專利名稱：一種碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通訊領(lǐng)域，具體地說，涉及碼分多址系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率校正方法和裝置。
背景技術(shù)：
現(xiàn)在的移動(dòng)通信系統(tǒng)基本上是蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)。蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)經(jīng)歷了幾代發(fā)展，第一代是采用頻分多址(FDMA)的模擬蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)，如美國的AMPS、英國的TACS系統(tǒng)等；第二代基本上是采用時(shí)分多址(TDMA)的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)，如歐洲的GSM系統(tǒng)等；碼分多址(CDMA)蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)具有頻率規(guī)劃簡(jiǎn)單，系統(tǒng)容量大，抗多徑干擾能力強(qiáng)等特點(diǎn)使其成為第三代蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)的主要技術(shù)。
在地面，通信系統(tǒng)信道的主要特征是多徑傳播。信號(hào)在傳播過程中會(huì)遇到很多建筑物、樹木以及起伏的地形，從而引起能量的吸收和穿透以及電波的反射、散射及繞射等，這樣就使得移動(dòng)通信的傳播環(huán)境非常復(fù)雜。在移動(dòng)通信環(huán)境中，到達(dá)移動(dòng)臺(tái)天線的信號(hào)不是從單一路徑而來，而是多路徑眾多反射波合成的結(jié)果。CDMA系統(tǒng)采用RAKE接收技術(shù)以克服移動(dòng)信道多徑衰落對(duì)信號(hào)的影響，并采用導(dǎo)頻信道來估計(jì)多徑信道參數(shù)以進(jìn)行最大比合并。由于收發(fā)信機(jī)時(shí)鐘頻率的相對(duì)不穩(wěn)定性以及收發(fā)信機(jī)相對(duì)運(yùn)動(dòng)引起的多普勒效應(yīng)，使得接收機(jī)本地載波與接收到的信號(hào)載波頻率間存在頻率偏差，即使用信道估計(jì)得出的參數(shù)來進(jìn)行最大比合并，接收機(jī)的性能也會(huì)隨著頻差的增大而下降。因此需要采用自動(dòng)頻率控制技術(shù)對(duì)這個(gè)未知的頻差進(jìn)行補(bǔ)償，以保證接收機(jī)的正常工作。考慮到收發(fā)兩端的固定頻偏迭加在多徑衰落信號(hào)的相位信息中，因此采用導(dǎo)頻來得到多徑信道估計(jì)值，并對(duì)其進(jìn)行簡(jiǎn)單處理，就可以提取收發(fā)兩端的頻率偏差得到頻率偏差的估計(jì)值，再使用該估計(jì)值調(diào)整本地振蕩器頻率，便可實(shí)現(xiàn)自動(dòng)頻率校正的功能。因此，頻率偏差估計(jì)值越接近未知的頻差，那么頻率校正就越準(zhǔn)確。
如圖1所示帶有自動(dòng)頻率校正接收機(jī)的示意圖中，接收機(jī)包括混頻器100A、100B，匹配濾波器110A、110B，降采樣模塊120A、120B，RAKE接收機(jī)130，信道估計(jì)與頻率偏差估計(jì)單元140，環(huán)路濾波單元160，D/A轉(zhuǎn)換器150，壓控振蕩器170以及移相單元190。接收信號(hào)y(t)分別進(jìn)入混頻器100A和100B，在混頻器100A中與壓控振蕩器170產(chǎn)生的并經(jīng)過移相單元190的本地振蕩信號(hào)進(jìn)行混頻，在混頻器100B中與壓控振蕩器170產(chǎn)生的本地振蕩信號(hào)進(jìn)行混頻?；祛l器100A、100B的輸出分別通過匹配濾波器110A、110B，并經(jīng)降采樣模塊120A、120B后降至碼片速率，降采樣后的信號(hào)進(jìn)入RAKE接收機(jī)130中進(jìn)行處理，如PN解擴(kuò)、積分和加權(quán)合并。信道估計(jì)與頻率偏差估計(jì)單元140利用RAKE接收機(jī)130輸出的有效徑數(shù)據(jù)，進(jìn)行信道估計(jì)并計(jì)算頻率偏差估計(jì)值 將頻率偏差估計(jì)值 乘以固定的系數(shù)K后經(jīng)過環(huán)路濾波單元160濾波得到Δw，消除了噪聲干擾和其他頻率成分。從環(huán)路濾波單元160輸出的電壓信號(hào)控制壓控振蕩器170的輸出頻率，從而完成自動(dòng)頻率校正過程。自動(dòng)頻率校正裝置一般包括信道估計(jì)與頻率偏差估計(jì)單元140，環(huán)路濾波單元160，D/A轉(zhuǎn)換150和壓控振蕩器170。信道估計(jì)與頻率偏差估計(jì)單元140主要完成信道參數(shù)的估計(jì)和瞬時(shí)頻率偏差的估計(jì)，得到的頻率偏差估計(jì)值送入環(huán)路濾波單元160中，由環(huán)路濾波單元160濾除頻偏估計(jì)中的其他組合頻率成分和其他干擾成分，以保證環(huán)路所要求的性能。環(huán)路濾波單元160的輸出經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換150后，調(diào)整本地基準(zhǔn)頻率源壓控振蕩器170，使其逐步逼近實(shí)際的載波頻率。
美國專利US5764687A“Mobile Demodulator Architecture for a SpreadSpectrum Multiple Access Communication System”中提出了一種自動(dòng)頻率校正方法，它是對(duì)每一徑采用叉積方法求取頻率偏差，然后進(jìn)行迭加得到總的頻差。
在該方法中，由于發(fā)送的已知信息導(dǎo)頻帶有信道的信息，所以用導(dǎo)頻來表示信道估計(jì)值，該導(dǎo)頻是RAKE接收機(jī)中所用的進(jìn)行多徑加權(quán)合并的導(dǎo)頻，是經(jīng)過PN解擴(kuò)和積分后的信號(hào)，去掉了其他信道的干擾，并通過導(dǎo)頻濾波器進(jìn)行了符號(hào)間的平滑，使得導(dǎo)頻符號(hào)間的波動(dòng)較小。
假設(shè)某一時(shí)刻接收的導(dǎo)頻為p(n)，p(n)看作是由I、Q兩部分組成的復(fù)數(shù)，即p(n)＝pI(n)+pQ(n)，則它與上一時(shí)刻的導(dǎo)頻的叉積為p(n)×p(n-1)＝pI(n)pQ(n-1)-pI(n-1)pQ(n)(1)
叉積p(n)×p(n-1)是p(n-1)與p(n)的虛部相乘后所得積的虛部。叉積得到的是相位變化值。
設(shè)p(n-1)=A1*ejΔwT1,]]>p(n)=A2*ejΔwT2,]]>那么p(n-1)·p-(n)-=A1A2ejΔw(T1-T2)=AejΔwT----(2)]]>即 Im(p(n)·p(n-1))＝Asin(ΔwT) (3)當(dāng)ΔwT＜＜1時(shí)，(3)式可以表述為 由公式(4)可以看出，叉積的結(jié)果和頻率偏差估計(jì)值 成正比例的關(guān)系，這樣就可以得到這一徑的頻率偏差。但當(dāng) 變大時(shí)，會(huì)超越線性區(qū)，那么上述關(guān)系不再成立。由此可得到頻率偏差估計(jì)單元的結(jié)構(gòu)如圖2所示，包括2個(gè)延遲單元、2個(gè)乘法器和1個(gè)加法器，I、Q兩路信號(hào)分別經(jīng)過延遲單元延遲后再與Q、I信號(hào)相乘，所得的乘積進(jìn)行減法運(yùn)算，即可獲得 的值。但是該專利并沒有考慮最終的頻差給每一徑所帶來的干擾的影響。
在Journal of Southeast University，2002年2期的文章“A Novel AFC in the 3rdGeneration Mobile Communication System”中，介紹了一種計(jì)算頻率偏差估計(jì)值的方法。
由于CDMA系統(tǒng)中，導(dǎo)頻信道的信號(hào)是一直發(fā)射的并已知的信號(hào)，因此假設(shè)包含導(dǎo)頻信號(hào)的輸入信號(hào)為s(t)，則多徑信道的脈沖響應(yīng)是h(t)=Σl=1Lαlejθlδ(t-τ1)]]>于是接收端接收到的基帶信號(hào)為r(t)=[s(t)ejΔwt]*h(t)+n(t)=Σl=1Lα1ej[θl+Δw(t-τ1)]s(t-τ1)+n(t)=Σl=1Lrl(t-τl)----(6)]]>則 l(wèi)＝θl+Δwt其中|τl-τk|＞1/B，l≠k，l.k＝1，2，......L，αl是l徑路徑信號(hào)的接收幅度，θl是l徑路徑信號(hào)的接收相位，τl是l徑路徑信號(hào)的接收延時(shí)，L是多徑的數(shù)目，Δw是傳輸頻率和接收頻率的偏差，nl(t)是復(fù)高斯白噪聲，其均值為0，方差是N0。設(shè)αl，φl是l徑信號(hào)幅度和相位的估計(jì)值，則αl，φl的極大似然函數(shù)表示為 對(duì)式(8)求導(dǎo)，得到 那么就可以得到第l徑n時(shí)刻的信道估計(jì)值 假定信道在T時(shí)間內(nèi)保持不變，有 這樣就可以得到這一徑的頻率偏差估計(jì)值 在一些系統(tǒng)中采用此種方法進(jìn)行頻率偏差估計(jì)，其信道估計(jì)單元和頻率偏差估計(jì)單元的結(jié)構(gòu)示意圖如圖3所示。信道估計(jì)單元包括一組延遲單元341、一組乘法器342、一組低通濾波器343和比較選擇器344，延遲單元341、乘法器342和低通濾波器343的個(gè)數(shù)相同，且依次相連，接收的基帶信號(hào)r(k)經(jīng)過延遲單元341后進(jìn)行PN解擴(kuò)，解擴(kuò)后信號(hào)經(jīng)過低通濾波器343輸出到比較選擇器344中，選擇出多徑中最強(qiáng)徑的信道估計(jì)值，然后進(jìn)入頻率偏差估計(jì)單元中，頻率偏差估計(jì)單元包括延遲單元346、乘法器和反正切單元345。在頻率偏差估計(jì)單元中，最強(qiáng)徑信道估計(jì)值與經(jīng)過延遲單元346的最強(qiáng)徑信道估計(jì)值的倒數(shù)相乘，乘積經(jīng)過反正切單元345后得到頻率偏差估計(jì)值，這個(gè)由最強(qiáng)徑得到的頻率偏差估計(jì)值即作為所有徑的頻偏估計(jì)值。但這樣做會(huì)給其他徑帶來很大的偏差，從而給系統(tǒng)引入更大的誤差。由于信道估計(jì)信號(hào)是基帶信號(hào)經(jīng)過PN解擴(kuò)后再通過低通濾波器343得到的，因此如果選擇的低通濾波器343的頻寬不合適，那么得到的信號(hào)碼片間會(huì)有較大的波動(dòng)，而且還殘留有其他信道的干擾，這樣得到的信道估計(jì)值本身會(huì)含有較大的誤差，導(dǎo)致環(huán)路整體性能下降，并降低通信系統(tǒng)的質(zhì)量。
在現(xiàn)有的自動(dòng)頻率校正裝置中，環(huán)路濾波單元160一般采用固定的步長(zhǎng)K，這樣會(huì)使得環(huán)路調(diào)節(jié)的收斂速度大為減慢或使得收斂后的頻偏抖動(dòng)誤差較大，因?yàn)樵陬l偏很大的情形下，采用較小的步長(zhǎng)會(huì)導(dǎo)致較長(zhǎng)的收斂時(shí)間；而當(dāng)壓控振蕩器的輸出接近載波頻率時(shí)，頻偏抖動(dòng)誤差由步長(zhǎng)決定，步長(zhǎng)越小，抖動(dòng)誤差越小。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題在于提出一種碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正方法和裝置，解決了現(xiàn)有技術(shù)中頻率偏差估計(jì)值計(jì)算誤差大、環(huán)路收斂速度和頻偏抖動(dòng)誤差產(chǎn)生矛盾的問題。
本發(fā)明所述碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正方法，包括以下步驟一、按有效徑分離匹配濾波器輸出的接收信號(hào)，并對(duì)每一徑信號(hào)進(jìn)行偽隨機(jī)碼解擴(kuò)；二、將解擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行積分，提取導(dǎo)頻信號(hào)，獲得信道估計(jì)值；三、平滑信道估計(jì)值；四、根據(jù)平滑后的信道估計(jì)值計(jì)算每一徑的頻率偏差估計(jì)值；五、根據(jù)有效徑的加權(quán)計(jì)算所有有效徑頻率偏差估計(jì)值；六、利用步驟五所得到的頻率偏差值估計(jì)值產(chǎn)生環(huán)路濾波系數(shù)；七、進(jìn)行環(huán)路濾波，控制壓控振蕩器的輸出頻率。
本發(fā)明所述碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正裝置，包括依次相連的信道估計(jì)單元、頻率偏差估計(jì)單元、環(huán)路濾波單元、D/A轉(zhuǎn)換器和壓控振蕩器，所述信道估計(jì)單元將接收到的信號(hào)經(jīng)過偽隨機(jī)碼解擴(kuò)和積分后獲得信道估計(jì)值，輸出給所述頻率偏差估計(jì)單元進(jìn)行頻率偏差估計(jì)，獲得的頻率偏差估計(jì)值輸出給所述環(huán)路濾波單元，再經(jīng)過所述D/A轉(zhuǎn)換器，輸出信號(hào)控制所述壓控振蕩器的輸出頻率，其特征在于，所述信道估計(jì)單元包括M個(gè)延遲單元、M個(gè)乘法器、M個(gè)迭加單元和M個(gè)導(dǎo)頻濾波器，信號(hào)經(jīng)過所述M個(gè)延遲單元得到對(duì)準(zhǔn)的M徑信號(hào)，與偽隨機(jī)碼的復(fù)共軛信號(hào)相乘，再在所述M個(gè)迭加單元中迭加，得到導(dǎo)頻信號(hào)，最后經(jīng)過所述導(dǎo)通濾波器的平滑，得到M個(gè)徑的信道估計(jì)值；所述頻率偏差估計(jì)單元包括M個(gè)延時(shí)存儲(chǔ)單元、M個(gè)乘法器、M個(gè)反正切單元和1個(gè)頻偏多徑合并單元，M個(gè)徑的信道估計(jì)值進(jìn)入所述M個(gè)延時(shí)存儲(chǔ)單元中存儲(chǔ)，與當(dāng)前信道估計(jì)值在所述乘法器和反正切單元中計(jì)算，獲得M個(gè)徑的頻率偏差，再在所述頻偏多徑合并單元中進(jìn)行加權(quán)合并，最終獲得所有徑的頻率偏差估計(jì)值；所述環(huán)路濾波單元包括門限比較單元、乘法器和濾波單元；所述頻率偏差估計(jì)單元的輸出進(jìn)入所述門限比較單元中，用于計(jì)算當(dāng)前所需的環(huán)路濾波系數(shù)，并將得到的環(huán)路濾波系數(shù)和頻率偏差估計(jì)值在所述乘法器中相乘，然后通過所述濾波單元進(jìn)行濾波，輸出給所述D/A轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明針對(duì)移動(dòng)通信系統(tǒng)中多徑信號(hào)的情況，采用經(jīng)過PN解擴(kuò)、積分的導(dǎo)頻信號(hào)作為信道估計(jì)值，經(jīng)過平滑處理和簡(jiǎn)單計(jì)算，得到滿足最大似然準(zhǔn)則的每一徑頻率偏差估計(jì)值，再采用滿足最小均方差準(zhǔn)則進(jìn)行多徑的頻率誤差合并，使每徑的誤差達(dá)到最小。同時(shí)根據(jù)環(huán)境的不同情況改變環(huán)路濾波器步長(zhǎng)，適應(yīng)不同的要求，從而可以快速有效的實(shí)現(xiàn)自動(dòng)頻率校正。本發(fā)明所述方法計(jì)算簡(jiǎn)單，校正速度快，很好的滿足了CDMA終端對(duì)自動(dòng)頻率校正性能的要求。另外，還能對(duì)多普勒造成的頻移進(jìn)行跟蹤并進(jìn)行校正，并且可以和RAKE接收機(jī)配合使用，直接利用RAKE接收機(jī)的信道估計(jì)值，減少了硬件的要求。


圖1是一般的帶有自動(dòng)頻率校正的接收機(jī)的示意圖。
圖2是現(xiàn)有的一種頻率偏差估計(jì)單元的示意圖。
圖3是現(xiàn)有的一種信道估計(jì)和頻率偏差估計(jì)單元的示意圖。
圖4是本發(fā)明自動(dòng)頻率校正裝置中信道估計(jì)單元410和頻率偏差估計(jì)單元420的示意圖。
圖5是圖4的頻率偏差估計(jì)單元420中多徑合并單元423的示意圖。
圖6是本發(fā)明自動(dòng)頻率校正裝置中環(huán)路濾波單元600的示意圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步的詳細(xì)說明。
圖1至圖3是現(xiàn)有的自動(dòng)頻率校正系統(tǒng)以及頻率偏差估計(jì)單元的情況，已在背景技術(shù)中作了詳細(xì)說明，此處不再贅述。
本發(fā)明綜合現(xiàn)有技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，采用RAKE接收機(jī)中用于多徑加權(quán)合并的導(dǎo)頻進(jìn)行信道估計(jì)，即接收的基帶信號(hào)經(jīng)過PN解擴(kuò)后再進(jìn)行積分，去掉其他信道的干擾，消除其他信道對(duì)信道估計(jì)的影響，再進(jìn)行符號(hào)間平滑，使得導(dǎo)頻符號(hào)間波動(dòng)較小，然后采用反正切方法對(duì)每一徑進(jìn)行信道估計(jì)，并考慮多徑的影響，將多徑進(jìn)行合并。多徑合并采用最小均方差準(zhǔn)則，使得最終得到的總的頻率偏差估計(jì)值給各個(gè)徑帶來的誤差最小，從而在最大程度上減小誤差，并根據(jù)得到的頻差按照不同的情況改變環(huán)路濾波器步長(zhǎng)，適應(yīng)不同的要求，保證環(huán)路的優(yōu)良性能。
下面先介紹一下本發(fā)明的基本原理。
在獲得了每一徑的信道估計(jì)值后，根據(jù)公式(12)，可以得到單徑的頻率偏差估計(jì)值 式中Ts是導(dǎo)頻的符號(hào)周期。
若考慮所有有效多徑的影響，則需要把多徑進(jìn)行合并，合并方法滿足最小均方差準(zhǔn)則。
假設(shè)某一時(shí)刻最后得到的頻差為 第1徑得到頻差為 導(dǎo)頻的幅度是βl，為使 最小，對(duì)其求導(dǎo)
得到 其中βl＝|cl(n)|(16)在環(huán)路濾波單元中，設(shè) 為第n時(shí)刻的頻率偏差估計(jì)值，所采用的環(huán)路濾波器的步長(zhǎng)為δn，則第n個(gè)輸出時(shí)的步長(zhǎng)由下式?jīng)Q定 即當(dāng)頻率偏差估計(jì)值的絕對(duì)值大于所設(shè)定的門限時(shí)，采用較大的步長(zhǎng)-以縮短跟蹤時(shí)間(頻率調(diào)節(jié)階段)；當(dāng)頻率偏差估計(jì)值的絕對(duì)值小于所設(shè)定的門限時(shí)，采用較小的步長(zhǎng)k2以提高自動(dòng)頻率校正的精度(頻率鎖定階段)。另外，還可以設(shè)置多個(gè)門限進(jìn)行更精確的控制。門限的選擇可以根據(jù)不同的信道情況進(jìn)行選擇，如果信道條件很差，可以選擇稍大的門限，以免環(huán)路濾波器的步長(zhǎng)一直發(fā)生變化，如果信道條件很好，可以選擇較小的門限，從而可以更快速地達(dá)到穩(wěn)定。
環(huán)路濾波單元的輸出經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換后，用于控制壓控振蕩器的輸出頻率，使之逐漸逼近接收信號(hào)的載波頻率值。
圖4是本發(fā)明自動(dòng)頻率校正裝置中信道估計(jì)單元410和頻率偏差估計(jì)單元420的示意圖。信道估計(jì)單元410包括延遲單元411、乘法單元412、迭加單元413和導(dǎo)頻濾波器414；頻率偏差估計(jì)單元420包括延時(shí)存儲(chǔ)單元421，乘法單元、反正切單元422以及頻偏多徑合并單元423。接收的信號(hào)通過不同的延遲單元411得到RAKE接收機(jī)的多個(gè)分支(M)。RAKE接收機(jī)的分支數(shù)M不一定與實(shí)際的路徑數(shù)L一樣，如果L＜M，就關(guān)閉M-L個(gè)分支；如果L＞M，就對(duì)所有L個(gè)路徑中的前M個(gè)最強(qiáng)徑的信號(hào)解調(diào)，忽略剩下的L-M個(gè)徑。
在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，假設(shè)M＝3，經(jīng)過匹配濾波器和降采樣的信號(hào)r(k)，經(jīng)過不同的延時(shí)單元411A、411B、411C，得到對(duì)準(zhǔn)的三徑信號(hào)。每一徑信號(hào)都與PN碼的復(fù)共扼在乘法器412A、412B、412C中相乘，進(jìn)行解擴(kuò)，然后解擴(kuò)信號(hào)在一定長(zhǎng)度N內(nèi)進(jìn)行迭加，得到導(dǎo)頻信號(hào)，這樣做的目的在于消除其他信道對(duì)導(dǎo)頻信道的干擾，迭加的長(zhǎng)度N應(yīng)當(dāng)盡可能的長(zhǎng)，以保證進(jìn)行信道估計(jì)導(dǎo)頻的準(zhǔn)確度，同時(shí)迭加長(zhǎng)度N應(yīng)該保證在此長(zhǎng)度區(qū)間內(nèi)信道的參數(shù)不發(fā)生變化，在本實(shí)施例中選擇的迭加長(zhǎng)度為N＝64。為了平滑導(dǎo)頻的符號(hào)和符號(hào)間的輸出，采用導(dǎo)頻濾波器414A、414B、414C進(jìn)行平滑，導(dǎo)頻濾波器是一個(gè)低通濾波器，它可以是無限沖激響應(yīng)(IIR)濾波器或者是有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器，其作用在于減弱導(dǎo)頻符號(hào)和符號(hào)間的變化，對(duì)導(dǎo)頻進(jìn)行平滑，在本實(shí)施例中選擇的是一階IIR濾波器。導(dǎo)頻濾波器414A、414B、414C的輸出就是最終的信道估計(jì)值。這些信道估計(jì)值在延時(shí)存儲(chǔ)單元421A、421B、421C中存儲(chǔ)，分別在乘法器和反正切單元422A、422B、422C中與當(dāng)前的信道估計(jì)值按照公式(13)進(jìn)行計(jì)算，得到每一徑的瞬時(shí)頻差估計(jì)值，然后每一徑的頻差在頻偏多徑合并單元423中進(jìn)行加權(quán)合并，這樣就可以得到最終的輸出頻差估計(jì)值 頻偏多徑合并單元423的示意圖如圖5所示，包括M個(gè)加權(quán)單元4231和一個(gè)加法器4232。在本發(fā)明的實(shí)施例中，M＝3，三徑的頻差分別在加權(quán)單元4231A、4231、4231C中進(jìn)行加權(quán)，其中βl，l＝1…L根據(jù)公式(16)確定，而β=Σl=1Lβl.]]>權(quán)值的選擇滿足最小均方差準(zhǔn)則，使得最終獲得的頻差和每一徑偏差的誤差最小化，從而減少給系統(tǒng)帶來的誤差，提高系統(tǒng)的整體性能。加權(quán)的結(jié)果在加法器4232中迭加，最后得到頻偏估計(jì)值 本發(fā)明中可變步長(zhǎng)環(huán)路濾波單元600如圖6所示，包括門限比較單元610，乘法器620和濾波單元630。在本發(fā)明的實(shí)施例中，上述得到的頻偏估計(jì)值 進(jìn)入門限比較單元610，按照公式(17)進(jìn)行門限控制，根據(jù)門限大小確定不同的步長(zhǎng)，得到的步長(zhǎng)和頻偏估計(jì)值 在乘法器620中相乘，從而加快濾波環(huán)路的收斂速度并保證收斂后具有較小的頻偏抖動(dòng)誤差，然后通過濾波單元630進(jìn)行濾波，得到Δw，輸出給D/A轉(zhuǎn)換器以控制壓控振蕩器的輸出頻率。
本發(fā)明已經(jīng)在cdma_20001x前向鏈路仿真中實(shí)現(xiàn)，經(jīng)過仿真，證實(shí)能夠有效的糾正傳輸載波和接收載波的頻差，可以在0.1秒內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定，而且還能在一定程度上跟蹤多普勒頻移，從而減少多普勒頻移對(duì)系統(tǒng)的影響，提高系統(tǒng)的整體性能。顯而易見，本發(fā)明還可以用在采用導(dǎo)頻的cdma_20001x反向鏈路的幾個(gè)速率集中。另外，本發(fā)明還可以用在WCDMA系統(tǒng)中。
權(quán)利要求
1.一種碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正方法，其特征在于，包括以下步驟一、按有效徑分離匹配濾波器輸出的接收信號(hào)，并對(duì)每一徑信號(hào)進(jìn)行偽隨機(jī)碼解擴(kuò)；二、將解擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行積分，提取導(dǎo)頻信號(hào)，獲得信道估計(jì)值；三、平滑信道估計(jì)值；四、根據(jù)平滑后的信道估計(jì)值計(jì)算每一徑的頻率偏差估計(jì)值；五、根據(jù)有效徑的加權(quán)計(jì)算所有有效徑頻率偏差估計(jì)值；六、利用步驟五所得到的頻率偏差值估計(jì)值產(chǎn)生環(huán)路濾波系數(shù)；七、進(jìn)行環(huán)路濾波，控制壓控振蕩器的輸出頻率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自動(dòng)頻率校正方法，其特征在于，所述步驟四計(jì)算每一徑的頻率偏差估計(jì)值的計(jì)算公式是 其中， 是l徑的頻率偏差估計(jì)值，cl(n)是第l徑n時(shí)刻的信道估計(jì)值，cl(n-1)是第l徑(n-1)時(shí)刻的信道估計(jì)值，Ts是導(dǎo)頻的符號(hào)周期。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的自動(dòng)頻率校正方法，其特征在于，所述步驟五所有有效徑頻率偏差估計(jì)值的計(jì)算公式是 βl＝|cl(n)|，其中， 是n時(shí)刻所有有效徑的頻率偏差估計(jì)值，βl是第l徑的導(dǎo)頻幅度， 是步驟四計(jì)算所得的l徑的頻率偏差估計(jì)值，cl(n)是第l徑n時(shí)刻的信道估計(jì)值，L是多徑的數(shù)目。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的自動(dòng)頻率校正方法，其特征在于，所述步驟六進(jìn)一步包括，判斷當(dāng)前時(shí)刻的頻率偏差估計(jì)值的絕對(duì)值是否大于設(shè)定的門限值，若大于門限值，則采用較大的環(huán)路濾波系數(shù)k1；若小于門限值，則采用較小的環(huán)路濾波系數(shù)k2。
5.一種碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正裝置，包括依次相連的信道估計(jì)單元(410)、頻率偏差估計(jì)單元(420)、環(huán)路濾波單元(600)、D/A轉(zhuǎn)換器和壓控振蕩器，所述信道估計(jì)單元(410)將接收到的信號(hào)經(jīng)過偽隨機(jī)碼解擴(kuò)和積分后獲得信道估計(jì)值，輸出給所述頻率偏差估計(jì)單元(420)進(jìn)行頻率偏差估計(jì)，獲得的頻率偏差估計(jì)值輸出給所述環(huán)路濾波單元(600)，再經(jīng)過所述D/A轉(zhuǎn)換器，輸出信號(hào)控制所述壓控振蕩器的輸出頻率，其特征在于，所述信道估計(jì)單元(410)包括M個(gè)延遲單元(411)、M個(gè)乘法器(412)、M個(gè)迭加單元(413)和M個(gè)導(dǎo)頻濾波器(414)，信號(hào)經(jīng)過所述M個(gè)延遲單元(411)得到對(duì)準(zhǔn)的M徑信號(hào)，與偽隨機(jī)碼的復(fù)共軛信號(hào)相乘，再在所述M個(gè)迭加單元(413)中迭加，得到導(dǎo)頻信號(hào)，最后經(jīng)過所述導(dǎo)通濾波器(414)的平滑，得到M個(gè)徑的信道估計(jì)值；所述頻率偏差估計(jì)單元(420)包括M個(gè)延時(shí)存儲(chǔ)單元(421)、M個(gè)乘法器、M個(gè)反正切單元(422)和1個(gè)頻偏多徑合并單元(423)，M個(gè)徑的信道估計(jì)值進(jìn)入所述M個(gè)延時(shí)存儲(chǔ)單元(421)中存儲(chǔ)，與當(dāng)前信道估計(jì)值在所述乘法器和反正切單元(422)中計(jì)算，獲得M個(gè)徑的頻率偏差，再在所述頻偏多徑合并單元(423)中進(jìn)行加權(quán)合并，最終獲得所有徑的頻率偏差估計(jì)值。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的自動(dòng)頻率校正裝置，其特征在于，所述環(huán)路濾波單元(600)包括門限比較單元(610)、乘法器(620)和濾波單元(630)；所述頻率偏差估計(jì)單元(420)的輸出進(jìn)入所述門限比較單元(610)中，用于計(jì)算當(dāng)前所需的環(huán)路濾波系數(shù)，并將得到的環(huán)路濾波系數(shù)和頻率偏差估計(jì)值在所述乘法器(620)中相乘，然后通過所述濾波單元(630)進(jìn)行濾波，輸出給所述D/A轉(zhuǎn)換器。
全文摘要
本發(fā)明提供一種碼分多址系統(tǒng)的自動(dòng)頻率校正裝置，包括依次相連的信道估計(jì)單元410、頻率偏差估計(jì)單元420、環(huán)路濾波單元600、D/A轉(zhuǎn)換器和壓控振蕩器，其中信道估計(jì)單元410包括延遲單元411、乘法器412、疊加單元413和導(dǎo)頻濾波器414，用于將接收到的信號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)；頻率偏差估計(jì)單元420包括延時(shí)存儲(chǔ)單元421、乘法器、反正切單元422和頻偏多徑合并單元423，用于頻率偏差估計(jì)，以控制壓控振蕩器的輸出頻率。本發(fā)明采用經(jīng)過PN解擴(kuò)、積分的導(dǎo)頻信號(hào)作為信道估計(jì)值，經(jīng)過平滑處理和簡(jiǎn)單計(jì)算，得到每一徑頻率偏差估計(jì)值，再采用滿足最小均方差準(zhǔn)則進(jìn)行多徑的頻率誤差合并，使每徑的誤差達(dá)到最小。
文檔編號(hào)H04B7/26GK1486008SQ02137239
公開日2004年3月31日 申請(qǐng)日期2002年9月24日 優(yōu)先權(quán)日2002年9月24日
發(fā)明者趙盟, 劉穎, 盟 趙 申請(qǐng)人:深圳市中興通訊股份有限公司