專利名稱：功率分配系統(tǒng)的共振頻率的調(diào)離方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種功率分配系統(tǒng)。本發(fā)明尤其涉及一種通過重新調(diào)整電源/接地平面的布局而調(diào)離功率分配系統(tǒng)的共振頻率的方法。
背景技術(shù)：
對于更快的數(shù)據(jù)處理速率的要求，需要更高的操作頻率，進而限制了由噪聲所造成的時序扭曲(Timing Skew)的最大可容許值。此外，為了降低高密度布局中的電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)與功率消耗，以較低的電壓信號為佳。此兩項要求促使功率品質(zhì)研究的進行，目標(biāo)在于如何提供較佳的供應(yīng)電壓品質(zhì)以及降低可能的噪聲來源。然而，功率供給的品質(zhì)相對上仍屬于未被探索的技術(shù)領(lǐng)域，因為其通常牽涉到更加復(fù)雜的系統(tǒng)，稱為功率分配系統(tǒng)(PowerDistribution System，PDS)。
多層印刷電路板(Multi-layer Printed Circuit Board，PCB)的PDS通常包含電源平面與接地平面以及交互連接通孔，因此基本上為電感性。所以，功率供給系統(tǒng)的阻抗隨著操作頻率增加。高速度與低電壓的信號系統(tǒng)需要低的目標(biāo)阻抗。尤其是在高頻領(lǐng)域中，阻抗與供應(yīng)電壓品質(zhì)彼此相關(guān)。通用的解決方式為添加足夠數(shù)目的通孔，以降低系統(tǒng)的電感值。
PDS的另一重要問題是關(guān)于共振的影響。如前所述，PDS是由若干個可儲存噪聲電磁能量的共振器的導(dǎo)電平面所組成。倘若設(shè)計不當(dāng)，使操作頻率或其諧波(Harmonics)，例如533MHz與其第三諧波1600MHz，位于或接近共振頻率，則供應(yīng)電壓可能隨著時間變化，造成信號耦合額外的噪聲。即使穿過平面層而無物理接觸的信號，例如從頂層至底層的信號通孔，也會從共振器耦合一些噪聲。特別是多個信號同時開關(guān)噪聲(Simultaneous Switching Noise，SSN/SSO)，將使EMI問題更糟糕。在任一情況中，共振的影響可能不僅導(dǎo)致功率完整性問題并且造成嚴重的信號完整性問題。因而，在設(shè)計階段時即應(yīng)導(dǎo)入共振影響分析。
若干解決方式已經(jīng)提出。最常用的解決方式是添加去耦合/旁通電容于適當(dāng)位置，以提供等效的短路回路并吸收高頻噪聲。然而，去耦合電容的施加受到引線的等效的串聯(lián)電感(ESL)所限制，使得電容于高頻領(lǐng)域中變成電感性。再者，在若干致密的基板布局中，無足夠空間容納此等額外的電容。
另一解決方式為降低共振系統(tǒng)的品質(zhì)因子。此可通過兩種方式完成。第一種方式為通過采用損失性介電材料來增加損失。然而，最常用的介電材料為環(huán)氧樹脂纖維玻璃(Epoxy-Resin-Fiber Glass，F(xiàn)R4)，其于1GHz時具有0.02的介質(zhì)損耗角正切(Loss Tangent)，但仍不夠提供足夠的損失。因而，必須開發(fā)新的材料。另一方法為添加若干損失性材料于電路板邊緣，稱為電阻性終端。此方法可于高頻領(lǐng)域中有效地使從邊緣不連續(xù)而來的反射與輻射最小化，但因缺乏適當(dāng)?shù)奈詹牧纤詿o法提供寬頻帶吸收。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于前述問題，本發(fā)明的一個目的在于提供一種使電源/接地平面的基礎(chǔ)共振頻率調(diào)離操作頻率與其諧波方法。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種通過外界探針重新建構(gòu)共振場圖案的方法，藉以促進最佳的整形位置的確定。
本發(fā)明人通過使用商業(yè)上可得的仿真軟件與電性量測而從頻率領(lǐng)域觀點分析兩銅層PCB的共振影響。對于圓形與矩形微帶共振器的知識提供對于更復(fù)雜的布局的基礎(chǔ)。最后，本發(fā)明應(yīng)用至更實際的布局以展示出達成有意義的頻率調(diào)離。
依據(jù)本發(fā)明的一實施例，一種共振頻率的調(diào)離方法包括a)確定一電源/接地平面的一共振模式的一電場的一強度分布，b)基于從步驟a)所獲得的電場的該強度分布而確定該電源/接地平面的至少一區(qū)域，使得該電場的該強度分布中的一相對高的強度位于該至少一區(qū)域中，以及c)重新調(diào)整該至少一區(qū)域。
該電源/接地平面的該共振模式的該電場的該強度分布是通過下列步驟所確定a)在一頻率領(lǐng)域中對于該電源/接地平面的一位置測量一反射系數(shù)S11；b)依據(jù)下列方程式計算該電場f的一強度f∝1-S112;]]>以及c)重復(fù)該步驟a)與b)遍及該電源/接地平面，以建構(gòu)該電場的該強度分布。
依據(jù)本發(fā)明的方法有效地降低PDS中的電源/接地噪聲且應(yīng)該并入電路設(shè)計的考慮。雖然本說明書中僅展示若干幾何形狀，但本發(fā)明可應(yīng)用至更復(fù)雜的電源/接地布局。


圖1A至1D顯示圓形微帶共振器的首先四個共振模式的電場分布輪廓的圖；圖2A至2D顯示矩形微帶共振器的首先四個共振模式的電場分布輪廓的圖；圖3A顯示在圓形微帶共振器的不同位置處所測得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖，而圖3B顯示在矩形微帶共振器的不同位置處所測得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖；圖4A顯示圓形微帶共振器的基諧模式的相對電場強度，而圖4B顯示矩形微帶共振器的基諧模式的相對電場強度；圖5顯示依據(jù)本發(fā)明的PDS共振頻率的調(diào)離方法的流程圖；圖6A顯示依據(jù)本發(fā)明的圓形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖6B顯示圓形微帶共振器的重新調(diào)整對于共振頻率的影響；圖7A顯示依據(jù)本發(fā)明的矩形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖7B顯示矩形微帶共振器的重新調(diào)整對于共振頻率的影響；圖8顯示Y形微帶共振器的平面圖；圖9A與9B圖顯示圖8的Y形微帶共振器的首先二個共振模式的電場分布輪廓；圖10顯示通過沿著中心線探測若干不同位置而重新建構(gòu)的圖8的Y形微帶共振器的基諧模式的電場強度；以及圖11顯示共振頻率對于圖8的Y形微帶共振器的重新調(diào)整長度L的變化。
具體實施例方式
下文中的說明與附圖將使本發(fā)明的前述與其它目的、特征、與優(yōu)點更明顯。
茲將參照圖標(biāo)詳細說明依據(jù)本發(fā)明的較佳實施例。
在多層PCB中，相較于電源/接地平面的尺寸而言，介電層的厚度通常很小。對于此高的長寬比(從數(shù)十到數(shù)百倍)而言，假設(shè)電源/接地平面的電場分布在沿著電源/接地平面的法線方向上的分量為固定且在垂直于法線方向上的分量是由電源/接地平面的邊界條件所決定(亦即，TM模式)。
在多層PCB應(yīng)用中，電源/接地平面形狀一般上可修改。因而，從各種布局中粹取其普遍性質(zhì)是有價值的。為了使本發(fā)明及其效果更容易被了解，將預(yù)先分別研究且說明兩種最簡單的平面型微帶共振器，亦即圓形微帶共振器與矩形微帶共振器，用以作為概念上的闡述。
圖1A至1D顯示圓形微帶共振器的首先四個共振模式的電場分布輪廓。具體言之，圖1A至1D分別顯示四個模式TM110、TM210、TM010、與TM310的位于圓形微帶共振器的中間平面的電場分布輪廓。圖1A至1D所示的電場分布輪廓是從依據(jù)電磁學(xué)理論的數(shù)學(xué)方程式分析或者使用商業(yè)上可得的軟件的數(shù)值仿真所獲得。此共振器的粗略分析可通過將外邊界(在此例中半徑為20mm)當(dāng)作完美的開路電路邊界(磁壁)來處理而實現(xiàn)。共振器中的電場將不會取決于z坐標(biāo)，且電場的唯一分量為軸向場分量Ez。
既然沿著z方向的電場分量固定，故查看共振器的中間平面不會喪失一般性。場圖案看起來像是圓形波導(dǎo)中的TE模式。但應(yīng)注意的是，不像圓形波導(dǎo)中的TE模式，電場(Ez)因開路的邊界條件而使其最大值靠近圓盤的邊緣。另一重要的事實為在同一結(jié)構(gòu)中共同存在有簡并模式(Degenerate Mode)，具有相同的場圖案但不同的極化。舉例而言，圖1A所示的模式TM110具有二個簡并模式，其中每一個的方位角彼此相差90度，且圖1B所示的TM210也具有方位角相差45度的二個簡并模式。為了使展示清晰起見，僅顯示相關(guān)的極化模式。
圖2A至2D顯示長寬比為2的矩形微帶共振器的首先四個共振模式的電場分布輪廓。具體言之，圖2A至2D分別顯示于矩形微帶共振器的中間平面處計算的首先四個模式TM100、TM010、TM200、與TM110。圖2A至2D所示的電場分布輪廓是從依據(jù)電磁學(xué)理論的數(shù)學(xué)方程式的分析解或者使用商業(yè)上可得的軟件的數(shù)值仿真所獲得。如同圓形微帶共振器，最大場強度約略位于共振器的邊緣/角落。
應(yīng)注意圖1A至1D與圖2A至2D所示的電場輪廓是從不需電性量測的數(shù)學(xué)方法所獲得。依據(jù)本發(fā)明，提供一種通過外界探針進行電性量測而重新建構(gòu)電場輪廓的方法。
品質(zhì)因子是關(guān)聯(lián)于共振系統(tǒng)的獨特性質(zhì)。然而，當(dāng)測量共振系統(tǒng)的品質(zhì)因子時，無可避免地會擾亂原始系統(tǒng)。量測品質(zhì)因子的常用方式借助最小耦合對其進行探測。但在此處的應(yīng)用中，使用仔細校對探針尖頂?shù)奶结樳B接至電源針部與最靠近的接地針部將更有效率且更具成本效益。以此方式，探針與共振器強烈地耦合。在一方面上，耦合影響將使共振頻率輕微偏離且造成品質(zhì)因子變成具有位置相關(guān)性，但在另一方面上，其也提供一種探測電場分布的手段。從測量的觀點來看，耦合量的變化提供了檢視共振場強度分布的手段。
圖3A顯示在圓形微帶共振器的不同位置處所測得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖，而圖3B顯示在矩形微帶共振器的不同位置處所測得的反射系數(shù)S11與掃描頻率的圖。如前所述，對于圓形與矩形共振器兩者而言，反應(yīng)曲線皆具有位置相關(guān)性。當(dāng)耦合度愈高，愈多的能量注入共振器，因而反射將變得甚小。此意謂倘若探測共振器的場最大值時，則會獲得最小的反射。相反地，倘若探測共振器的場最小值時，則測量信號無法被耦合入共振器中，導(dǎo)致高反射或者甚至全反射?；谙铝蟹匠淌?，f(x,y)∝1-S112(x,y)]]>此處f為電場強度且S11為反射系數(shù)，兩者皆為探測位置(x，y)的函數(shù)，可確定電場的相對強度的分布。
圖4A顯示圓形微帶共振器的基諧模式的相對電場強度，而圖4B顯示矩形微帶共振器的基諧模式的相對電場強度。如圖4A與4B所示，實線代表如圖1A與2A所示的數(shù)值計算結(jié)果，而點線代表依據(jù)本發(fā)明經(jīng)由在各種位置探測共振器的電性量測與重新建構(gòu)的結(jié)果。
圖5顯示依據(jù)本發(fā)明的PDS共振頻率的調(diào)離方法的流程圖。參照圖5，依據(jù)本發(fā)明的共振頻率的調(diào)離方法包括確定一電源/接地平面的一共振模式的一電場的一強度分布(步驟501)、基于從步驟501所獲得的電場的該強度分布而確定該電源/接地平面的至少一區(qū)域，使得該電場的該強度分布中的一相對高的強度位于該至少一區(qū)域中(步驟502)、以及重新調(diào)整該至少一區(qū)域(步驟503)。參照圖6至11，依據(jù)本發(fā)明的共振頻率的調(diào)離方法分別應(yīng)用至一圓形、一矩形、以及一Y形微帶共振器。
如前文關(guān)聯(lián)于圖1A至1D與2A至2D的說明所述，由于特定的邊界條件，所以圓形與矩形微帶共振器的電場圖案的場最大值基本上位于邊緣。因此，重新調(diào)整關(guān)聯(lián)于場最大值的區(qū)域?qū)⒏淖児舱耦l率。
圖6A顯示依據(jù)本發(fā)明的圓形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖6B顯示圓形微帶共振器的重新調(diào)整對于共振頻率的影響。首先二個軸向模式(實線代表TM110與TM210模式)及其簡并模式(虛線代表TM*110與TM*210模式)顯示于圖6B中。既然TM110模式中的相對高的強度位于重新調(diào)整區(qū)域Δr中，如圖1A所示，故依據(jù)本發(fā)明重新調(diào)整圓形微帶共振器有效地修改變電場分布的邊界條件，導(dǎo)致共振頻率的有意義變化。如圖6B所示，在切割比率Δr/r0為10％的條件下，TM110模式的共振頻率增加大約10％。附帶一提，有趣的是簡并模式TM*110本質(zhì)上不受圖6A的重新調(diào)整方法所修改，因為其相對高的強度集中于相反極化處進而幾乎不受影響。從圖6B清楚可見，當(dāng)應(yīng)用圖6A的重新調(diào)整方法時，TM110基諧模式共振頻率的具有最大的變化。既然TM110模式具有最低的共振頻率且一般上為功率品質(zhì)的最大潛在危害者，故提高TM110模式的共振頻率對于系統(tǒng)而言最有益處。
圖7A顯示依據(jù)本發(fā)明的矩形微帶共振器的重新調(diào)整方法的示意圖，而圖7B顯示矩形微帶共振器的重新調(diào)整對于共振頻率的影響。既然TM100模式的相對高的強度位于重新調(diào)整區(qū)域ΔL中，如圖2A所示，故依據(jù)本發(fā)明重新調(diào)整矩形微帶共振器有效地修改變電場分布的邊界條件，導(dǎo)致共振頻率的有意義變化。如圖7B所示，TM100基諧模式的共振頻率反比于矩形微帶共振器的長度L。相反地，此矩形微帶共振器的寬度W對于TM100基諧模式的共振頻率無任何影響。至于TM010模式，既然其電場分布僅取決于寬度W方向，如圖2B所示，故無論切割比率ΔL/L0如何其共振頻率皆維持固定。不像圓形微帶共振器的例子，在此布局中TM100基諧模式并無簡并模式。幸運地，在實際的母板或基板設(shè)計中，電源/接地平面比較像矩形。因此，依據(jù)本發(fā)明的重新調(diào)整方法容易達成無共振操作環(huán)境進而使噪聲最小化。
在多層PCB應(yīng)用中，雖然電源/接地平面的形狀通常為更復(fù)雜的多邊形，而非簡單幾何，但依據(jù)本發(fā)明的重新調(diào)整方法可應(yīng)用來調(diào)離任何種類的電源/接地平面的共振頻率。圖8顯示Y形微帶共振器的平面圖，經(jīng)常用作為在多層PCB應(yīng)用中的電源/接地平面的一部分。在圖8中，Y形微帶共振器的尺寸系通過二維坐標(biāo)系統(tǒng)以mm的單位來表示。
通過使用商業(yè)上可得的軟件的數(shù)值仿真，Y形微帶共振器的首先二個共振模式的電場圖案顯示于圖9A與9B中。參照圖9A，具有1.632GHz的最低共振頻率的基諧模式的場最大值位于中心桿(也稱為功率走廊)處，且于二個翅部處具有相位同步的場變化。然而，參照圖9B，共振頻率為2.347GHz的第一高階模式具有相位完全相反的場變化于二個翅部處，導(dǎo)致電場于中心桿處消除。在下二個圖標(biāo)中將更進一步地探索此等獨特的場圖案。
圖10顯示通過沿著中心線探測若干不同位置而重新建構(gòu)的圖8的Y形微帶共振器的基諧模式的電場強度。相較于圖9A的數(shù)值仿真的場圖案，此圖標(biāo)達成相當(dāng)佳的一致性。既然基諧模式的二個翅部的場變化相等，故圖10中僅顯示一個翅部的場強度。當(dāng)探測共振系統(tǒng)時，無可避免地會加以干擾。因而，圖10的測量得的場圖案輕微不同于圖9A的仿真的場圖案。雖然有此缺點，但依據(jù)本發(fā)明的重新建構(gòu)場圖案的方法提供了用以確定場最大值的足夠精確度，并且允許與測量結(jié)果直接比較。
既然Y形微帶共振器的基諧模式具有場最大區(qū)域于中心桿的末端，如圖9A與10所示，故重新調(diào)整中心桿的末端造成共振頻率的有意義的修改。圖11顯示共振頻率對于圖8的Y形微帶共振器的重新調(diào)整長度L的變化。當(dāng)重新調(diào)整長度L為4mm時，基諧模式的共振頻率從1.632GHz提高至1.826GHz。相反地，圖9B所示的第一高階模式的場圖案建議其共振頻率將無關(guān)乎重新調(diào)整長度L，此已在圖11中獲得進一步的驗證。
雖然本發(fā)明業(yè)已通過較佳實施例作為例示加以說明，應(yīng)了解為本發(fā)明不限于此被揭露的實施例。相反地，本發(fā)明意欲涵蓋對于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言系明顯的各種修改與相似配置。因此，權(quán)利要求書的范圍應(yīng)根據(jù)最廣的詮釋，以包容所有此類修改與相似配置。
權(quán)利要求
1.一種共振頻率的調(diào)離方法，使用于一功率分配系統(tǒng)的一電源/接地平面中，該方法包含下列步驟基于一共振模式之一電場的一強度分布而確定該電源/接地平面的至少一區(qū)域，使得該電場的該強度分布中的一相對高的強度位于該至少一區(qū)域中，以及重新調(diào)整該至少一區(qū)域。
2.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，還包含在確定該電源/接地平面的該至少一區(qū)域之前，確定該共振模式的該電場的該強度分布。
3.如權(quán)利要求2所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該共振模式的該電場的該強度分布是通過下列步驟所確定a)在一頻率領(lǐng)域中對于該電源/接地平面的一位置測量一反射系數(shù)S11；b)依據(jù)下列方程式計算該電場f的一強度f∝1-S112;]]>以及c)重復(fù)該步驟a)與b)遍及該電源/接地平面，以建構(gòu)該電場的該強度分布。
4.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該至少一區(qū)域是通過減低該至少一區(qū)域的尺寸而重新調(diào)整。
5.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該共振模式的該頻率調(diào)離至一相對高的頻率。
6.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該共振模式為一基諧模式。
7.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該電源/接地平面的一部分為一圓形微帶。
8.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于。該電源/接地平面的一部分為一矩形微帶。
9.如權(quán)利要求8所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，重新調(diào)整該至少一區(qū)域的該步驟是通過縮短該矩形微帶的長度而實現(xiàn)。
10.如權(quán)利要求1所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，該電源/接地平面的一部分是一Y形微帶，該Y形微帶具有一中心桿與連接至該中心桿的一端的二翅部。
11.如權(quán)利要求10所述的共振頻率的調(diào)離方法，其特征在于，重新調(diào)整該至少一區(qū)域的該步驟是通過從該Y形微帶的該中心桿的另一端縮短該中心桿的長度而實現(xiàn)。
全文摘要
一種功率分配系統(tǒng)的共振頻率的調(diào)離方法，是通過無共振環(huán)境而增強高速數(shù)字信號的噪聲免疫力的方法。共振調(diào)離是通過適當(dāng)?shù)刂匦抡{(diào)整電源/接地平面的布局而達成。使用頻率領(lǐng)域來仿真功率分配系統(tǒng)的共振性質(zhì)，包括有共振頻率與場分布特性。共振場形分布的分析顯示出主要模式的電場分布通常集中于平面邊緣的附近。因而，可經(jīng)由設(shè)定邊界條件而有效地使共振調(diào)離操作頻率范圍。此外，品質(zhì)因子隨著外界探針位置而變化提供了監(jiān)視與建構(gòu)共振場分布的手段。本方法適用于任何幾何形狀的電源/接地平面布局。并通過重新調(diào)整一Y形功率分配系統(tǒng)，以展示如何有效地實現(xiàn)無共振操作環(huán)境。
文檔編號H04B15/00GK1509132SQ02158698
公開日2004年6月30日 申請日期2002年12月18日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月18日
發(fā)明者張存續(xù) 申請人:矽統(tǒng)科技股份有限公司