圖1所示的Turbo接收機(jī)的BER特性(其中使用圖13所示的方法)。在圖26中，假設(shè)噪聲僅包括白高斯噪聲，可以看出兩次或多次信道估算迭代和解碼處理效果甚微。相反，從圖27可以看出隨著迭代次數(shù)的增加，BER特性得到改善，并且此外，對于相同的Eb/No，BER比圖26所示的小很多。
為了確認(rèn)實(shí)施例(根據(jù)本發(fā)明第二方面)-其中糾錯解碼結(jié)果被反映在來自一個預(yù)定用戶(發(fā)射機(jī))的接收信號的符號軟判定值b’n(k)中-的效果，使用以下參數(shù)進(jìn)行了仿真
用戶(發(fā)射機(jī))數(shù)目N 4每個用戶的多徑數(shù)目Q 5接收天線數(shù)目2每幀信息符號數(shù)900比特糾錯碼 卷積碼(編碼率1/2，約束長度3)調(diào)制BPSK解碼器24Log-Map解碼器差錯編碼率 1/2迭代數(shù)目 5作出的選擇是f(b′n(k))＝a×b′n(k)圖28表示一個圖1所示多輸出Turbo接收機(jī)及另一個多輸入多輸出Turbo接收機(jī)的BER特性，后一接收機(jī)中糾錯解碼結(jié)果被反映在b′n(k)中，圖中所示黑點(diǎn)用于前者，及白點(diǎn)用于后者。應(yīng)指出，在圖中圓圈代表初始輪，向下的三角代表第二迭代，菱形代表第三迭代，向左的三角代表第四迭代及向右的三角代表第五迭代。圖28A表示當(dāng)α固定為0.2時相對Eb/No作出的BER特性的仿真結(jié)果，及圖28B表示當(dāng)Eb/No為6dB時相對α作出的BER特性的仿真結(jié)果?？梢钥吹剑粒?代表b′n(k)＝0。由圖28A可看到，在糾錯解碼結(jié)果被反映在b′n(k)中的多輸入多輸出接收機(jī)中，在第三及接著的迭代后獲得的BER與在先迭代期間獲得的BER相比得到的改善大于圖1中所示的多輸入多輸出Turbo接收機(jī)的情況；及在第三及接著的迭代后，當(dāng)與為獲得在BER＞10-4范圍中的每個BER所需的Eb/No作比較，與圖1中所示的多輸入多輸出Turbo接收機(jī)相比，其中糾錯解碼結(jié)果被反映在b′n(k)中的多輸入多輸出接收機(jī)具有約0.5dB或更大的增益。應(yīng)指出，在Eb/No＝6dB的第五次迭代期間，獲得BER＝10-5，與圖1中所示的接收機(jī)相比BER下降1/10倍或更多。由圖28B可以看出，在由式0＜α＜0.6指示的α范圍中獲得改善及當(dāng)α超過0.6時BER特性變差，阻止了正確解碼結(jié)果的獲得。由該結(jié)果可看出，最佳α值為0.2。但是應(yīng)該理解，α的最佳值不被限制在0.2上，而具有改善效果的α范圍將根據(jù)被接收的用戶數(shù)目、具有干擾的傳播環(huán)境、接收天線數(shù)目等來改變。此外，可選擇不同的值作為α的最佳值。
當(dāng)BPSK調(diào)制用于數(shù)目等于N的多個用戶(發(fā)射機(jī))，及來自每個發(fā)射機(jī)的多徑數(shù)目等于Q，接收天線的數(shù)目等于M時，在傳統(tǒng)單用戶Turbo接收機(jī)直接擴(kuò)展到多輸出(MIMO)的情況下，如前所述，均衡器中所需的計算量為2N(Q-1)的量級，但用根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收方法，計算量可下降列N(MQ)3的量級。作為例子，假定N＝8，Q＝20及M＝8，2N(Q-1)≈5·1045，而N(MQ)3≈37·107，由此表明，根據(jù)本發(fā)明第二方面的Turbo接收方法計算量可將大大下降。
在以下條件下進(jìn)行仿真，以便確認(rèn)根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收方法可獲得良好的比特誤碼率特性，其中假定信道矩陣H已知用戶(發(fā)射機(jī))數(shù)目N 4每個用戶的多徑數(shù)目Q5接收天線數(shù)目 2每幀信息符號數(shù) 900比特糾錯碼率1/2，約束長度3卷積碼多普勒頻率 1000Hz(瑞利衰落)調(diào)制 BPSK解碼器24 Log-Map解碼器傳輸速率 20Mbps解碼器 Log-MAP解碼器迭代數(shù)目 6假定以理想方式進(jìn)行信道估算。
圖29表示對于BER(比特誤碼率特性)的仿真結(jié)果。橫坐標(biāo)表示平均Eb(比特功率)/No(噪聲功率)，圖中標(biāo)記fd代表多普勒頻率，及Ds代表發(fā)送符號的周期。圖中所示MRC是在量級為10(2天線×5路徑)的各個信道上的最大速率組合后基于信號的維特比解碼的BER特性，它相應(yīng)于當(dāng)均衡器完善消除干擾時產(chǎn)生的BER特性。因此，可通過觀察在迭代后BER的位置接近MRC曲線的程度來評價接收機(jī)的質(zhì)量。由圖29可看到，用根據(jù)本發(fā)明第二方面的Turbo接收方法，Eb/No愈高，BER愈小，及迭代次數(shù)愈大，BER特性愈接近MRCBER特性，尤其是迭代次數(shù)等于6時，BER特性與MRC非常接近。因此，在4個用戶且每個具有5個路徑及使用2個接收天線的嚴(yán)格條件下，使用根據(jù)本發(fā)明第三方面的Turbo接收方法的多輸出Turbo接收機(jī)被確認(rèn)為工作完善。
權(quán)利要求
1.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo(快速)接收方法，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括以下步驟根據(jù)M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))及一個已知信號計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中m＝1，…，M；n＝1，…，N及q＝0，…，Q-1，并且Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目；根據(jù)N個先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]確定軟判定發(fā)送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發(fā)送符號b′n(k)及根據(jù)第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號如下地計算干擾分量H·B′(k) 式中 B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1……-Q+1 q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素及[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去干擾分量H·B′(k)獲得差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T使用信道矩陣H或參考信號來確定自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，它被施加于相應(yīng)于從第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號上，以便來消除差值矩陣y′(k)中的殘余干擾分量；以及用自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，以獲得對于其中已消除干擾的、相應(yīng)于從第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號的對數(shù)似然比率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的Turbo接收方法，其中用U表示接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣，使用軟判定發(fā)送符號b′n(k)及信道矩陣H根據(jù)下式計算自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)wn(k)＝(HG(k)HH+U)-1hG(k)＝diag[D(k+Q-1)…D(k)…D(k-Q+1)]D(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q-1…-Q+1，q≠0＝diag[1-b′21(k+q)，…，1，…，1-b′2N(k+q)] q＝0h=H1,(Q-1)·N+nH1,(Q-1)·N+n...HM·Q,(Q-1)·N+n]]>其中H1，(Q-1)·N+n代表位于矩陣H中第1行及第(Q-1).N+n列的元素。
3.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo接收方法，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括以下步驟根據(jù)M個接收信號rm計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中M是等于或大于1的整數(shù)及其中m是1，…，M，n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目；根據(jù)N個先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]確定軟判定發(fā)送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發(fā)送符號b′n(k)并根據(jù)第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號如下地計算干擾分量H·B′(k) 式中 B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有元素f(b′n(k))，f()是變量b′n(k)的函數(shù)并滿足于f(0)＝0及d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0，并且[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去干擾分量H·B′(k)確定出差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T使用信道矩陣H或參考信號來確定自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，它被施加于相應(yīng)于從第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號上，以便來消除差值矩陣y′(k)中的殘余干擾分量；以及用自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，以提供對于其中已消除干擾的、相應(yīng)于從第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號的對數(shù)似然比率。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的Turbo接收方法，還包括用U表示接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣，使用軟判定發(fā)送符號b′n(k)及信道矩陣H根據(jù)下式計算自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)wn(k)＝(HG(k)HH+U)-1hG(k)＝diag[D(k+Q-1)…D(k)…D(k-Q+1)]D(k+q)＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n(k+q)，…，1-b′2N(k+q)]q＝Q-1…-Q+1，q≠0＝diag[1-b′21(k+q)，…，1-b′2n-1(k)，1+2E[f(b′n(k)]+E[f(b′n(k)2]，1-b′2n+1(k)，…，1-b′2N(k+q)] q＝0其中E[]代表平均值，及h=H1,(Q-1)·N+nH2,(Q-1)·N+n...HM,(Q-1)·N+n]]>其中H1，(Q-1)·N+n代表位于矩陣中第1行及第(Q-1)N+n列的元素。
5.根據(jù)權(quán)利要求2或4的Turbo接收方法，其中在計算自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)期間通過使用矩陣求逆輔助定理進(jìn)行逆矩陣計算。
6.根據(jù)權(quán)利要求1或2的Turbo接收方法，其中在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣U被確定為σ2I，它由高斯分布的方差σ2及一個單位矩陣確定。
7.根據(jù)權(quán)利要求1或2的Turbo接收方法，其中使用接收矩陣y(k)及估算信道矩陣H如下地獲得在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣UU^=Σk=0Tr(y(k)-H^·B(k))·(y(k)-H^·B(k))H]]>B(k)＝[bT(k+Q-1)…bT(k)…bT(k-Q+1)]Tb(k+q)＝[b1(k+q)…bN(k+q)]T(q＝-Q+1…Q-1)其中Tr代表參考信號的長度。
8.根據(jù)權(quán)利要求2或3的Turbo接收方法，其中對于q≠0，D(k+q)用0來近似，及對于q＝0，D(k)用diag
來近似。
9.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo接收方法，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括以下步驟根據(jù)M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))及一個已知信號計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中m＝1，…，M；n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目；根據(jù)N個先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]確定軟判定發(fā)送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發(fā)送符號b′n(k)及根據(jù)第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號如下地計算干擾分量H·B′(k) B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素及[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去干擾分量H·B′(k)確定出差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣U被確定為σ2I，它由高斯分布的方差σ2及一個單位矩陣I確定，及用自適應(yīng)濾波系數(shù)wn對差值矩陣y′(k)濾波，該濾波系數(shù)由下式確定h=H1,(Q-1)·N+nH2,(Q-1)·N+n...HM·Q,(Q-1)·N+n]]>以提供對于其中已消除干擾的、相應(yīng)于來自第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號的對數(shù)似然比率。
10.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo接收方法，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括以下步驟根據(jù)M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))及一個已知信號計算信道值hmn(q)及信道矩陣H，其中m＝1，…，M；n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目；根據(jù)N個先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]確定軟判定發(fā)送符號b′n(k)，其中k代表離散時間；使用信道值hmn(q)及軟判定發(fā)送符號b′n(k)并根據(jù)來自第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號如下地計算干擾分量H·B′(k) B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有元素f(b′n(k))，f()是變量b′n(k)的函數(shù)并滿足于f(0)＝0，其為d{f(b′n(k))}/d{b′n(k)}≥0，及[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；從接收的矩陣y(k)中減去干擾分量H·B′(k)確定出差值矩陣y′(k)，其中y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…TM(k)]T在接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣U被確定為σ2I，它由高斯分布的方差σ2及一個單位矩陣I確定，及用自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)對差值矩陣y′(k)濾波，該濾波系數(shù)由下式確定h=H1,(Q-1)·N+nH2,(Q-1)·N+n...HM·Q,(Q-1)·N+n]]>以獲得對于其中已消除干擾的、相應(yīng)于來自第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號的對數(shù)似然比率。
11.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo接收方法，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括以下步驟根據(jù)M(其中M是等于或大于1的整數(shù))個接收信號及一個已知信號確定信道值，該信道值是接收信號的傳輸特性；根據(jù)N個先驗(yàn)信息估算軟判定發(fā)送符號；將N個發(fā)送信號各分成L組包括一個或多個發(fā)送信號的組(L≤N)，使用軟判定發(fā)送符號及包括信道值的信道矩陣來確定其中消除了來自另外發(fā)送信號組的干擾的L個均衡信號，及確定各相應(yīng)于每組發(fā)送信號的均衡信號的傳輸特性的后均衡信道信息；對于L個均衡信號及相關(guān)信道信息的每個組合，將均衡信號組作為具有由信道信息確定的信道值的接收信號來處理，及其中具有構(gòu)成均衡信號組的多個發(fā)送信號，將該發(fā)送信號分成一個或多個發(fā)送信號的多個子組，使用軟判定發(fā)送信號對發(fā)送信號的子組確定其中消除了來自其它組發(fā)送信號的干擾的均衡信號及相關(guān)的后均衡信道信息，及其中各組包括單個發(fā)送信號，使用產(chǎn)生的均衡信號、信道信息及軟判定發(fā)送信號以消除因多徑而帶來的發(fā)送信號本身的干擾；重復(fù)進(jìn)行分組、消除干擾及產(chǎn)生后均衡信道信息的步驟，直到構(gòu)成每個均衡信號的發(fā)送信號變成單個為止，因此最后對每個發(fā)送信號確定其中消除了因多徑本身產(chǎn)生的干擾的均衡信號，或?qū)τ诰庑盘柤跋嚓P(guān)信道信息的組合確定其中消除了由不同發(fā)送信號之間的干擾及對于構(gòu)成均衡信號的每個發(fā)送信號消除了發(fā)送信號本身的符間干擾的均衡信號。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的Turbo接收方法，其中對于每組發(fā)送信號，使用軟判定發(fā)送符號及信道值產(chǎn)生由另外發(fā)送信號組引起的干擾復(fù)制信號，從接收信號中減去干擾復(fù)制信號以確定差值信號，對于每個差值信號根據(jù)信道值及軟判定發(fā)送符號確定用于消除殘余干擾的濾波特性及相關(guān)的后均衡信道信息，用殘余干擾消除濾波特性濾波相應(yīng)差值信號以獲得均衡信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的Turbo接收方法，包括以下步驟由接收信號r1(k)，…，rM(k)如下地確定接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；將發(fā)送特性如下地確定為信道矩陣H H(q)＝[h1(q)…h(huán)N(q)]hn(q)＝[h1n(q)…h(huán)Mn(q)]T其中m＝1，…，M，n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表多徑數(shù)目，及hmn(q)是包含在接收rm中的來自第n個發(fā)射機(jī)的路徑q的信道值；用b′n(k)表示軟判定發(fā)送符號，對發(fā)送信號的一個組如下地計算由另外組的發(fā)送信號引起的干擾復(fù)制信號H·B′(k)，其中該組由第一至第U發(fā)送信號組成，U為滿足N＞U≥1的整數(shù)B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…1b′(k+q)＝
Tq＝0，…，-Q+1其中b′(k+q)具有其數(shù)目等于U的零元素；從接收的矩陣y(k)中減去干擾分量復(fù)制信號H·B′(k)確定出差值矩陣y′g(k)。
14.根據(jù)權(quán)利要求11的Turbo接收方法，當(dāng)需要對均衡信號及相關(guān)信道信息進(jìn)一步地消除干擾時，使從均衡信號中消除干擾期間所使用的多徑數(shù)目減小。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的Turbo接收方法，還包括步驟由接收信號r1(k)，…，rM(k)如下地確定接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；以信道矩陣H的形式如下地確定發(fā)送特性 H(q)＝[h1(q)…h(huán)N(q)]hn(q)＝[h1n(q)…h(huán)Mn(q)]T其中m＝1，…，M，n＝1，…，N；q＝0，…，Q-1，及Q代表多徑數(shù)目，及hmn(q)是包含在接收rm中的來自第n個發(fā)射機(jī)的路徑q的信道值；用b′n(k)表示軟判定發(fā)送符號，發(fā)送信號的一個組包括第一至第U個發(fā)送信號，其中U為滿足不等式N＞U≥1的整數(shù)，對該組發(fā)送信號構(gòu)成均衡信號，以使得通過考慮數(shù)目等于Q′的多徑數(shù)目，使其中干擾，其中Q′＜Q，對該組如下地計算由另外組的發(fā)送信號引起的形式為H·B′(k)的干擾復(fù)制信號B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′n(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1，…1b′(k+q)＝
Tq＝0，…，-Q′+1其中b′(k+q)具有其數(shù)等于U的零元素；及b′(k+q)＝[b′1(k+q)…b′n(k+q)′…b′N(k+q)]Tq＝Q′，…，-Q+1從接收的矩陣y(k)中減去干擾分量復(fù)制信號H·B′(k)確定出差值矩陣y′g(k)。
16.根據(jù)權(quán)利要求1，3，9，10及11中任一權(quán)利要求的Turbo接收方法，其中在Turbo接收處理的第二及接著的迭代中，使用已知信號及在先迭代期間獲得的發(fā)送符號硬判定輸出作為參考信號，并使用這些參考信號及接收信號計算信道矩陣。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的Turbo接收方法，其中還使用發(fā)送符號硬判定輸出中的一個輸出作為參考信號來計算信道矩陣，該一個輸出是在先迭代期間獲得的并具有超過給定值的確實(shí)性。
18.根據(jù)權(quán)利要求1，3，9，10及11任一權(quán)利要求的Turbo接收方法，其中由相應(yīng)于N個發(fā)射機(jī)的N個解碼器求得N個先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]，對相應(yīng)的一個解碼器饋入一個對數(shù)似然比率，該對數(shù)似然比率是對于相應(yīng)于第n個發(fā)送信號及其中消除了干擾的接收信號獲得的。
19.根據(jù)權(quán)利要求1，3，9，10及11任一權(quán)利要求的Turbo接收方法，其中N個發(fā)送信號由N個發(fā)射機(jī)發(fā)送，它們以N個并行序列形式發(fā)送單個信息序列，N個先驗(yàn)信息λ2[bn(k)]是從一個解碼器中由先驗(yàn)信息λ2[b(i)]的串行-并行轉(zhuǎn)換產(chǎn)生，相應(yīng)于N個發(fā)送信號及其中消除了干擾的接收信號的N個對數(shù)似然比率在饋入解碼器前經(jīng)過并行-串行轉(zhuǎn)換。
20.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo接收機(jī)，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括接收信號發(fā)生器，用于形成M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))，其中m＝1，…，M；信道估算器，對它輸入每個接收信號rm及已知信號形式的參考信號，以如下地計算信道值hmn(q)及信道矩陣H n＝1，…N接收矩陣發(fā)生器，接收每個接收信號rm及如下地產(chǎn)生接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中k代表離散時間，Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目，q＝0，…，Q-1，及[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；軟判定符號發(fā)生器，接收N個先驗(yàn)信息以產(chǎn)生軟判定發(fā)送符號b′n(k)；復(fù)制矩陣發(fā)生器，對它輸入各個軟判定發(fā)送符號b′1(k)至b′n(k)，以如下地產(chǎn)生與第n個發(fā)送信號相關(guān)的干擾復(fù)制矩陣B′(k)B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…0…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有零元素；濾波處理器，對它輸入信道矩陣H及干擾復(fù)制矩陣B′(k)，以計算及輸出與對應(yīng)于第n個發(fā)送信號的接收信號相關(guān)的干擾分量H·B′(k)；差值計算器，對它輸入干擾分量H·B′(k)及接收矩陣y(k)以輸出差值矩陣y′(k)＝y(tǒng)(k)-H.B′(k)；濾波系數(shù)估算器，對它輸入信道矩陣H或參考信號，以確定自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，wn(k)被施加于相應(yīng)于第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號上，以便來消除差值矩陣y′(k)中的剩余的殘余干擾分量；以及自適應(yīng)濾波器，對它輸入差值矩陣y′(k)及自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)對y′(k)濾波，以提供作為接收信號的其中已消除干擾的、相應(yīng)于第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號的、并然后被饋入到第n個解碼器的對數(shù)似然比率。
21.接收來自N個發(fā)射機(jī)的信號的Turbo接收機(jī)，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括接收信號發(fā)生器，用于形成M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))，其中m＝1，…，M；N個解碼器；信道估算器，對它輸入每個接收信號rm及已知信號形式的參考信號，以如下地計算信道值hmn(q)及信道矩陣H n＝1，…，N接收矩陣發(fā)生器，它接收每個接收信號rm并如下地產(chǎn)生接收矩陣y(k)＝[rT(k+Q-1)rT(k+Q-2)…rT(k)]Tr(k)＝[r1(k)r2(k)…rM(k)]T其中k代表離散時間，Q代表每個發(fā)射波的多徑數(shù)目，q＝0，…，Q-1，及[]T代表轉(zhuǎn)置矩陣；軟判定符號發(fā)生器，接收N個先驗(yàn)信息以產(chǎn)生軟判定發(fā)送符號b′n(k)；(其中n＝1，…，N)；復(fù)制矩陣發(fā)生器，對它輸入各個軟判定發(fā)送符號b′1(k)至b′n(k)，以如下地產(chǎn)生相對第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的干擾復(fù)制矩陣B′(k)B′(k)＝[b′T(k+Q-1)…b′T(k)…b′T(k-Q+1)]Tb′(k+q)＝[b′1(k+q)b′2(k+q)…b′N(k+q)]Tq＝Q-1…-Q+1，q≠0b′(k)＝[b′1(k)…-f(b′n(k))…b′N(k)]Tq＝0其中b′(k)在第n個位置上具有元素f(b′n(k))，f()是變量b′n(k)的函數(shù)及滿足于f(0)＝0及d{f(b′n(k))}/{b′n(k)}≥0；濾波處理器，對它輸入信道矩陣H及干擾復(fù)制矩陣B′(k)，以計算及輸出相對與來自第n個發(fā)射機(jī)發(fā)送信號相應(yīng)的接收信號的干擾分量H·B′(k)；差值計算器，對它輸入干擾分量H·B′(k)及接收矩陣y(k)以輸出差值矩陣y′(k)＝y(tǒng)(k)-H·B′(k)；濾波系數(shù)估算器，對它輸入信道矩陣H或參考信號，以確定自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)，wn(k)用于相應(yīng)于來自第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號，以便來消除差值矩陣y′(k)中的殘余干擾；以及自適應(yīng)濾波器，對它輸入差值矩陣y′(k)及自適應(yīng)濾波系數(shù)wn(k)對y′(k)濾波，以提供對于其中已消除干擾的、相應(yīng)于第n個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的接收信號的、然后被饋入到第n個解碼器的對數(shù)似然比率。
22.接收來自N個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的Turbo接收機(jī)，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括接收信號發(fā)生器，用于形成M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))；信道估算器，對它輸入N個接收信號及已知信號形式的參考信號，以估算代表傳輸特性的信道值；前級均衡器，對它輸入M個接收信號、信道值及N個先驗(yàn)信息，以對來自一個或多個發(fā)射機(jī)的每個發(fā)送信號輸出其中消除了來自另外發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的干擾的多組均衡信號及相關(guān)的后均衡信道信息；以及多個后級均衡器，對其輸入來自前級均衡器的均衡信號組及相關(guān)的后均衡信道信息，及相應(yīng)于構(gòu)成均衡信號的發(fā)送信號的先驗(yàn)信息，以通過從均衡信號中消除由構(gòu)成均衡信號的每個發(fā)送信號的因多徑引起的符間干擾及每個發(fā)送信號與也是構(gòu)成均衡信號的另外發(fā)送信號之間的相互干擾來輸出對數(shù)似然比率。
23.接收來自N個發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的Turbo接收機(jī)，其中N是等于或大于2的整數(shù)，包括接收信號發(fā)生器，用于形成M個接收信號rm(M是等于或大于1的整數(shù))；信道估算器，對它輸入N個接收信號及已知信號形式的參考信號，以估算代表傳輸特性的信道值；前級均衡器，對它輸入M個接收信號、信道值及N個先驗(yàn)信息，以對來自一個或多個發(fā)射機(jī)的每個發(fā)送信號輸出其中消除了來自另外發(fā)射機(jī)的發(fā)送信號的干擾的多組均衡信號及相關(guān)的后均衡信道信息；以及多個后級均衡器，對其輸入來自前級均衡器的均衡信號組及相關(guān)的信道信息，以及相應(yīng)于構(gòu)成均衡信號的多個發(fā)送信號的先驗(yàn)信息，以對于每個發(fā)送信號或?qū)τ跇?gòu)成均衡信號的多個發(fā)送信號中的發(fā)送信號的子組輸出其中消除了由構(gòu)成均衡信號的另外發(fā)送信號的干擾的多組均衡信號及相關(guān)的后均衡信道信息。
24.根據(jù)權(quán)利要求20至23中任一權(quán)利要求的Turbo接收機(jī)，還包括前符號存儲器，其中存儲待被更新的硬判定發(fā)送符號；及用于從前符號存儲器讀出硬判定發(fā)送符號的裝置，該讀出的硬判定發(fā)送符號在Turbo接收處理的第二及接著的迭代期間作為參考信號被饋入信道估算器。
25.根據(jù)權(quán)利要求24的Turbo接收機(jī)，還包括比較器，用于將輸入于此的軟判定發(fā)送符號與一個閾值相比較；及選擇器，它由比較器的輸出控制，以使得其相應(yīng)軟判定發(fā)送符號值超過閾值的硬判定發(fā)送符號之一被存儲在前符號存儲器中。
26.根據(jù)權(quán)利要求20至23中任一權(quán)利要求的Turbo接收機(jī)，還包括N個解碼器，對它輸入N個對數(shù)似然比率，這N個解碼器在其輸出端輸出N個先驗(yàn)信息。
27.根據(jù)權(quán)利要求20至23中任一權(quán)利要求的Turbo接收機(jī)，其中N個發(fā)送信號是N個發(fā)射機(jī)發(fā)送的作為N個并行序列的單信息序列的發(fā)送信號，還包括并行-串行轉(zhuǎn)換器，用于將輸入的N個對數(shù)似然比率轉(zhuǎn)換成串行序列；解碼器，對它輸入串行序列中的對數(shù)似然比率；及串行-并行轉(zhuǎn)換器，用于將來自解碼器的先驗(yàn)信息轉(zhuǎn)換成N個并行序列以提供N個先驗(yàn)信息。
28.一種Turbo接收方法，其中代表接收信號的發(fā)送路徑特征的信道值由接收信號及作為參考信號的已知信號來估算，根據(jù)估算的信道值處理接收信號，處理的信號被解碼，對同一接收信號迭代地進(jìn)行使用估算信道值的處理及解碼；還包括根據(jù)相應(yīng)軟判定信息符號值確定解碼的硬判定信息信號的確實(shí)性，并在下次迭代的信道估算中使用具有超過給定閾值的確實(shí)性的硬判定信息符號作為參考信號。
29.根據(jù)權(quán)利要求28的接收方法，還包括計算作為接收矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣的σ2I，其中σ2代表高斯分布的方差及I代表單位矩陣。
30.根據(jù)權(quán)利要求28的接收方法，還包括在每次迭代期間使用估算信道矩陣H^及接收信號矩陣y(k)如下地計算接收信號矩陣y(k)中噪聲分量的協(xié)方差矩陣UU^=Σk=0Tr(y(k)-H^·B(k))·(y(k)-H^·B(k))H]]>B(k)＝[bT(k+Q-1)…bT(k)…bT(k-Q+1)]Tb(k+q)＝[b1(k+q)…bN(k+q)]T(q＝-Q+1…Q-1)b1(k+q)至bN(k+q)是包括已知信號及具有超過給定值的確實(shí)性的硬判定信息符號的參考信號，Tr是參考信號的長度。
31.根據(jù)權(quán)利要求28的接收方法，其中使用估算信道值的處理及解碼處理的迭代包括根據(jù)估算信道值確定線性均衡濾波器、用線性均衡濾波器處理接收信號及解碼該處理信號的迭代。
32.根據(jù)權(quán)利要求28的接收方法，其中使用估算信道值的處理及解碼處理的迭代包括以下迭代在rake合成處理器中根據(jù)估算信道值執(zhí)行rake合成，它補(bǔ)償在傳輸路徑上每個符號受到的相位轉(zhuǎn)動；及在Turbo解碼器中對rake合成產(chǎn)生的信號解碼。
33.根據(jù)權(quán)利要求28的接收方法，其中使用估算信道值的處理及解碼處理的迭代包括以下迭代根據(jù)估算信道值確定權(quán)重，該權(quán)重確定自適應(yīng)陣列天線接收器中天線方向性響應(yīng)；及在Turbo解碼器中對自適應(yīng)陣列天線接收器的輸出信號解碼。
34.根據(jù)權(quán)利要求33的接收方法，其中在rake合成處理器中根據(jù)估算信道值補(bǔ)償在傳輸路徑上每個符號受到的相位轉(zhuǎn)動的rake合成是對于來自自適應(yīng)陣列天線接收器的輸出信號作出的，并由rake合成產(chǎn)生的信號被饋送到Turbo解碼器。
35.一種接收機(jī)，其中代表接收信號發(fā)送路徑特征的信道值根據(jù)接收信號及作為參考信號的已知信號來估算，使用估算的信道值處理接收信號，處理的信號被解碼，對同一接收信號迭代地進(jìn)行使用估算信道值的處理及解碼；還包括通過看相應(yīng)軟判定信息符號是否具有超過閾值的值來確定解碼的硬判定信息符號是否具有超過給定值的確實(shí)性的裝置；及前符號存儲器，其存儲內(nèi)容由被確定為極可能確實(shí)的硬判定信息符號更新，該前符號存儲器的存儲內(nèi)容在下次迭代的信道估算期間被用作參考信號。
全文摘要
本發(fā)明方法包括:根據(jù)M個接收信號r
文檔編號H04B3/06GK1373561SQ02105690
公開日2002年10月9日 申請日期2002年2月20日 優(yōu)先權(quán)日2001年2月20日
發(fā)明者阿部哲士, 藤井啟正, 富里繁, 松本正 申請人:株式會社Ntt都科摩