專利名稱：無(wú)線通信接收機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線通信接收機(jī)(以下簡(jiǎn)稱為「接收機(jī)」)，特別是涉及在直接變換型無(wú)線通信接收機(jī)中使用步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下能抑制增益轉(zhuǎn)換時(shí)產(chǎn)生的噪聲影響的無(wú)線通信接收機(jī)。
背景技術(shù)：
對(duì)于作為3GPP(第三代合作項(xiàng)目)標(biāo)準(zhǔn)的W-CDMA(寬帶-CDMA碼分多址訪問(wèn))接收機(jī)的接收信號(hào)中的專用物理信道信號(hào)(以下，稱為DPCH信號(hào))，推薦了圖2(A)中示出的格式。
DPCH信號(hào)有被稱為幀的10毫秒的信號(hào)單位，作為對(duì)該幀進(jìn)行15分割的單位，有以被稱為1時(shí)隙(slot)的666微秒接收的信號(hào)單位。作為1時(shí)隙的信號(hào)的內(nèi)容，有2個(gè)數(shù)據(jù)信號(hào)Data1、Data2和3個(gè)控制信號(hào)TPC、TFCI、Pilot。
TPC(傳送功率控制)信號(hào)是用于對(duì)基站發(fā)送的功率進(jìn)行控制的信號(hào)。TFCI(傳輸格式組合指示器)信號(hào)用于以1幀間隔控制因傳送率的不同而導(dǎo)致的不同格式類型。此外，Pilot信號(hào)是檢測(cè)相位并常時(shí)地保持與基站同步的信號(hào)。
對(duì)于這些控制信號(hào)不進(jìn)行湍流(turbo)代碼等的強(qiáng)的錯(cuò)誤校正。因此，作為保護(hù)信號(hào)的處置，以只能增加控制信號(hào)部分的功率的方式來(lái)考慮。以Data1、TPC、TFCI、Data2、Pilot的順序構(gòu)成了1個(gè)時(shí)隙，各信號(hào)的接收時(shí)間因格式不同而不同。
在接收機(jī)中，作為從RF(射頻)頻帶變換為基帶的頻率變換方法，一般已知有超外差型或直接降頻變換型。
超外差是從RF(射頻)頻帶起進(jìn)行2次降頻變換而成為基帶的接收頻率的變換方法。即，將所需要的信號(hào)從RF(射頻)頻帶經(jīng)過(guò)中頻(IF)頻帶變換為基帶的頻率。
直接變換是利用一次降頻變換將所需要的信號(hào)的頻率降低到基帶的接收頻率的變換方法。
作為使用了直接變換的接收機(jī)(以下，稱為「直接變換接收機(jī)」)的例子，可舉出ISSCC Digest of Technical Papers，F(xiàn)ebruary5-7，2001，San Francisco，USA，pp.284-285，”A 22mA 3.7dB NF DirectConversion Receiver for 3G WCDMA(用于3G WCDMA的22mA3.7dB NF直接變換接收機(jī))”。
使用圖3說(shuō)明該直接變換接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。從天線接收的信號(hào)被低噪聲放大器301放大并被分成2路。用電容302去掉直流分量，利用混頻器303將頻率從RF頻帶降頻變換為基帶。在降頻變換時(shí)，通過(guò)用混頻器303分別使每一路信號(hào)乘以從端子LOC輸入的信號(hào)經(jīng)RC-PP(電阻電容-多相)濾波器得到的與各路信號(hào)相差相位90度的本地信號(hào)，生成正交的sin(正弦)和cos(余弦)分量。其后，利用低通濾波器304除去鄰接信道的信號(hào)功率，只取出所需要的信號(hào)。其次，利用可變?cè)鲆嫫?05進(jìn)行增益調(diào)整，以使電壓電平始終處于A/D(模擬/數(shù)字)變換器306的動(dòng)態(tài)范圍中。
此外，作為以直接變換接收機(jī)的模擬基帶部分為中心記述的文獻(xiàn)，可舉出IEEE，2000年RF-IC專題討論會(huì)論文集的p.79至p.82(M.Goldfarb et al.，”ANALOG BASEBAND IC FOR USE INDIRECT CONVERSION W-CDMA RECIVERS(用于W-CDMA接收機(jī)的模擬基帶IC)”，2000 IEEE Radio Frequency IntegratedCircuits Symposium，pp.79-82)。
在移動(dòng)通信中接收的功率隨時(shí)間或場(chǎng)所而變化。此外，在A/D變換器輸入中，為了打算將電壓的大小保持為恒定的電平，在模擬部分中可變?cè)鲆嫫魇潜匾?。在直接變換中，用可變?cè)鲆嫫鱽?lái)補(bǔ)償混頻器前級(jí)的低噪聲放大器中沒(méi)有補(bǔ)償?shù)牟糠值脑鲆婊蜻^(guò)分放大了的增益部分。因?yàn)榛祛l器畸變等問(wèn)題，通常在混頻器后級(jí)使用可變?cè)鲆嫫鳌?br> 作為接收系統(tǒng)的可變?cè)鲆骐娐罚詳U(kuò)大增益的可變范圍為目的，在特開(kāi)2001-36362號(hào)公報(bào)中公開(kāi)了在可變?cè)鲆骐娐分性黾蛹?jí)聯(lián)放大器和衰減器的結(jié)構(gòu)。
此外，以抑制噪聲和畸變?yōu)槟康模谔亻_(kāi)2001-36367號(hào)公報(bào)、特開(kāi)2001-44776號(hào)公報(bào)和特開(kāi)2001-53564號(hào)公報(bào)中公開(kāi)了在可變?cè)鲆嫫鞯妮斎爰?jí)中增加衰減器電路的結(jié)構(gòu)。
再者，關(guān)于可變?cè)鲆骐娐返目刂?，在特開(kāi)2001-111523號(hào)公報(bào)中公開(kāi)了進(jìn)行接收功率的計(jì)算、根據(jù)計(jì)算結(jié)果來(lái)控制連續(xù)可變型的可變?cè)鲆嫫鞯目刂崎_(kāi)始時(shí)序的方案，在特開(kāi)平5-335857號(hào)公報(bào)中公開(kāi)了在不能取得同步的情況下控制降低可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆娴姆桨浮?br>
發(fā)明內(nèi)容在使用了以離散的增益進(jìn)行轉(zhuǎn)換的可變?cè)鲆嫫鳌⒓床竭M(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下，如果轉(zhuǎn)換增益，則通常產(chǎn)生具有低頻率的頻譜分量的噪聲。在利用直接變換將RF頻率降頻變換為基帶后，在安裝步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯慕邮諜C(jī)中，在進(jìn)行了增益轉(zhuǎn)換時(shí)，噪聲混入到所需要信號(hào)的頻帶內(nèi)而成為問(wèn)題。
在TDMA(時(shí)分多址訪問(wèn))那樣的具有間隙時(shí)間的發(fā)送接收方法中，如果利用間隙時(shí)間進(jìn)行可變?cè)鲆娣糯笃鞯霓D(zhuǎn)換，則由于可不考慮因可變?cè)鲆娣糯笃鞯霓D(zhuǎn)換引起的噪聲對(duì)于信號(hào)的影響，故不成為問(wèn)題。
另一方面，關(guān)于CDMA(碼分多址訪問(wèn))那樣的沒(méi)有間隙時(shí)間的發(fā)送接收方法，必須對(duì)上述問(wèn)題采取對(duì)策。
因此，本發(fā)明的目的在于，在CDMA那樣的沒(méi)有間隙時(shí)間的接收方法中，在使用了直接變換的情況下，提供能抑制在步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲對(duì)所需要的信號(hào)造成不良影響的無(wú)線通信接收機(jī)。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的無(wú)線通信接收機(jī)(以下，稱為「接收機(jī)」)具備第1混頻器，利用1次降頻變換將接收信號(hào)的頻率變換為規(guī)定的基帶頻率；以及第1可變?cè)鲆骐娐?，連接在該第1混頻器的后級(jí)，具有用離散的增益進(jìn)行轉(zhuǎn)換的可變?cè)鲆婀δ?，其特征在于具有減少用離散的增益進(jìn)行轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的噪聲減少裝置。
在上述接收機(jī)中，噪聲減少裝置是控制增益被轉(zhuǎn)換的時(shí)序的時(shí)序控制電路或抑制在增益轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的噪聲抑制電路。
在上述時(shí)序控制電路的情況下，對(duì)接收信號(hào)用錯(cuò)誤校正等選擇抗噪聲的性能強(qiáng)的信號(hào)，在該時(shí)刻進(jìn)行可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換即可。
在此，可設(shè)置對(duì)所接收的信號(hào)用錯(cuò)誤校正等選擇抗噪聲的性能強(qiáng)的信號(hào)以進(jìn)行可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換的噪聲減少裝置的原因如下。
在按照所決定的幀結(jié)構(gòu)發(fā)送接收信號(hào)的情況下，有時(shí)在幀內(nèi)的信號(hào)中存在控制用信號(hào)等不進(jìn)行錯(cuò)誤校正的信號(hào)。關(guān)于這樣的控制用信號(hào)，其受噪聲的影響較大，特別是有時(shí)這樣的信號(hào)包含重要的信息。對(duì)這樣的不進(jìn)行錯(cuò)誤校正的重要的信號(hào)，在幀結(jié)構(gòu)內(nèi)存在進(jìn)行了錯(cuò)誤校正那樣的抗噪聲性能強(qiáng)的信號(hào)的情況下，如果能在接收幀結(jié)構(gòu)內(nèi)的抗噪聲性能強(qiáng)的信號(hào)時(shí)進(jìn)行可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換，則可緩和因增益轉(zhuǎn)換引起的噪聲的影響。
為了進(jìn)行這樣的時(shí)序控制，在接收機(jī)裝置一側(cè)，使用取得同步來(lái)發(fā)送幀開(kāi)頭的信息的裝置(在圖1中，是單元搜索、通路搜索部108)、能測(cè)定從該處起的經(jīng)過(guò)時(shí)間的計(jì)數(shù)器這樣的測(cè)定裝置和預(yù)先掌握幀結(jié)構(gòu)的裝置(在圖1中，是定序部109)，控制在哪個(gè)時(shí)刻處轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫骷纯伞?br> 再有，如果總是在從幀開(kāi)頭算起經(jīng)過(guò)相同的時(shí)間來(lái)轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫?，則相同序列的信號(hào)由于因轉(zhuǎn)換引起的噪聲的緣故存在總是引起錯(cuò)誤的可能性。此時(shí)，以在隨機(jī)的時(shí)刻處進(jìn)行可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換的方式進(jìn)行控制即可。
此外，在抑制上述的后者的噪聲的噪聲抑制電路的情況下，作成難以在轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫鲿r(shí)發(fā)生噪聲的電路結(jié)構(gòu)即可。
即，用多級(jí)來(lái)構(gòu)成可變?cè)鲆嫫骱头糯笃?，在其至少一個(gè)放大電路中，作成將構(gòu)成差分對(duì)的第1晶體管與第2晶體管的發(fā)射極部分經(jīng)電容結(jié)合的結(jié)構(gòu)即可。例如，如圖4中所示，如果對(duì)于差分型的現(xiàn)有的可變?cè)鲆嫫?，將形成差分?duì)的晶體管的各自的發(fā)射極經(jīng)電容結(jié)合，則可除去晶體管對(duì)的成對(duì)(pair)離散性等產(chǎn)生的差分對(duì)的發(fā)射極間的直流分量，在增益轉(zhuǎn)換時(shí)難以發(fā)生噪聲。
在圖4的電路中，為了除去輸出的直流分量，在輸出部的差分線路中必須有2個(gè)電容。在該電容必須成為在IC中不能安裝的程度的大電容的情況下，為了將IC的外加電容加到可變?cè)鲆嫫魃隙蔀橐惑w，將可變?cè)鲆嫫髯鞒山?jīng)1個(gè)電容來(lái)結(jié)合并列地連接到構(gòu)成差分對(duì)的第1晶體管的發(fā)射極部分上的多個(gè)第1開(kāi)關(guān)、并列地連接到第2晶體管的發(fā)射極部分上的多個(gè)第2開(kāi)關(guān)和與該第2開(kāi)關(guān)串聯(lián)地連接的多個(gè)第2電阻的結(jié)構(gòu)即可。在該結(jié)構(gòu)中，通過(guò)利用多個(gè)第1和第2開(kāi)關(guān)來(lái)轉(zhuǎn)換電阻，可轉(zhuǎn)換增益。
但是，在使用MOS型場(chǎng)效應(yīng)晶體管(以下，稱為「MOSFET」)作為上述開(kāi)關(guān)的情況下，因?qū)娮枰鸬挠绊懗蔀閱?wèn)題，必須增加MOSFET的柵寬。在使用了該大的MOSFET的情況下，因MOSFET的寄生電容的影響，在頻率高的頻帶中，增益上升，但即使在差分對(duì)的各自的集電極部分中，通過(guò)經(jīng)電容互相結(jié)合，也可起到在輸出部中結(jié)合了低通濾波器的功能，可避免增益上升。
此外，如果比較經(jīng)多個(gè)電阻結(jié)合1個(gè)差分對(duì)的晶體管的發(fā)射極部分、用開(kāi)關(guān)來(lái)轉(zhuǎn)換多個(gè)電阻的上述結(jié)構(gòu)與轉(zhuǎn)換多個(gè)差分對(duì)的晶體管的現(xiàn)有的結(jié)構(gòu)，則由于可減輕晶體管的離散性的影響，故可減少在轉(zhuǎn)換增益時(shí)的噪聲。在用差分對(duì)晶體管的多級(jí)構(gòu)成的可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下，為了在差分對(duì)晶體管的各自的輸出端子中削減去掉直流(DC)所必要的外加電容，如果合并使用連接在差分對(duì)晶體管的發(fā)射極間的電容，則是有效的。
此外，在用多級(jí)構(gòu)成可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下，在初級(jí)的可變?cè)鲆嫫髦惺蛊渥鞒删哂袦笮缘慕Y(jié)構(gòu)是合適的。即，特別是由于能減少發(fā)生大的噪聲的初級(jí)的增益轉(zhuǎn)換的頻度，故可緩和因增益轉(zhuǎn)換引起的噪聲對(duì)接收信號(hào)的影響。
(四)


圖1是示出本發(fā)明接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的電路框圖，是直接變換型接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。
圖2A和2B是WCDMA的時(shí)隙格式結(jié)構(gòu)圖。
圖3是現(xiàn)有的直接變換接收機(jī)的結(jié)構(gòu)圖。
圖4是現(xiàn)有的可變?cè)鲆嫫鞯碾娐穲D。
圖5是本發(fā)明的增益轉(zhuǎn)換的隨機(jī)控制結(jié)構(gòu)圖。
圖6是增益轉(zhuǎn)換時(shí)的DC偏移階躍的說(shuō)明圖。
圖7是因圖6的DC偏移階躍而發(fā)生的噪聲的振幅特性圖。
圖8A-8C是增益轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的波形圖。
圖9A和9B是本發(fā)明的可變?cè)鲆嫫鞯慕Y(jié)構(gòu)及其初級(jí)可變?cè)鲆嫫鞯臏笮愿拍顖D。
圖10是本發(fā)明的可變?cè)鲆嫫鞯碾娐方Y(jié)構(gòu)圖。
圖11是圖10的可變?cè)鲆嫫鞯恼穹匦浴?br> 圖12是本發(fā)明的可變?cè)鲆嫫鞯牧硪浑娐方Y(jié)構(gòu)圖。
圖13是圖12的可變?cè)鲆嫫鞯恼穹匦浴?br> 圖14是本發(fā)明的可變?cè)鲆嫫鞯恼w結(jié)構(gòu)圖。
圖15是本發(fā)明的可變?cè)鲆嫫鞯牧硪浑娐方Y(jié)構(gòu)圖。
圖16是本發(fā)明的可變?cè)鲆嫫鞯挠忠徽w結(jié)構(gòu)圖。
圖17A和17B是W-CDMA用信道濾波器的SIR惡化量的說(shuō)明圖。
圖18是示出W-CDMA用增益的示意圖。
圖19A和19B是示出可變?cè)鲆嫫鞯慕Y(jié)構(gòu)和在初級(jí)的可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換中產(chǎn)生的噪聲的波形圖。
圖20是為了計(jì)算SIR而假定Ior與DPCH_Ec的關(guān)系的特性圖。
圖21是示出W-CDMA用標(biāo)準(zhǔn)測(cè)定信道中的處理增益的圖。
圖22A和22B是為了計(jì)算SIR而假定系統(tǒng)的NF的特性圖。
圖23A和23B是為了計(jì)算SIR而假定Ioc與Ior的關(guān)系的特性圖。
圖24是由實(shí)驗(yàn)得到的所需要的SIR。
圖25A-25D是示出了SIR的計(jì)算結(jié)果與所得到的容限的特性圖。
圖26A和26B是示出因在各Ior中產(chǎn)生的增益轉(zhuǎn)換引起的SIR惡化與容限的圖。
圖27A-27D是示出了對(duì)控制用信號(hào)產(chǎn)生的SIR惡化的特性圖。
圖28是示出本發(fā)明的步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯慕Y(jié)構(gòu)例的電路圖。
具體實(shí)施方式
以下，一邊參照附圖，一邊詳細(xì)地說(shuō)明本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。
<實(shí)施例1>
圖1是示出本發(fā)明接收機(jī)的結(jié)構(gòu)的電路框圖，是直接變換型的接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。在該接收機(jī)中，AD變換的后級(jí)用數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理，進(jìn)行已接收的調(diào)制信號(hào)的解調(diào)或模擬部的控制那樣的信號(hào)處理。在此，圖1結(jié)構(gòu)的特征在于，可進(jìn)行可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換時(shí)序的控制。
在圖1中，參照符號(hào)101表示天線，將用該天線101接收的信號(hào)變換為電信號(hào)，用低噪聲放大器(LNA)放大。其次，在混頻器103中將頻率降頻變換為基帶，在可變?cè)鲆嫫鳌V波部104中去除信道頻帶外的頻率，放大為所需要的功率。其后，在AD變換器(ADC)105中變換為數(shù)字信號(hào)，用解調(diào)部(DEMOD)106進(jìn)行解調(diào)。在RAKE合成部107中，對(duì)因多通路產(chǎn)生的延遲波進(jìn)行合成。在單元搜索、通路搜索部108中，在通話、數(shù)據(jù)開(kāi)始時(shí)，進(jìn)行時(shí)隙同步的檢測(cè)，將同步信號(hào)送給定序部109。此外，AGC控制部111進(jìn)行可變?cè)鲆嫫?、濾波部104的各可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆娴恼{(diào)整和轉(zhuǎn)換時(shí)序的時(shí)序控制。
作為可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換時(shí)序控制的方法，對(duì)于單元搜索、通路搜索部108中的時(shí)隙同步的檢測(cè)，經(jīng)定序部109使終端計(jì)數(shù)器110工作。由此，對(duì)從格式開(kāi)頭算起經(jīng)過(guò)了多少時(shí)間這一點(diǎn)進(jìn)行計(jì)數(shù)。此時(shí)，由于轉(zhuǎn)換時(shí)序根據(jù)在哪個(gè)格式處接收了的情況不同而不同，故在定序部109中必須識(shí)別對(duì)于時(shí)隙格式的信息。
在W-CDMA(寬帶-CDMA)的情況下，存在1幀間隔中改變格式的可能性。關(guān)于改變格式時(shí)的信息，利用RAKE合成部107的輸出，根據(jù)合成后的接收信號(hào)，在定序部109中跟隨格式的變化，以便能識(shí)別。圖1接收機(jī)的結(jié)構(gòu)對(duì)W-CDMA尤為有效。
以下，使用圖2(A)、(B)、圖4、圖6、圖7、圖8(A)～(C)、圖17(A)、(B)，示出在增益轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的發(fā)生機(jī)理，說(shuō)明本實(shí)施例中的增益轉(zhuǎn)換時(shí)序控制的必要性。
在適合于W-CDMA的3GPP的規(guī)格中，從基站朝向移動(dòng)器終端(接收機(jī))下達(dá)的DPCH信號(hào)如圖2(A)中所示，其幀結(jié)構(gòu)被標(biāo)準(zhǔn)化。1幀被分為15個(gè)時(shí)隙，每1時(shí)隙的接收時(shí)間為666微秒。作為時(shí)隙內(nèi)的信號(hào)，除了數(shù)據(jù)信號(hào)Data1和Data2以外，將TFCI信號(hào)、TPC信號(hào)、Pilot信號(hào)作為控制用的信號(hào)送出。對(duì)于控制用的信號(hào)不進(jìn)行錯(cuò)誤校正。此外，圖2(B)表示時(shí)隙中的各信號(hào)的接收時(shí)間，關(guān)于各控制用的信號(hào)，其接收時(shí)間隨時(shí)隙格式不同而不同。
關(guān)于可變?cè)鲆嫫鞯目刂?，可認(rèn)為是在1個(gè)時(shí)隙～幾個(gè)幀的時(shí)間間隔中進(jìn)行控制的。
作為以差分對(duì)結(jié)構(gòu)的步進(jìn)型工作的現(xiàn)有可變?cè)鲆嫫鞯碾娐方Y(jié)構(gòu)，有圖4中示出的電路。其中，并聯(lián)連接多個(gè)晶體管的差分對(duì)401，對(duì)各差分對(duì)分別連接電阻值不同的發(fā)射極電阻402。在晶體管的集電極一側(cè)，對(duì)各差分對(duì)共同地連接集電極電阻對(duì)403。各差分對(duì)的發(fā)射極分別經(jīng)開(kāi)關(guān)連接到電流源405上，通過(guò)用開(kāi)關(guān)404轉(zhuǎn)換各差分對(duì)對(duì)電流源405的連接，進(jìn)行放大器的增益的轉(zhuǎn)換。
在圖4的電路結(jié)構(gòu)中，由于構(gòu)成差分對(duì)的晶體管的基極與發(fā)射極間的電壓偏差ΔVBE的影響、電流放大率hFE的離散性或集電極部的電阻403的成對(duì)離散性那樣的影響，在差分輸出部中產(chǎn)生直流偏移。在轉(zhuǎn)換增益時(shí)，就朝向其它的差分對(duì)轉(zhuǎn)換，此時(shí)，就階躍到因其它的差分對(duì)的成對(duì)離散性產(chǎn)生的不同值的直流偏移。由此，在增益轉(zhuǎn)換時(shí)產(chǎn)生直流偏移差分的步進(jìn)型噪聲。
在此，設(shè)想可變?cè)鲆嫫鞯目刂茣r(shí)間以1個(gè)時(shí)隙的間隔來(lái)進(jìn)行的情況，假定在1個(gè)時(shí)隙的間隔中轉(zhuǎn)換了2個(gè)不同的差分對(duì)。此時(shí)，如圖6中所示，產(chǎn)生具有1個(gè)時(shí)隙的間隔的寬度并具有直流偏移的差分的高度ΔDC的矩形波。將橫軸取作頻率的情況的以1個(gè)時(shí)隙的間隔階躍的矩形波的振幅特性成為圖7中示出的形狀，接近于直流的低頻分量的振幅大。圖8(A)是用將橫軸取作時(shí)間的情況的歸一化值表示以1個(gè)時(shí)隙的間隔階躍的矩形波的電壓波形，在矩形波的上升和下降的部分中可看到噪聲分量。對(duì)該矩形波使用高通濾波器(HPF)，作為從直流分量中完全去除10kHz和100kHz為止的情況的波形，分別如圖8(B)、(C)中所示，隨所去除的頻帶變寬，噪聲分量減少。結(jié)果，如圖8(B)、(C)中所示的與所去除的頻帶對(duì)應(yīng)的階躍轉(zhuǎn)換時(shí)的噪聲就混入到信號(hào)內(nèi)。
在W-CDMA的情況下，在模擬基帶部中的頻帶是從0Hz到1.92MHz(尼奎斯特頻率)。鄰接信道的頻帶為3.84MHz到6.92MHz。關(guān)于該鄰接信道的信號(hào)，為了滿足3GPP的規(guī)格，必須抑制33dB以上。關(guān)于W-CDMA的接收信號(hào)，通常熱噪聲或相加性白色高斯噪聲那樣的噪聲電平比信號(hào)電平大。
以該假定為基礎(chǔ)，如果考慮電容與電阻的CR積中的元件離散性15％，對(duì)于巴特華茲型和切比雪夫型計(jì)算在將鄰接信道抑制33dB的信道濾波器中產(chǎn)生的SIR(信噪比)的性能惡化量，則可得到圖17(A)中示出的特性線。在圖17(A)中，F(xiàn)b是巴特華茲濾波器的特性線，F(xiàn)c是切比雪夫型濾波器的特性線。由此，約6次的切比雪夫型的濾波器的性能惡化量為0.1dB以下，可認(rèn)為是合適的。如圖17(B)中所示，該6次時(shí)的切比雪夫型濾波器的截止頻率約為2.3MHz，可認(rèn)為在可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換中產(chǎn)生的矩形波的上升需要約該時(shí)間常數(shù)的時(shí)間。因而，矩形波的上升時(shí)間為不需要1微秒的短的時(shí)間。
此外，作為利用高通濾波器能容許信號(hào)的損耗的頻帶，可認(rèn)為在截止頻率中約幾十kHz是妥當(dāng)?shù)?。在高通濾波器的情況下，如果也同樣地計(jì)算換算為SIR性能惡化量的值，則可得到下述結(jié)果SIR性能惡化例如為0.25dB時(shí)的截止頻率(低3dB的頻率)在高通濾波器為1次的情況下為107kHz，在為2次的情況下為58kHz，在為3次的情況下為43kHz。根據(jù)這一點(diǎn)，到可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換中產(chǎn)生的矩形波收斂為止，需要作為高通濾波器的時(shí)間常數(shù)的幾十微秒的時(shí)間。
根據(jù)以上所述，可認(rèn)為在轉(zhuǎn)換了可變?cè)鲆嫫鲿r(shí)噪聲混入所需要的信號(hào)中的時(shí)間范圍為從增益轉(zhuǎn)換之后算起幾十微秒的期間。
對(duì)于幾十微秒來(lái)說(shuō)，如圖2(B)中所示，根據(jù)時(shí)隙格式，控制用的信號(hào)的接收時(shí)間是短的。如果步進(jìn)型增益的轉(zhuǎn)換與不進(jìn)行錯(cuò)誤校正的控制用信號(hào)的接收時(shí)間重疊，則控制用信號(hào)中引起錯(cuò)誤。此時(shí)，如果是TPC信號(hào)，則引起關(guān)于發(fā)送功率的障礙，如果是TFCI信號(hào)，則影響塊錯(cuò)誤率。二者都對(duì)移動(dòng)器終端的工作產(chǎn)生實(shí)質(zhì)性影響，根據(jù)不同情況將產(chǎn)生致命缺陷。
另一方面，關(guān)于圖2(A)、(B)中示出的數(shù)據(jù)用信號(hào)Data1、Data2，因?yàn)樵赪-CDMA中準(zhǔn)備了湍流代碼那樣的強(qiáng)的錯(cuò)誤校正，故抗噪聲的性能強(qiáng)。再者，數(shù)據(jù)信號(hào)Data1、Data2根據(jù)圖2(B)可知，是占據(jù)時(shí)隙大部分的信號(hào)。根據(jù)這一點(diǎn)，在可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換中產(chǎn)生的噪聲在數(shù)據(jù)用信號(hào)的接收中發(fā)生的情況下，與在控制用信號(hào)的接收中發(fā)生的情況相比，噪聲造成的不良影響小。
因此，利用控制可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換時(shí)序的電路，必須這樣來(lái)控制時(shí)序，即，在數(shù)據(jù)信號(hào)的接收中進(jìn)行增益轉(zhuǎn)換。
再者，使用具體的例子和數(shù)值，使用圖4、圖18～圖27(D)說(shuō)明在可變?cè)鲆嫫髦邪l(fā)生的噪聲不被容許的大小。
首先，考慮在轉(zhuǎn)換圖4的差分對(duì)時(shí)發(fā)生的直流偏移的大小。如果考慮直流偏移的發(fā)生原因是起因于構(gòu)成差分對(duì)的晶體管的成對(duì)離散性，則可認(rèn)為所發(fā)生的直流偏移的大小的概率分布是正態(tài)分布，雖然根據(jù)制造工藝的情況多少有些不同，但在正態(tài)分布的±3σ處為±5mV。但是，該5mV這樣的值在可變?cè)鲆嫫鞯妮斎霌Q算中可認(rèn)為是合理的值。
在轉(zhuǎn)換增益時(shí)，不同的差分對(duì)被轉(zhuǎn)換。此時(shí)，如果假定轉(zhuǎn)換后的差分對(duì)具有與轉(zhuǎn)換前的差分對(duì)獨(dú)立的離散性，則所發(fā)生的直流偏移的差分(階躍的高度)的概率分布也成為正態(tài)分布，其分散值(σ的2次方的值)可作為轉(zhuǎn)換前的直流偏移的分散值與轉(zhuǎn)換后的直流偏移的分散值的和來(lái)表示。即，在轉(zhuǎn)換增益時(shí)，產(chǎn)生直流偏移的階躍，其高度是將作為5mV的2次方加上5mV的2次方、再進(jìn)行了0.5次方運(yùn)算(開(kāi)根號(hào))的值的約7mV作為3σ值來(lái)發(fā)生。但是，由于該7mV也是輸入換算，故必須考慮增益被轉(zhuǎn)換的情況，用輸出換算來(lái)計(jì)算。
在此，使用實(shí)際的增益線圖，使用圖18和圖19(A)、(B)說(shuō)明發(fā)生怎樣程度的噪聲。首先，假定圖18中示出的增益線圖為一例。該增益線圖如圖19(A)中所示，設(shè)想了3級(jí)結(jié)構(gòu)的可變?cè)鲆嫫鱌GA(可編程增益放大器)1、PGA2、PGA3和1級(jí)固定增益放大器FGA。
再有，在圖18的增益線圖中，由于如果按增益編號(hào)的順序逐一地全部記載，則成為很大的圖，故在此為了方便起見(jiàn)，示出以偶數(shù)刻度與0～92為止的增益編號(hào)對(duì)應(yīng)的電壓增益、全增益、初級(jí)的輸入電壓、可變?cè)鲆嫫鱌GA1～PGA3和固定增益放大器FGA的各增益。增益編號(hào)6～86的范圍是可變?cè)鲆嫫鞯氖褂梅秶?，增益編?hào)0～4和88～92的范圍是作為工序容限來(lái)確保的范圍。假定可變?cè)鲆嫫鱌GA1在-18dB～18dB的范圍內(nèi)能每6dB地轉(zhuǎn)換、PGA2在-24～18dB的范圍內(nèi)能每6dB地轉(zhuǎn)換、PGA3在0～18dB的范圍內(nèi)能每1dB地轉(zhuǎn)換。固定增益放大器FGA的增益為16dB，是恒定的。
由于增益編號(hào)67至68時(shí)的增益轉(zhuǎn)換圖形的緣故而發(fā)生大的噪聲。雖然未圖示，但在增益編號(hào)67中，PGA1的增益為12dB、PGA2的增益為12dB、PGA3的增益為5dB。即，增益編號(hào)67至68時(shí)的增益轉(zhuǎn)換，如圖19(A)中所示，初級(jí)的PGA1的增益從12dB轉(zhuǎn)換為18dB、第2級(jí)的PGA2的增益為12dB不變、第3級(jí)的PGA3的增益從5dB轉(zhuǎn)換為0dB。其結(jié)果，包含最終級(jí)在內(nèi)，全增益從45dB成為46dB。再有，參照符號(hào)19是可變?cè)鲆嫫鱌GA1的直流偏移的差分ΔDC的波形，20是直流偏移的差分ΔDC的波形19到達(dá)最終級(jí)的固定增益放大器FGA的輸出端的波形。
此外，關(guān)于高通濾波器，假定能完全地去除43kHz之前的頻率的理想的高通濾波器HPF。直流偏移的差分ΔDC的波形19通過(guò)了該高通濾波器HPF的結(jié)果，成為圖19(B)中所示的波形。如果歸納起來(lái)說(shuō)，則在圖18的增益線圖中，在初級(jí)的可變?cè)鲆嫫鱌GA1在增益編號(hào)67和68之間轉(zhuǎn)換時(shí)，可認(rèn)為發(fā)生圖19(B)中所示的噪聲為3σ值。
關(guān)于因圖19(B)中所示的增益轉(zhuǎn)換而發(fā)生的噪聲，計(jì)算所產(chǎn)生的SIR性能惡化。假定在1個(gè)時(shí)隙間隔中發(fā)生可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換。此時(shí)，在1個(gè)時(shí)隙間隔中發(fā)生圖19(B)中所示的噪聲的情況下，產(chǎn)生1.86 dB的SIR性能惡化。此外，在1幀間隔的情況下，產(chǎn)生0.15dB的SIR性能惡化。特別是TPC、TFCI那樣的控制用信號(hào)，如圖2(B)中所示，根據(jù)時(shí)隙格式的情況，有時(shí)最短的接收時(shí)間為4.2微秒。如果該接收時(shí)間中重疊圖19(B)中所示的噪聲的峰值部分，則對(duì)于TPC和TFCI信號(hào)產(chǎn)生的SIR性能惡化為15.03dB。
在此，關(guān)于由可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換產(chǎn)生的SIR性能惡化，使用圖20～圖27，說(shuō)明到哪個(gè)程度為止是被容許的。
作為關(guān)于SIR的計(jì)算式，考慮以下的式(1)。SIR[dB]＝DPCH_Ec[dBm]+Gp[dB]-10·log{10(10·logkT0B+NF[dB]][dBm]/10+10log[dBm]/10}[dBm]-SIR_degradation[dB]…(1)DPCH_EcDPCH的每片(chip)的能量Gp處理增益k玻爾茲曼常數(shù)1.38×10-23〔J/K〕T0標(biāo)準(zhǔn)溫度290〔k〕B3.84〔MHz〕NF噪聲系數(shù)Ioc相加性白色高斯噪聲(AWGN)SIR_degradationRF部和BB部中的SIR性能惡化式(1)將熱噪聲、相加性白色高斯噪聲、在接收機(jī)系統(tǒng)上產(chǎn)生的SIR性能惡化作為妨礙干擾的分量來(lái)考慮。
為了求出在式(1)中表示的SIR，圖20～圖23(B)的假定是必要的。此外，關(guān)于假定，以3GPP中的最小接收靈敏度、最大輸入電平和靜態(tài)特性的傳播特性為基礎(chǔ)進(jìn)行考慮。
以下，進(jìn)行圖20～圖23(B)的說(shuō)明。
如果關(guān)于傳送率為12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的情況示出對(duì)于移動(dòng)體終端的天線中的接收電平Ior的DPCH信號(hào)的每片的能量DPCH Ec與接收電平Ior的比率關(guān)系，則可認(rèn)為為圖20中所示的關(guān)系。在圖20中用黑四角示出的部分是用3GPP進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化的值。
圖21是信號(hào)分量利用CDMA特有的頻譜的反擴(kuò)散得到的處理增益的表。因?yàn)閿U(kuò)散比根據(jù)時(shí)隙格式的不同而不同，故處理增益根據(jù)時(shí)隙格式的不同而不同。在圖21的表中，對(duì)于12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各傳送率，分別為21.07dB、15.05dB、12.04dB、9.03dB。這是用3GPP進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化的標(biāo)準(zhǔn)測(cè)定信道中的處理增益。
圖22(A)中假定了接收機(jī)系統(tǒng)中的天線轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)SW、天線轉(zhuǎn)換器DPX、低噪聲放大器LNA和混頻器MIX的噪聲系數(shù)NF。
再有，在此之所以考慮了在圖1的結(jié)構(gòu)中沒(méi)有的天線轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)SW、天線轉(zhuǎn)換器DPX，是基于以下的原因。
在與頻帶不同的2個(gè)以上的規(guī)格、例如W-CDMA和PDC(個(gè)人數(shù)字蜂窩機(jī))對(duì)應(yīng)的接收機(jī)的情況下，天線轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)是必要的。此外，為了使發(fā)送機(jī)與接收機(jī)同時(shí)工作，通常使用天線轉(zhuǎn)換器。
天線轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)是轉(zhuǎn)換多個(gè)天線連接的開(kāi)關(guān)，天線轉(zhuǎn)換器是抑制從發(fā)送系統(tǒng)朝向接收系統(tǒng)和從接收系統(tǒng)朝向發(fā)送系統(tǒng)的漏泄、起到從發(fā)送系統(tǒng)對(duì)天線只使發(fā)送頻帶通過(guò)、從天線對(duì)接收系統(tǒng)只使接收頻帶通過(guò)的濾波器作用的器件。再有，如果在圖1的結(jié)構(gòu)中而言，則在天線101與低噪聲放大器102之間設(shè)置天線轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)SW和天線轉(zhuǎn)換器DPX。
關(guān)于可變?cè)鲆嫫鞑糠值腘F，其值因增益不同而不同。此外，因?yàn)樵鲆娴闹狄蚪邮针娖絀or不同而不同，故將因接收電平Ior產(chǎn)生的AGC部的噪聲系數(shù)NF的關(guān)系假定為如圖22(B)中所示那樣。
圖23(A)中假定了相加性白色高斯噪聲Ioc的值與作為信號(hào)分量的DPCH信號(hào)的每片的能量DPCH_Ec的關(guān)系。在3GPP中，將最小接收靈敏度中的接收機(jī)系統(tǒng)中的噪聲系數(shù)NF預(yù)計(jì)為約9dB。此外，關(guān)于傳播特性為靜態(tài)特性時(shí)的相加性白色高斯噪聲Ioc，對(duì)相加性白色高斯噪聲Ioc進(jìn)行了標(biāo)準(zhǔn)化，使得「DPCH_Ec(2303)」與「Ioc+熱噪聲(2304)」的比例與最小接收靈敏度時(shí)的「DPCH_Ec(2301)」與「熱噪聲+系統(tǒng)噪聲(2302)」的比例相等。根據(jù)這一點(diǎn)，可以說(shuō)Ioc的值被認(rèn)為是成為與DPCH_Ec的比被保持為恒定的傳播特性。如果在圖23(A)中說(shuō)到該Ioc的值，則是用參照符號(hào)2305示出的特性線上的值。根據(jù)以上所述，對(duì)于12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各傳送率，可導(dǎo)出圖23(B)中所示的Ior與Ioc的關(guān)系。
根據(jù)以上的圖20～23(B)的假定，可計(jì)算求出SIR的式(1)。
如圖24中所示，關(guān)于對(duì)最小接收靈敏度、最大輸入、靜態(tài)的傳播特性的每個(gè)傳送率的位錯(cuò)誤率BER和塊錯(cuò)誤率BLER，在3GPP的標(biāo)準(zhǔn)中進(jìn)行了推薦。此外，在圖24中也示出了根據(jù)實(shí)驗(yàn)得到的所需要的SIR。由式(1)得到的值必須滿足該所需要的SIR。
關(guān)于由式(1)得到的SIR與圖24的所需要的SIR的差分，可作為容限來(lái)考慮。
圖25(A)～(D)是對(duì)于12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各傳送率、將橫軸取作接收電平Ior示出了由式(1)得到的SIR與圖24的所需要的SIR的關(guān)系的圖。在此，沒(méi)有包含在式(1)中轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫鲿r(shí)發(fā)生的SIR性能惡化。因此，在轉(zhuǎn)換了可變?cè)鲆嫫鲿r(shí)發(fā)生的SIR性能惡化必須容納在該容限中。
可認(rèn)為在各接收電平Ior中發(fā)生的3σ值中的SIR性能惡化如圖26(A)、(B)中所示。在圖26(A)、(B)中，重疊地記載了用圖25(A)～(D)計(jì)算的容限。圖26(A)是在1個(gè)時(shí)隙間隔中轉(zhuǎn)換了可變?cè)鲆嫫鞯那闆r，圖26(B)是在1個(gè)幀間隔中轉(zhuǎn)換了可變?cè)鲆嫫鞯那闆r。
在圖26(A)中，在接收電平Ior為-85dBm附近產(chǎn)生了大的SIR性能惡化，但這是在圖19(A)、(B)中示出的環(huán)境下轉(zhuǎn)換了初級(jí)的可變?cè)鲆嫫鲿r(shí)產(chǎn)生的，是可變?cè)鲆嫫鱌AG1的增益從12dB轉(zhuǎn)換為18dB時(shí)產(chǎn)生的。
從以上所述可知，轉(zhuǎn)換初級(jí)的可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆鏁r(shí)的噪聲引起最大的SIR性能惡化，此時(shí)，如果進(jìn)行1個(gè)時(shí)隙間隔中的可變?cè)鲆嫫鞯目刂?，則超過(guò)容限。根據(jù)這一點(diǎn)，在可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換頻度多的情況下，可認(rèn)為對(duì)于某個(gè)接收電平中接收的數(shù)據(jù)信號(hào)產(chǎn)生品質(zhì)上的問(wèn)題。再有，用黑四角的點(diǎn)示出的橫方向的線表示各傳送速度的容限。
再有，從圖26(B)可知，在以1個(gè)幀間隔進(jìn)行可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換的情況下，可容納在容限內(nèi)。
其次，使用圖27(A)～(D)，示出對(duì)于在各接收電平Ior的增益轉(zhuǎn)換時(shí)在3σ值處產(chǎn)生的控制用的TPC信號(hào)或TFCI信號(hào)的SIR性能惡化。圖27中假定了在TPC信號(hào)或TFCI信號(hào)上重疊了由增益轉(zhuǎn)換引起的噪聲的峰值。從圖27(A)～(D)可知，在12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各傳送率中，接收電平Ior在-85dBm附近產(chǎn)生了超過(guò)10dB的非常大的SIR性能惡化。如果考慮不對(duì)控制信號(hào)進(jìn)行錯(cuò)誤校正，則在產(chǎn)生10dB這樣大的SIR性能惡化的情況下，可以說(shuō)不能作為準(zhǔn)確的信號(hào)來(lái)接收。
TPC信號(hào)和TFCI信號(hào)是在各時(shí)隙中包含的信號(hào)。在可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換控制的間隔為1個(gè)時(shí)隙的情況下，在接收電平Ior為-85dBm附近的場(chǎng)所，存在完全不能接收TPC信號(hào)或TFCI信號(hào)這一點(diǎn)控制信號(hào)的可能性。如果將可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換控制的間隔定為1幀，則以15分之一的概率存在不能接收控制信號(hào)的可能性。在TFCI信號(hào)的情況下，如果在15個(gè)信號(hào)中的1個(gè)信號(hào)中產(chǎn)生10dB以上的SIR性能惡化，則其影響波及剩下的14個(gè)信號(hào)，對(duì)塊錯(cuò)誤率BLER有較大的影響。
根據(jù)這一點(diǎn)，可認(rèn)為必須避開(kāi)TFCI信號(hào)的接收時(shí)刻來(lái)進(jìn)行增益轉(zhuǎn)換。此外，對(duì)于TPC信號(hào)、Pilot信號(hào)那樣的不進(jìn)行錯(cuò)誤校正的控制用的信號(hào)，也必須避開(kāi)。即，關(guān)于可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換，在數(shù)據(jù)信號(hào)的接收中進(jìn)行轉(zhuǎn)換即可。較為理想的是，在接收數(shù)據(jù)信號(hào)的開(kāi)頭進(jìn)行轉(zhuǎn)換，可減少其影響。
<實(shí)施例2>
使用圖5說(shuō)明本發(fā)明的第2實(shí)施例。作為抑制步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的影響的另一方法，可舉出以隨機(jī)的時(shí)序轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫鞯姆椒āＴ谝噪S機(jī)的時(shí)序進(jìn)行了轉(zhuǎn)換的情況下，可避免TPC、TFCI、Pilot信號(hào)這些控制用信號(hào)的接收時(shí)序總是與轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫鲿r(shí)的噪聲發(fā)生時(shí)序重疊的可能性。
由于可以隨機(jī)的方式來(lái)轉(zhuǎn)換，故沒(méi)有必要識(shí)別格式，例如對(duì)可變?cè)鲆嫫鞯目刂菩盘?hào)設(shè)置產(chǎn)生隨機(jī)的延遲裝置即可。作為這樣的裝置的例子，在控制信號(hào)的線上設(shè)置圖5中示出的結(jié)構(gòu)的裝置即可。即，如果用圖1中示出的接收機(jī)的結(jié)構(gòu)來(lái)說(shuō)，則插入到從AGC控制部111到可變?cè)鲆嫫?、濾波部104的控制信號(hào)線11中即可。
圖5的裝置是預(yù)先準(zhǔn)備幾個(gè)延遲元件DL、用轉(zhuǎn)換開(kāi)關(guān)KS來(lái)轉(zhuǎn)換通過(guò)延遲元件DL的線路和使延遲元件DL短路的線路結(jié)構(gòu)。如果用隨機(jī)數(shù)來(lái)控制開(kāi)關(guān)SW，則可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換信號(hào)產(chǎn)生隨機(jī)的延遲。作為結(jié)果，就以隨機(jī)的方式實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換的時(shí)序。
<實(shí)施例3>
使用圖9說(shuō)明本發(fā)明的第3實(shí)施例。在將步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫髯鞒啥嗉?jí)結(jié)構(gòu)時(shí)，在初級(jí)可變?cè)鲆嫫鞯霓D(zhuǎn)換中產(chǎn)生大的噪聲。這是因?yàn)?，在初?jí)中發(fā)生的噪聲被后級(jí)的可變?cè)鲆嫫鞑糠糯罅恕?br> 因此，在初級(jí)可變?cè)鲆嫫髦校绻蛊渚哂袦笮?，則可抑制初級(jí)可變?cè)鲆嫫鞅晦D(zhuǎn)換的頻度，可減少產(chǎn)生大的噪聲的頻度。例如，如圖9(A)中所示，在用可變?cè)鲆嫫鱌GA1、PGA2、PGA3的3級(jí)結(jié)構(gòu)構(gòu)成了可變?cè)鲆嫫鞑康那闆r下，作成具有圖9(B)中所示的增益表即可。在圖9(B)中，橫軸表示接收電平Ior，是越朝向右側(cè)越小的接收電平?？v軸表示增益的大小，是越朝向上方越大的增益。特性線G1是初級(jí)的可變?cè)鲆嫫鱌GA1的特性，使之具有滯后性。特性線G2是第2級(jí)和第3級(jí)的可變?cè)鲆嫫鱌GA2、PGA3的特性，Gt是整體的增益。例如在圖1結(jié)構(gòu)的情況下，在AGC控制部111中設(shè)置存儲(chǔ)了這樣的特性的增益表的存儲(chǔ)器，或在可變?cè)鲆嫫鳌V波部104中設(shè)置，以參照該表來(lái)進(jìn)行轉(zhuǎn)換控制的方式構(gòu)成接收機(jī)即可。
<實(shí)施例4>
使用圖28說(shuō)明本發(fā)明的第4實(shí)施例。圖28是示出圖1的結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中的可變?cè)鲆嫫?、濾波部104的步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鱌GA1PGA3的1級(jí)部分的結(jié)構(gòu)例的電路圖。該電路結(jié)構(gòu)的情況的內(nèi)置的電容可兼有高通濾波器的功能。圖28中示出的步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫魇请y以發(fā)生轉(zhuǎn)換噪聲的電路。在圖28中示出的步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫髦?，參照符?hào)112表示電容，在該電容112的一端上經(jīng)多個(gè)并列電阻113a、…113a和與各電阻113a串聯(lián)地連接的開(kāi)關(guān)116a連接晶體管114a的發(fā)射極，同樣，在該電容112的另一端上經(jīng)多個(gè)并列電阻113b、…113b和與各電阻113b串聯(lián)地連接的開(kāi)關(guān)116b連接晶體管114b的發(fā)射極。此外，晶體管114a、114b的各自的發(fā)射極上經(jīng)電流源Ia、Ib連接接地側(cè)電源Vss，在各自的集電極上經(jīng)電阻115a、115b連接電源Vdd。
再有，晶體管114a、114b是構(gòu)成特性一致的差分對(duì)的晶體管，起到負(fù)載電阻的作用的115a、115b也是構(gòu)成特性一致的電阻對(duì)，電流源Ia、Ib也是同樣的。
以這種方式構(gòu)成的可變?cè)鲆嫫鞯奶卣髟谟?，?jīng)電容112結(jié)合了構(gòu)成差分對(duì)的晶體管114a、114b。由于具有電容112，即使利用開(kāi)關(guān)116a、116b來(lái)轉(zhuǎn)換電阻113a、113b，直流電平也不變化，因此，即使轉(zhuǎn)換增益，輸出直流偏移也不變化。因此，具有緩和所發(fā)生的噪聲的效果。
但是，在使用MOSFET作為上述的開(kāi)關(guān)116a、116b時(shí)，在開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通電阻大的情況下，由于難以得到大的增益，故作為減小導(dǎo)通電阻的方法，必須增加作為開(kāi)關(guān)使用的MOSFET的尺寸。
在圖11中示出利用圖10中示出的元件值對(duì)振幅特性進(jìn)行了模擬的結(jié)果。再有，在圖10中，示出了用CMOS倒相器構(gòu)成的開(kāi)關(guān)作為開(kāi)關(guān)116a、116b。從圖11可知，在頻率大到約10MHz的情況下，相對(duì)于頻率低的情況，增益上升。
其原因是，通過(guò)為了減小導(dǎo)通電阻而增加MOSFET的尺寸，器件所具有的電容增加了。
<實(shí)施例5>
使用圖12說(shuō)明本發(fā)明的第5實(shí)施例。如圖12中所示，通過(guò)在集電極間連接電容120，可抑制圖11中示出的在高的頻率處的增益的上升。在圖13中示出將電容120的元件值定為11pF、其它的元件值與圖10中示出的值相同的情況下的模擬結(jié)果。
關(guān)于步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫?，通常用多?jí)來(lái)構(gòu)成，但在放大的同時(shí)，產(chǎn)生飽和的擔(dān)心。因此，最好以階梯狀的方式抑制鄰接信道的妨礙波。為此，如圖14中所示，交替地配置低通濾波器LPF1、LPF2、LPF3和可變?cè)鲆嫫鱌GA1、PGA2、PGA3。由于在各低通濾波器或各可變?cè)鲆嫫髦邪l(fā)生直流分量，故在已發(fā)生直流分量的后級(jí)中產(chǎn)生飽和的擔(dān)心。通常，在各可變?cè)鲆嫫鞯募?jí)間結(jié)合電容來(lái)解決該問(wèn)題，但此時(shí)，在差分結(jié)構(gòu)的各可變?cè)鲆嫫鞯募?jí)間，外加電容必須是2個(gè)，在考慮了正交調(diào)制器的I和Q的情況下，外加電容必須是4個(gè)。
與此不同，如本發(fā)明的圖10或圖11中示出的的結(jié)構(gòu)那樣在使用了在差分對(duì)晶體管的發(fā)射極間具有電容的可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下，由于去除了直流分量，故可在差分結(jié)構(gòu)的可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下分別需要2個(gè)電容的場(chǎng)所將電容減少為1個(gè)。圖14中示出的C1、C2、C3是去除直流的外加電容。
<實(shí)施例6>
使用圖15和圖16說(shuō)明本發(fā)明的第6實(shí)施例。作為不因直流分量而導(dǎo)致飽和的、對(duì)于直流分量的抑制條件最嚴(yán)格的可變?cè)鲆嫫?，就圖1的結(jié)構(gòu)而言，可考慮可變?cè)鲆嫫鳌V波部104內(nèi)的接近于混頻器103的輸出部的初級(jí)可變?cè)鲆嫫鱌GA1和其波形由于增益而被放大的后級(jí)可變?cè)鲆嫫鱌GA3。因此，關(guān)于其間的可變?cè)鲆嫫鱌GA2，假定作成如圖15中所示的在發(fā)射極部中不包含電容的結(jié)構(gòu)。由于即使轉(zhuǎn)換增益、也不轉(zhuǎn)換晶體管，故在增益轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲與圖4中示出的現(xiàn)有可變?cè)鲆嫫鞯碾娐方Y(jié)構(gòu)相比較小。
因而，在本實(shí)施例中，圖1的可變?cè)鲆嫫?、濾波部104的塊電路結(jié)構(gòu)成為圖16中示出的結(jié)構(gòu)。外加的電容與圖14相比，由于沒(méi)有電容C2，故可減少2個(gè)。
從上述的實(shí)施例可明白，按照本發(fā)明，在使用了直接變換的情況下，可實(shí)現(xiàn)能抑制在步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的無(wú)線通信接收機(jī)、或能緩和在步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆孓D(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的影響的無(wú)線通信接收機(jī)。
以上說(shuō)明了本發(fā)明的優(yōu)選的幾個(gè)實(shí)施例，但本發(fā)明不限定于上述實(shí)施例，在不脫離本發(fā)明的精神的范圍內(nèi)，當(dāng)然可進(jìn)行各種設(shè)計(jì)變更。
權(quán)利要求
1.一種無(wú)線通信接收機(jī)，具備第1混頻器，利用1次降頻變換將接收信號(hào)的頻率變換為規(guī)定的基帶頻率；以及第1可變?cè)鲆骐娐?，連接在該第1混頻器的后級(jí)，具有用離散的增益進(jìn)行轉(zhuǎn)換的可變?cè)鲆婀δ?，其特征在于具有減少用離散的增益進(jìn)行轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的噪聲減少裝置。
2.如權(quán)利要求1中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述噪聲減少裝置是控制增益被轉(zhuǎn)換的時(shí)序的時(shí)序控制電路。
3.如權(quán)利要求1中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述噪聲減少裝置具有使上述第1可變?cè)鲆骐娐繁旧硪种圃谠鲆孓D(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的功能。
4.如權(quán)利要求2中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述接收信號(hào)是由規(guī)定的幀結(jié)構(gòu)構(gòu)成的沒(méi)有間隙時(shí)間的信號(hào)，上述時(shí)序控制電路這樣來(lái)進(jìn)行控制，使上述可變?cè)鲆骐娐返脑鲆嬖诮邮丈鲜鰩Y(jié)構(gòu)內(nèi)的規(guī)定信號(hào)的時(shí)刻處被轉(zhuǎn)換。
5.如權(quán)利要求2中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述接收信號(hào)是由規(guī)定的幀結(jié)構(gòu)構(gòu)成的沒(méi)有間隙時(shí)間的信號(hào)，上述時(shí)序控制電路這樣來(lái)進(jìn)行控制，使上述可變?cè)鲆骐娐返脑鲆嬖谏鲜鰩Y(jié)構(gòu)內(nèi)的隨機(jī)時(shí)刻處被轉(zhuǎn)換。
6.如權(quán)利要求2中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述接收信號(hào)是由規(guī)定的幀結(jié)構(gòu)構(gòu)成的沒(méi)有間隙時(shí)間的信號(hào)，上述時(shí)序控制電路具備測(cè)定與上述幀結(jié)構(gòu)同步的時(shí)間的裝置和存儲(chǔ)上述幀結(jié)構(gòu)的裝置，上述時(shí)序控制電路以避開(kāi)接收幀中的規(guī)定信號(hào)的時(shí)刻來(lái)轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆娴姆绞竭M(jìn)行控制。
7.如權(quán)利要求2中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述接收信號(hào)是由規(guī)定的幀結(jié)構(gòu)構(gòu)成的沒(méi)有間隙時(shí)間的信號(hào)，上述時(shí)序控制電路以使上述第1可變?cè)鲆骐娐肪哂袦筇匦詠?lái)抑制增益轉(zhuǎn)換的頻度的方式進(jìn)行控制。
8.如權(quán)利要求3中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于具有抑制在增益轉(zhuǎn)換時(shí)發(fā)生的噪聲的功能的上述第1可變?cè)鲆骐娐钒瑯?gòu)成差分對(duì)的第1和第2晶體管，該第1和第2晶體管的發(fā)射極部分經(jīng)電容來(lái)結(jié)合。
9.如權(quán)利要求8中所述的無(wú)線通信接收機(jī)，其特征在于上述第1可變?cè)鲆骐娐返纳鲜龅?晶體管的集電極部分和上述第2晶體管的集電極部分經(jīng)電容來(lái)結(jié)合。
10.一種無(wú)線通信接收機(jī)，具備多級(jí)第1混頻器和可變?cè)鲆骐娐罚鲜龅?混頻器利用1次降頻變換將接收信號(hào)的頻率變換為規(guī)定的基帶頻率，上述可變?cè)鲆骐娐愤B接在該第1混頻器的后級(jí)，具有用離散的增益進(jìn)行轉(zhuǎn)換的可變?cè)鲆婀δ?，而且包含?gòu)成差分對(duì)的第1和第2晶體管，其特征在于上述多級(jí)可變?cè)鲆骐娐穬?nèi)的初級(jí)可變?cè)鲆骐娐肥峭ㄟ^(guò)將與并聯(lián)連接到上述第1晶體管的發(fā)射極部分上的多個(gè)第1開(kāi)關(guān)串聯(lián)地連接的多個(gè)第1電阻連接到電容的一端上、將與并聯(lián)連接到上述第2晶體管的發(fā)射極部分上的多個(gè)第2開(kāi)關(guān)串聯(lián)地連接的多個(gè)第2電阻連接到上述電容的另一端上構(gòu)成的，除了初級(jí)和最終級(jí)外的至少一級(jí)可變?cè)鲆骐娐分?，?gòu)成差分對(duì)的上述第1晶體管的發(fā)射極部分與第2晶體管的發(fā)射極部分通過(guò)并聯(lián)連接的多個(gè)電阻和與該多個(gè)電阻分別串聯(lián)連接的開(kāi)關(guān)來(lái)結(jié)合。
全文摘要
提供能減少在以CDMA等的沒(méi)有間隙時(shí)間的直接變換型來(lái)使用步進(jìn)型可變?cè)鲆嫫鞯那闆r下產(chǎn)生的增益轉(zhuǎn)換時(shí)噪聲的影響的無(wú)線通信接收機(jī)。作成使用終端計(jì)數(shù)器和定序器來(lái)控制由AGC控制部轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫鞯脑鲆鏁r(shí)的時(shí)序結(jié)構(gòu)。通過(guò)作成這樣的結(jié)構(gòu)，避免在接收控制用信號(hào)或抗噪聲性能差的信號(hào)的時(shí)刻處增益被轉(zhuǎn)換，以轉(zhuǎn)換可變?cè)鲆嫫髟鲆娴姆绞絹?lái)控制時(shí)序。
文檔編號(hào)H04B1/707GK1409507SQ0214380
公開(kāi)日2003年4月9日 申請(qǐng)日期2002年9月27日 優(yōu)先權(quán)日2001年9月28日
發(fā)明者赤峰幸德, 梶原久芳, 田中聰, 矢野隆, 石井裕丈, 山本昭夫, 堀和明, 日笠和彥 申請(qǐng)人:株式會(huì)社日立制作所