專利名稱：具備降低復(fù)雜度的泄漏矩陣相乘的多載波傳輸系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到從發(fā)射機(jī)向接收機(jī)發(fā)送多載波信號(hào)的傳輸系統(tǒng)。
本發(fā)明還涉及到從發(fā)射機(jī)接收多載波信號(hào)的接收機(jī)。
目前，例如OFDM和MC-CDMA的多載波調(diào)制方法已經(jīng)出現(xiàn)了一段時(shí)間。OFDM或者正交頻分復(fù)用是于1970年代設(shè)計(jì)的調(diào)制方法，其中利用不同副載波并行發(fā)送多個(gè)用戶符號(hào)。這些副載波的頻譜是相互重疊的(sinc類型)，但是信道波形要求是相互正交的。與例如BPSK、QPSK或MSK等調(diào)制方法相比，OFDM傳送具有較長(zhǎng)時(shí)間間隔，但是帶寬較窄的符號(hào)。多數(shù)情況下，設(shè)計(jì)OFDM系統(tǒng)，使其每個(gè)副載波的帶寬足夠小，從而可以經(jīng)歷頻率平衰落。這也能確保當(dāng)通過(中等)頻率選擇性時(shí)不變信道進(jìn)行接收時(shí)，仍然能夠保持副載波之間的正交性。如果通過這種信道接收OFDM信號(hào)，則每個(gè)副載波會(huì)經(jīng)歷不同的衰落，但是不會(huì)存在彌散效應(yīng)。
OFDM的上述特性可以避免使用抽頭延時(shí)線均衡器的需要，并且這已經(jīng)成為在若干標(biāo)準(zhǔn)中采用OFDM調(diào)制方法的主要?jiǎng)恿?，這些標(biāo)準(zhǔn)中包括數(shù)字音頻廣播(DAB)、數(shù)字地面電視廣播(DTTB)(這是數(shù)字視頻廣播標(biāo)準(zhǔn)(DVB)的一部分)，以及最近的無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)HIPERLAN/2。特別是在DAB和DTTB應(yīng)用中，可以對(duì)有害信道條件(存在頻率和時(shí)間彌散)下移動(dòng)臺(tái)的接收進(jìn)行預(yù)計(jì)。至今為止，電視的移動(dòng)接收并沒有被當(dāng)作主要市場(chǎng)。然而，DVB系統(tǒng)承諾將成為用于移動(dòng)多媒體和互聯(lián)網(wǎng)業(yè)務(wù)的高速傳遞機(jī)制。在IFA’99消費(fèi)電子展銷會(huì)中，諾基亞、德國電信以及ZDF組成的論壇展示了采用GSM返回信道，通過OFDM DVB鏈路進(jìn)行移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)瀏覽、電子郵件訪問以及觀看電視等應(yīng)用。采用8k個(gè)OFDM副載波，在車輛速度高達(dá)50mph的情況下，DVB可以通過空中正常地執(zhí)行接收功能。移動(dòng)接收，即通過具備多譜勒擴(kuò)展以及相應(yīng)時(shí)間彌散的信道的接收，仍然是與特定OFDM系統(tǒng)(總體為多載波傳輸系統(tǒng))相關(guān)的問題之一。但是它對(duì)抗頻率選擇性的健壯性被認(rèn)為是OFDM的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，而且也已經(jīng)公認(rèn)信道的時(shí)變特性會(huì)限制系統(tǒng)的性能。眾所周知，時(shí)變性會(huì)破壞OFDM副載波波形之間的正交性。在這種情況下，由于一個(gè)副載波的信號(hào)分量會(huì)對(duì)其它(多數(shù)為相鄰)副載波造成干擾，因此會(huì)出現(xiàn)載波間干擾(ICI，也被當(dāng)作FFT的泄漏)。
在Guillaume Geslin于1998年4月提交的文獻(xiàn)“Equalizationof FFT-leakage in mobile DVB-T(移動(dòng)DVB-T中FFT泄漏的均衡)”(斯德哥爾摩皇家工程技術(shù)學(xué)院無線通信碩士論文)中公開闡述了多載波傳輸系統(tǒng)。在這種公認(rèn)的傳輸系統(tǒng)中，在接收機(jī)內(nèi)可以通過均衡器來消除ICI(即從接收到的多載波信號(hào)中檢測(cè)并且清除)。該均衡器可以從接收符號(hào)向量中推導(dǎo)得到估計(jì)符號(hào)的向量。均衡器的操作基于如下信道模型即副載波的幅值及其時(shí)間導(dǎo)數(shù)表示ICI。接收機(jī)中包含信道估計(jì)器，用于生成這些幅值與導(dǎo)數(shù)的估計(jì)值，并且把這些估計(jì)值提供給均衡器。然后，均衡器根據(jù)幅值和導(dǎo)數(shù)的估計(jì)值，去消除ICI。已知傳輸系統(tǒng)中的接收機(jī)要相對(duì)復(fù)雜，即實(shí)施信道估計(jì)器與均衡器需要相對(duì)較大的計(jì)算量。
本發(fā)明的目的在于提供一種傳輸系統(tǒng)，它根據(jù)前同步碼，可以顯著地降低計(jì)算的負(fù)擔(dān)。在本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)中可以實(shí)現(xiàn)這一目的，該傳輸系統(tǒng)被設(shè)計(jì)從發(fā)射機(jī)向接收機(jī)發(fā)送多載波信號(hào)，多載波信號(hào)中包含多個(gè)副載波，接收機(jī)中包含用于估計(jì)副載波的幅值以及用于估計(jì)幅值時(shí)間的導(dǎo)數(shù)的信道估計(jì)器，接收機(jī)中還包含用于根據(jù)估計(jì)到的幅值和導(dǎo)數(shù)，去消除包括在接收到的多載波信號(hào)中的載波間干擾的均衡器，其中接收機(jī)包含與N×N階泄漏矩陣Ξ的相乘，而且其中相乘可以被實(shí)施為N點(diǎn)IFFT、N點(diǎn)的逐點(diǎn)相乘和N點(diǎn)FFT的一序列操作。本發(fā)明基于如下的認(rèn)識(shí)由于泄漏矩陣Ξ可以利用付立葉基底變換為對(duì)角矩陣Ξ＝FΔFH，因此與泄漏矩陣Ξ相乘(在多載波傳輸系統(tǒng)的ICI消除中經(jīng)常會(huì)用到這一操作)的復(fù)雜度可以被降低，其中F是具有歸一化列的N點(diǎn)FFT矩陣，而且Δ是正對(duì)角矩陣。因此，與N×N階泄漏矩陣Ξ的相乘可以被實(shí)施為N點(diǎn)IFFT、N點(diǎn)的逐點(diǎn)相乘和N點(diǎn)FFT的一序列操作，由此可以顯著地降低復(fù)雜度。
在本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的實(shí)施例中，接收機(jī)是判決反饋接收機(jī)，并且其中信道估計(jì)器中包含用于平滑估計(jì)到的幅值和/或?qū)?shù)的平滑濾波器。這種平滑濾波器的應(yīng)用具備如下好處它利用導(dǎo)數(shù)之間的相關(guān)性。也就是說，由于噪聲或其它影響造成特定副載波上的導(dǎo)數(shù)的估計(jì)值不準(zhǔn)確，因此考慮相鄰副載波的導(dǎo)數(shù)值在內(nèi)是很有用的。實(shí)際上，這也典型地意味著可以平滑各個(gè)副載波的副載波值。
在本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的另一個(gè)實(shí)施例中，F(xiàn)FT可以進(jìn)一步被設(shè)計(jì)用于對(duì)接收到的多載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。這樣，F(xiàn)FT可以被用于解調(diào)，并且作為與泄漏矩陣相乘的一部分。
參考附圖，從隨后優(yōu)選實(shí)施例的描述中，可以更加清楚地看到本發(fā)明上述目的和特征，附圖中

圖1中給出本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的框圖；圖2、3、5和6中給出本發(fā)明的判決反饋接收機(jī)實(shí)施例的框圖；圖4中給出用于說明圖3所示判決反饋接收機(jī)的性能的某些曲線；圖7中說明MC-CDMA發(fā)射機(jī)的框圖；圖8中說明本發(fā)明的MC-CDMA判決反饋接收機(jī)實(shí)施例的框圖。
在附圖中，相同的參考數(shù)字表示相同的部分。
本發(fā)明基于簡(jiǎn)單且可靠的信道表達(dá)方式的演進(jìn)發(fā)展。為了做到這一點(diǎn)，我們要考慮多載波傳輸系統(tǒng)，例如OFDM或MC-CDMA傳輸系統(tǒng)，其中包括N個(gè)間隔為fs的副載波。每個(gè)副載波都具有長(zhǎng)度超過1/fs的有限長(zhǎng)度的矩形包絡(luò)，其中包括循環(huán)前綴。令s＝[s1，...，sN]T表示N個(gè)被發(fā)送符號(hào)的向量，則被發(fā)送的連續(xù)時(shí)間基帶信號(hào)可以被寫為如下形式x(t)=Σk=1Nskexp(i2πfskt).----(1)]]>在頻率選擇性時(shí)變加性白高斯噪聲(AWGN)信道中，接收到的連續(xù)時(shí)間信號(hào)可以被寫為如下形式y(tǒng)(t)=Σk=1NskHk(t)exp(i2πfskt)+n(t),----(2)]]>其中系數(shù)Hk(t)表示第k個(gè)副載波上的時(shí)變頻率響應(yīng)(1≤k≤N)，而且其中n(t)是信號(hào)帶寬內(nèi)的AGWN。我們假設(shè)信道慢變，使得在單一數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度內(nèi)只需要考慮一階方差。換句話說，我們假設(shè)每個(gè)Hk(t)可以由下式準(zhǔn)確地近似表示Hk(t)≈Hk(tr)+Hk′(tr)(t-tr)， (3)其中H’k(t)是Hk(t)的一階導(dǎo)數(shù)，并且其中tr是接收數(shù)據(jù)塊內(nèi)的參考時(shí)間。應(yīng)該注意到，在粗頻率同步之后，時(shí)變信道Hk(t)還要考慮考慮剩余頻率偏移。
以采樣偏移t0，速率Nfs對(duì)接收到的基帶信號(hào)進(jìn)行采樣，而且隨后一組N個(gè)樣值[y(t0),y(t0+T),...,y(t0+(N-1)T)](T=1Nfs)]]>要受快速付立葉變換(FFT)的規(guī)模N的限制。令y＝[y1，...，yN]T是N個(gè)FFT的樣值向量，使得yk=1NΣn=0N-1y(t0+nT)exp(-i2πkn/N)----(4)]]>把(2)代入(4)之后，并且利用近似(3)，我們得到y(tǒng)k=aksk+Σl=0N-1dlslΣn=0N-1(n/N)exp(-i2π(k-l)n/N)+nk,----(5)]]>a1＝exp(i2πfslt0)(Hl(tr)+Hl′(tr)(t0-tr))， (6)d1＝exp(i2πfslt0)THl′(tr)，(7)其中nk(1≤k≤N)是具備特定方差σ2的AWGN的樣值。很容易以閉合矩陣形式對(duì)結(jié)果(5)進(jìn)行重寫。為了做到這一點(diǎn)，我們定義對(duì)角矩陣A＝diag{a1，...，aN}，D＝diag{d1，...，dN}，以及N×N階矩陣Ξ={Ξp,q}p,q=1N,Ξp,q=Σn=0N-1(n/N)exp(-i2π(p-q)n/N).----(8)]]>利用這一符號(hào)，表達(dá)式(5)可以等效為y＝As+ΞDs+n， (9)其中n＝[n1...，nN]T是AWGN的N×1階向量。在信道模型(9)中，信道的影響可以被表示為兩組參數(shù)a＝[a1，...，aN]T和[d1，...，dN]T。查看Hl(tr)+Hl′(tr)(t0-tr)≈Hl(t0)，因此系數(shù)ak(1≤k≤N)等于信道頻率響應(yīng)的復(fù)幅值，再經(jīng)過采樣相位exp(i2πfslt0)的旋轉(zhuǎn)。類似地，系數(shù)dk(1≤k≤N)等于信道頻率響應(yīng)的復(fù)幅值的時(shí)間域?qū)?shù)經(jīng)過與采樣周期T變換比例，并且經(jīng)過相同采樣相位exp(i2πfslt0)的旋轉(zhuǎn)。
應(yīng)該注意到，當(dāng)信道響應(yīng)在時(shí)間內(nèi)變化時(shí)(即d≠0)，就會(huì)出現(xiàn)載波間干擾。這種干擾可以由向量d以及固定N×N階矩陣Ξ來定義。根據(jù)(8)可以容易地看到，后一個(gè)矩陣是托普雷茨(Toeplitz)埃爾米特矩陣，而且 隨后在這一文獻(xiàn)中，我們稱a為幅值(向量)，d為導(dǎo)數(shù)(向量)，而且Ξ是泄漏矩陣。在上述表達(dá)中，Ξ的對(duì)角取值取決于參考時(shí)間時(shí)刻t0的(任意)選擇，并且能夠根據(jù)接收機(jī)實(shí)施例，對(duì)其進(jìn)行變化。t0的典型選擇是幀窗口的時(shí)間開始、結(jié)尾或中間。當(dāng)選擇t0接近幀中間時(shí)，對(duì)角項(xiàng)則會(huì)趨向于近似變?yōu)榱恪?br> 對(duì)于在此所討論的原理的基礎(chǔ)上實(shí)施的接收機(jī)來說，特別是當(dāng)N非常大時(shí)(許多副載波)，與Ξ的相乘操作將是過度地復(fù)雜。我們當(dāng)然可以使用接近對(duì)角線的項(xiàng)，并且通過把它實(shí)施為延遲線濾波器來利用Ξ的托普雷茨特性。但是還存在多種有效的Ξ實(shí)施方案。我們可以注意到，由幅值引起的一階ICI項(xiàng)可以隨時(shí)間線性地增加。也就是，我們可以按照如下順序來實(shí)施Ξ1.I-FFT操作(把副載波的頻域表示變換回到時(shí)域表示)；2.得到的時(shí)域信號(hào)與對(duì)角矩陣相乘，即每個(gè)元素受到標(biāo)量的加權(quán)。在其基本形式中，加權(quán)是線性遞增函數(shù)y，但實(shí)際上我們可以脫離這一要求，例如實(shí)現(xiàn)降低ICI并且避免提升噪聲的聯(lián)合優(yōu)化。
3.FFT操作，返回到頻域表示，其中副載波信號(hào)經(jīng)過典型地處理。這樣，與Ξ相乘操作的復(fù)雜度為NlogN次乘法，而不是N2次乘法?？梢圆捎眠@種結(jié)構(gòu)來計(jì)算Ξ的逆矩陣。步驟2中的矩陣對(duì)角線的項(xiàng)的逆大概為n/(c+n2)，其中n表示I-FFT的輸出序號(hào)索引。我們?cè)陔S后給出的若干接收機(jī)實(shí)施例中利用這一點(diǎn)。在實(shí)際實(shí)施過程中，為Ξ的FFT和IFFT采用與用于主要FFT操作相同的硬件去恢復(fù)副載波信號(hào)是很有用的。
為了處理接收到的信號(hào)，需要估計(jì)一組信道參數(shù)a和d。如果使用信道的統(tǒng)計(jì)特性，則這些2N個(gè)標(biāo)量參數(shù)的估計(jì)準(zhǔn)確性就會(huì)提高。首先，我們假設(shè)信道變化足夠慢，使得H’k(t)在符號(hào)周期內(nèi)不會(huì)明顯變化。這種情況下，我們按照如下方式重寫(6)和(7)a1≈exp(i2πfslt0)Hl(t0)，d1≈exp(i2πfslt0)THl′(t0)，1≤l≤N. (10)我們分析量值a、d與傳播信道物理參數(shù)，即其一組K個(gè)傳播時(shí)延{τ0，...，τk}、相應(yīng)的多普勒頻移{f0，...，fk}以及復(fù)數(shù)幅值{h0，...，hk}之間的關(guān)系。注意到，信道頻率響應(yīng)的統(tǒng)計(jì)特性要取決于相應(yīng)時(shí)延和多普勒頻移，而群時(shí)延和/或多普勒頻移可以導(dǎo)致hk(1≤k≤K)的旋轉(zhuǎn)，其中在時(shí)間和載波同步/跟蹤中都要考慮這種偏轉(zhuǎn)。因此不失一般性，我們假設(shè)τ0＝0以及f0＝0?，F(xiàn)在，信道頻率影響H1及其導(dǎo)數(shù)H’1可以被寫為如下形式Hl(t)=Σn=0Khnexp(i2π(fnt-fslτn)),]]>Hl′(t)=i2πΣn=0Kfnhnexp(i2π(fnt-fslτn)),1≤l≤N.----(11)]]>(10)和(11)的關(guān)系可以容易地被用于去推導(dǎo)得到幅值a和導(dǎo)數(shù)d的統(tǒng)計(jì)特性。無論何時(shí)，只要傳播路徑的數(shù)量足夠多(理想為K＞＞N)，則一組系數(shù){Hl(t)，Hl′(t)}1≤l≤N就可以被看作服從聯(lián)合高斯分布。而且，當(dāng){hk}1≤k≤K是非相關(guān)并且多普勒頻譜為對(duì)稱形狀時(shí)，我們可以看到集合{Hl(t)}1≤l≤N和{Hl′(t)}1≤l≤N是相互不相關(guān)的。這種情況下，可以假設(shè)向量a和d是統(tǒng)計(jì)獨(dú)立的多元高斯變量，其均值為零，并且具有如下的協(xié)方差矩陣E{aaH}＝C0，E{ddH}＝Cd(12)其中E{·}表示數(shù)學(xué)期望運(yùn)算符，而且Ca和Cd都是N×N階的埃爾米特非負(fù)定矩陣。
如John Wiley&Sons出版公司出版的、C.Jakes所著的微波移動(dòng)通信一書中的描述，Ca、Cd的特殊情況可以對(duì)應(yīng)于移動(dòng)信道的標(biāo)準(zhǔn)模型。這種模型(被公認(rèn)為Jakes模型)假設(shè)不同傳播路徑的貢獻(xiàn)是獨(dú)立的，呈指數(shù)延遲分布，而且不同路徑的入射角呈均勻分布。在這種情況下可以得到Ca=C,Cd=r2C,r2=12(2πfΔT)2,Cpq=11+i2π(p-q)fsTΔ,1≤p,q≤N,----(13)]]>其中fΔ是多普勒擴(kuò)展的大小，而且TΔ是傳播時(shí)延擴(kuò)展的均方根值。最后兩個(gè)參數(shù)分別取決于移動(dòng)速度和傳播環(huán)境。
盡管概述的信道模型的特征在于2N個(gè)參數(shù)，但實(shí)際上獨(dú)立自由度的數(shù)量確是顯著更少的。這一特性源于如下事實(shí)傳播時(shí)延擴(kuò)展通常遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于碼字周期。這一特性還意味著a中各項(xiàng)之間的相關(guān)性非常大，以至于協(xié)方差矩陣Ca可以由秩比較小的矩陣來精確地近似表示。類似地，d中各項(xiàng)也非常相關(guān)，而且協(xié)方差矩陣Cd也可以由秩比較小的矩陣來精確地近似表示。我們考慮Jakes模型，并且因此(13)。定義C的特征分解C＝UΛUH， (14)其中U是C的N×N階一元特征向量矩陣，而且其中Λ是其N×N階特征值{Λ1，...，ΛN}的正對(duì)角矩陣。假設(shè)特征值經(jīng)過排序，使得{Λ1，...，ΛN}序列非遞增。在Jakes模型中，該序列元素具有指數(shù)衰減分布Λk～exp(-fsTΔk)，for1≤k≤N. (15)因此，特征值序列可以由相對(duì)較少的r個(gè)非零值來精確地近似表示{Λ1，...，ΛN}≈{Λ1，...，Λr，0...0}.(16)信道參數(shù)(即幅值和導(dǎo)數(shù))的上述特性可以被廣泛地使用，用于降低消除ICI的信道均衡的復(fù)雜度的過程。很明顯，在統(tǒng)計(jì)信道不同于理想理論實(shí)例的情況中，這些模型仍然存在設(shè)計(jì)實(shí)用接收機(jī)的需要。實(shí)際信道與理想信道模型之間的不匹配可以導(dǎo)致(較少)性能損耗。然而，這并不意味著本發(fā)明公開闡述的接收機(jī)原理不能被成功地使用。
圖1中給出本發(fā)明傳輸系統(tǒng)的框圖。傳輸系統(tǒng)中包括發(fā)射機(jī)10和接收機(jī)20。傳輸系統(tǒng)中還可以包含其它發(fā)射機(jī)10和收發(fā)機(jī)20。發(fā)射機(jī)10經(jīng)過無線信道向接收機(jī)20發(fā)送多載波信號(hào)。多載波信號(hào)可以是OFDM信號(hào)或MC-CDMA信號(hào)。接收機(jī)20中包含用于對(duì)接收到的多載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的解調(diào)器22，其中接收到的多載波信號(hào)中包含接收符號(hào)向量。解調(diào)器22可以通過FFT來實(shí)施。經(jīng)過解調(diào)的多載波信號(hào)由解調(diào)器22送到均衡器24。均衡器24消除可能包含在接收到的多載波信號(hào)中的載波間干擾。均衡器24把估計(jì)符號(hào)25(從接收符號(hào)向量中推導(dǎo)得到)的向量輸出到(軟)限幅器26。限幅器26生成軟量度(軟判決)和/或二進(jìn)制(編碼)比特估計(jì)值(硬判決)，用于接收機(jī)(沒有畫出)的信號(hào)再處理部分，例如FEC譯碼器。限幅器26的輸出信號(hào)也可以被看做包含估計(jì)符號(hào)27。接收機(jī)20中還包含用于估計(jì)副載波幅值29，以及用于估計(jì)幅值的時(shí)間導(dǎo)數(shù)29的信道估計(jì)器28。均衡器24根據(jù)由信道估計(jì)器28提供給均衡器24的估計(jì)幅值和導(dǎo)數(shù)29，去消除包含在接收到的多載波信號(hào)中的載波間干擾。信道估計(jì)器28中可以包含降低復(fù)雜度的濾波器，用于從接收符號(hào)向量23和估計(jì)符號(hào)向量27中得到估計(jì)幅值和導(dǎo)數(shù)向量29。
現(xiàn)在我們?cè)诘玫降男诺滥Ｐ偷幕A(chǔ)上，繼續(xù)接收機(jī)的示范實(shí)施例。如果OFDM接收機(jī)被推廣，使其不僅能夠可靠地估計(jì)幅值(如常規(guī)接收機(jī))，而且還可以準(zhǔn)確地估計(jì)(例如包含相位信息的復(fù)數(shù)值)導(dǎo)數(shù) (對(duì)常規(guī)OFDM接收機(jī)，并不通用)，則可以按照下述來恢復(fù)用戶數(shù)據(jù)·創(chuàng)建矩陣Q=a^+Ξd^,]]>其中和 分別表示幅值和導(dǎo)數(shù)的估計(jì)值。注意到，接收機(jī)接收信號(hào)y＝Qs+n(根據(jù)(9))。
·然后按照＝Q’y估計(jì)s。這種接收機(jī)被叫做線性接收機(jī)。當(dāng)均衡器24實(shí)施矩陣乘法Q’y時(shí)，如圖1所示的接收機(jī)20可以被當(dāng)作線性接收機(jī)。這里Q’扮演Q的逆矩陣的角色。我們頭腦中至少存在兩種方案。在迫零方案中，Q’是Q的嚴(yán)格代數(shù)逆。在MMSE設(shè)置中，選擇Q’能夠確保＝Q’y＝Es|y即給定y時(shí)，s的條件期望。這典型地可以使均方差‖-s‖2最小化。在迫零接收機(jī)中，ICI可以被有效地清除，但是噪聲卻會(huì)被提升。這樣就會(huì)導(dǎo)致非預(yù)料的結(jié)果。MMSE接收機(jī)可以優(yōu)化噪聲和剩余ICI的聯(lián)合強(qiáng)度。這種接收機(jī)要求根據(jù)瞬時(shí)信道特性和 自適應(yīng)地(典型地實(shí)時(shí))對(duì)矩陣求逆。
還可能使用所謂的判決反饋接收機(jī)。該文獻(xiàn)中前面給出的信道模型說明，我們能夠在如下幾個(gè)方面來精制并且改善這種判決反饋接收機(jī)，其中包括·一個(gè)反饋環(huán)路，其中如果我們利用更多有關(guān)這些導(dǎo)數(shù)的統(tǒng)計(jì)行為的知識(shí)，特別是相關(guān)性，則導(dǎo)數(shù)的估計(jì)會(huì)更加準(zhǔn)確。
·一個(gè)反饋環(huán)路，其中使用糾錯(cuò)編碼。作為邊注，我們提到對(duì)多載波CDMA來說，擴(kuò)頻碼起到與糾錯(cuò)碼相同的作用。也就是，我們可以在環(huán)路內(nèi)安置譯碼(無論以CDMA擴(kuò)頻、糾錯(cuò)譯碼或任意其它形式出現(xiàn))。
圖2中給出判決反饋接收機(jī)實(shí)施例的框圖。判決反饋接收機(jī)20中包含用于對(duì)接收到的多載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的解調(diào)器22，其中接收到的多載波信號(hào)中包含接收符號(hào)向量。解調(diào)器22可以通過FFT來實(shí)施。經(jīng)過解調(diào)的多載波信號(hào)由解調(diào)器22送到減法器32。減法器32從解調(diào)多載波信號(hào)中減去包含在接收到的多載波信號(hào)中的ICI估計(jì)。結(jié)果得到的“無ICI”的信號(hào)被送到均衡器24(用于信號(hào)的常規(guī)均衡)以及信道估計(jì)器28。均衡器24中還可以包含限幅器。均衡器24根據(jù)由信道估計(jì)器28提供給均衡器24的估計(jì)幅值進(jìn)行操作。包含估計(jì)符號(hào)向量在內(nèi)的均衡器2 4的輸出信號(hào)被送到乘法器31。而且，均衡器24的輸出信號(hào)還被送到接收機(jī)(沒有畫出)的信號(hào)再處理部分。信道估計(jì)器28估計(jì)副載波的幅值以及時(shí)間導(dǎo)數(shù)。估計(jì)到的幅值29被信號(hào)均衡器24，而估計(jì)到的導(dǎo)數(shù)29被送到乘法器31。乘法器31實(shí)現(xiàn)估計(jì)導(dǎo)數(shù)和估計(jì)數(shù)據(jù)符號(hào)的相乘，并且把結(jié)果得到的信號(hào)送到濾波器30，其中實(shí)施泄漏矩陣Ξ。然后，經(jīng)過濾波的ICI估計(jì)信號(hào)被送到減法器32。
在該通用方案的基礎(chǔ)上，如圖3所示，可以設(shè)計(jì)另一種判決反饋接收機(jī)。這里，沒有畫出FFT解調(diào)器(但應(yīng)該認(rèn)為存在)。信號(hào)路徑包含Y0，Y1，Y2、限幅器26、前向糾錯(cuò)控制譯碼42，而且信道估計(jì)(無論盲還是基于導(dǎo)頻)類似于常規(guī)、現(xiàn)有技術(shù)OFIM接收機(jī)的設(shè)計(jì)。在此處所描述的接收機(jī)中，我們利用Y1＝Y(jié)0-ΞZ5，減去估計(jì)到的ICI((ΞZ5))。這里Z5表示調(diào)制導(dǎo)數(shù) 的估計(jì)。信號(hào)路徑Z1，Z2，Z3，Z4估計(jì)幅值的導(dǎo)數(shù)，其中Z4=d^]]>電路的基本原理在于由于從Y0中減去調(diào)制副載波的估計(jì)，因此Z1可以恢復(fù)ICI。只存在噪聲、ICI和誤差估計(jì)。濾波器50被用于從ICI中估計(jì)調(diào)制導(dǎo)數(shù)。盡管不需要在嚴(yán)格數(shù)學(xué)意義上求逆，但還要對(duì)泄漏矩陣Ξ求逆。這樣做的好處在于同時(shí)可以避免過多的噪聲提升或估計(jì)誤差的提升。在步驟Z2→Z3中可以消除導(dǎo)數(shù)的調(diào)制。濾波器54利用副載波導(dǎo)數(shù)的相關(guān)性，生成更好的估計(jì)Z4。Ξ的有用實(shí)施中包括級(jí)連使用(反)FFT、乘法(與對(duì)角矩陣)以及FFT。
盡管按照硬件構(gòu)建模塊來描述電路，但是典型的實(shí)施中可以包含迭代的軟件處理。我們利用迭代方法進(jìn)行試驗(yàn)，其中對(duì)于第i次迭代來說包含如下步驟·輸入觀測(cè)Y0，以及第(i-1)個(gè)幅值(i-1)、導(dǎo)數(shù) 以及數(shù)據(jù)(i-1)的估計(jì)。這里括號(hào)內(nèi)的取值表示迭代循環(huán)的序號(hào)。
·利用前一次估計(jì)到的導(dǎo)數(shù) 和數(shù)據(jù)(i-1)，并且利用Yl(i)=Y·Ξ(d^(i-1)s^(i-1)),]]>計(jì)算Y1(i)。
·(沒有描述)可能利用前一幀的幅值和導(dǎo)數(shù)的知識(shí)，從Y1(i)中新估計(jì)幅值(i)。
·新估計(jì)數(shù)據(jù)(i)。
·計(jì)算Z1(i)，Z2(i)，Z3(i)，Z4(i)，Z5(i)。
·(可選步驟，在圖中沒有描述)可能利用前一幀的幅值和導(dǎo)數(shù)的知識(shí)。該步驟包括利用副載波導(dǎo)數(shù)之間的相關(guān)性的操作。
·輸出新估計(jì)幅值(i)、導(dǎo)致 和數(shù)據(jù)(i)。對(duì)于(0)， 與(0)，起始狀態(tài)是全零向量。
濾波器50試圖通過濾波操作Z2＝M1Z1，從Z1中恢復(fù)ds的估計(jì)。一種數(shù)學(xué)方法就是使用MMSE的正交原理。在這種情況下，M1的適當(dāng)選擇要遵循[(Z2-ds)Z1H]＝0N.。我們定義e為判決誤差向量，令e＝as-。這就可以得到M1＝{E[ds)H]ΞH+E[dseH]}[E[Ξds(ds)HΞH+INσn2+eeH+ΞdseH+(ds)HΞHe]]-1，其中σn是噪聲的方差。此時(shí)可以構(gòu)造并且(預(yù))計(jì)算某些統(tǒng)計(jì)期望值，但是這對(duì)于接收機(jī)設(shè)計(jì)者來說并不實(shí)用。因此隨后我們將要研究簡(jiǎn)化的近似表示。
我們按照M1＝ΞH[ΞΞH+G]-1簡(jiǎn)化所得到的M1，其中G按照G＝c1IN由經(jīng)驗(yàn)確定，常量c1可以根據(jù)特定傳播環(huán)境進(jìn)行調(diào)整，所述特定環(huán)境是例如平均BER、平均SNR或移動(dòng)接收機(jī)的速度。
Z3近似 然而其中包括由于AWGN導(dǎo)致的誤差貢獻(xiàn)以及 和的估計(jì)誤差。此時(shí)我們可以利用已經(jīng)從信號(hào)行為中獲得的統(tǒng)計(jì)知識(shí)，例如導(dǎo)數(shù)的相關(guān)性。從Z2(乘以1/x)、Z3、M2、Z4到乘法器Z5的電路將執(zhí)行這一任務(wù)。相乘的目的在于消除并且把調(diào)制數(shù)據(jù)重新插入到信號(hào)中。在這之間執(zhí)行平滑操作M2。盡量近似表示 去估計(jì)Z4的MMSE濾波器遵循正交性原理E(Z4-d^)Z3H=ON,]]>這樣就可以得到M2=Ed^Z3H[EZ3Z3H]-1.]]>實(shí)際上，我們發(fā)現(xiàn)粗略地近似M2=Ed^d^H[Ed^d^H+R3]-1]]>是可以接受的。試驗(yàn)表明R3＝c2IN(其中常數(shù)c2)是可工作的解決方案。
圖4中給出用于說明圖3所示判據(jù)反饋接收機(jī)的性能的某些曲線。其中畫出幅值和導(dǎo)數(shù)(以dB)對(duì)副載波序號(hào)的曲線。曲線60給出實(shí)際幅值的強(qiáng)度，而曲線62給出估計(jì)幅值的強(qiáng)度。曲線64給出實(shí)際導(dǎo)數(shù)的強(qiáng)度，而曲線66給出估計(jì)導(dǎo)數(shù)的強(qiáng)度。從圖中可以看到，圖3中的判決反饋接收機(jī)可以很好地估計(jì)幅值，而估計(jì)到的導(dǎo)數(shù)有些偏離實(shí)際導(dǎo)數(shù)。
圖5中給出基于MMSE結(jié)構(gòu)的另一種判決反饋接收機(jī)。其中允許迭代計(jì)算，盡量減小限幅器輸入和輸出之間的誤差均方值。如圖5中使用的限幅器中可以包含或不包含糾錯(cuò)譯碼。限幅器輸出數(shù)據(jù)的估計(jì)，以及1/和。對(duì)于采用QAM調(diào)制的OFDM來說，典型地可以通過查表的方式找到1/。迭代軟件處理也可以被用于圖5的接收機(jī)。對(duì)于第i次迭代來說，迭代方法中包含如下步驟·輸入觀察Y0，以及第i-1次估計(jì)到的幅值(i-1)、導(dǎo)數(shù) 和數(shù)據(jù)(i-1)。
·利用前一次估計(jì)到的導(dǎo)數(shù) 和數(shù)據(jù)(i-1)，并且利用Y2(i)=y-Ξ(d^.(i-1)s^(i-1)),]]>計(jì)算Y2(i)。
·根據(jù)Y2(i)并且(沒有描述)可能利用前一幀的幅值和導(dǎo)數(shù)的知識(shí)重新估計(jì)幅值(i)。
·重新估計(jì)數(shù)據(jù)(i)、及其相應(yīng)數(shù)值1/(i)(例如查找表)，以及(i)(i)。
·計(jì)算Z6(i)、Z7(i)、Z8(i)、Z9(i)。這里Z9(i)作為估計(jì)值 (的校正)。
·Z9(i)在各循環(huán)上積分，例如d^(i)=αd^(i-1)+(1-α)Z9(i).]]>·(沒有描述)利用前一幀的幅值和導(dǎo)數(shù)知識(shí)。
·輸出幅值(i)、導(dǎo)數(shù) 和數(shù)據(jù)(i)的新估計(jì)值。對(duì)于(0)， 和(0)來說，起始狀態(tài)為全零向量。
我們可以令濾波器72和76是非自適應(yīng)的，并且分別與圖3中的M6＝M1和M7＝M2相同。用于積分常數(shù)的實(shí)際數(shù)值可以是α＝0.9，因此d^(i)=0.9d^(i-1)+0.1Z9(i).]]>如圖6所示，看上去可以存在多種實(shí)施精煉方案。這里，Ξ的求逆可以被實(shí)施為有限沖激影響FIR濾波器。第二個(gè)濾波器M7被實(shí)施為IIR平滑濾波器。最后，F(xiàn)FT-加權(quán)-FFT濾波器可以被用于去生成ICI的估計(jì)。
可以預(yù)見到多種改進(jìn)方案利用前一幀的幅值和導(dǎo)數(shù)，可以更好地估計(jì)幅值和導(dǎo)數(shù)。這或者可以通過算法中指示的“可選”步驟來完成，或者設(shè)置初始迭代狀態(tài)為前一OFDM幀的結(jié)果的外插，令新幀的(0)等于(final)加 后者由任意循環(huán)前綴或保護(hù)間隔的持續(xù)時(shí)間糾正。
接收機(jī)內(nèi)的濾波器，特別是實(shí)際接收機(jī)中的M1、M2、M6、M7可以是固定的，或者從預(yù)計(jì)算數(shù)值庫中選擇。例如，接收機(jī)控制系統(tǒng)可以基于傳播環(huán)境知識(shí)從靜態(tài)接收的最佳設(shè)置(其中大多數(shù)ICI消除被關(guān)閉)、慢速移動(dòng)接收(部分ICI消除)、或快速移動(dòng)接收(積極的ICI消除)中選擇。
而且，也可以采用自適應(yīng)濾波器。它們可以利用估計(jì)值的可靠性信息。這可以通過自適應(yīng)矩陣或者估計(jì)中消除符的標(biāo)識(shí)來實(shí)現(xiàn)。
MC-CDMA是基本OFDM原理的擴(kuò)展。在1993年，提出了這種正交多載波CDMA。它基本上采用OFDM類型，傳輸多用戶同步DS-CDMA信號(hào)。因此它容易受到多普勒的影響。如圖7所示，我們使用如下的向量符號(hào)。對(duì)于OFDM來說，長(zhǎng)度為N的向量s承載“一幀”用戶數(shù)據(jù)，其中s＝[s0，s1，...sN-1]T，元素sn是用戶符號(hào)。在MC-CDMA中，s＝Cx，其中C是N×N階碼矩陣，而且x＝[x0，x1，...xN-1]T表示一幀用戶數(shù)據(jù)。我們利用x表示N個(gè)用戶信號(hào)，但是不用明確識(shí)別所有符號(hào)是否來自同一終端用戶。C的第k列表示用戶數(shù)據(jù)流k的“擴(kuò)頻碼”，并且可以表示為(ck
，..ck[N-1])T。在此我們還考慮一種通常使用的特殊情況，即C＝N-1/2WHN，其中WHN是規(guī)模為N×N的沃爾什-哈達(dá)瑪(Walsh-Hadamard)矩陣。這種情況下，C＝C-1＝CH，因此CC＝IN，其中IN是N×N階單位矩陣。在另一種特殊情況中，即C＝IN，MC-CDMA系統(tǒng)就被簡(jiǎn)化為OFDM。為了便于分析，我們將調(diào)制歸一化為E[xixj]*δif，或者等效為E[xxH]＝IN。則E[ssH]＝EC[xxH]CH＝CCH＝I。
圖7中說明了這種MC-CDMA發(fā)射機(jī)。由串并轉(zhuǎn)換器90把輸入數(shù)據(jù)流進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換(S/P)，由擴(kuò)頻器92應(yīng)用碼擴(kuò)頻，然后經(jīng)過I-FFT94以及帶有前綴插入的并串轉(zhuǎn)換96，這樣就可以生成幀。我們討論單一幀的傳輸，并且假設(shè)通過選擇適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)間隔，可以避免幀之間的干擾。因此，向量s和x的元素在時(shí)間上是恒定的。除去任意保護(hù)間隔的幀周期長(zhǎng)為Ts，其中ωsTs＝2π.。
如果前面提出的接收機(jī)結(jié)構(gòu)被用于MC-CDMA，則基本上FEC被(逆)碼矩陣C所代替。圖8中描述的接收機(jī)是圖5中接收機(jī)的擴(kuò)展，以適用于MC-CDMA，而不再是OFDM。它與OFDM接收機(jī)的差別在于用虛線所畫出的框圖。對(duì)于OFDM來說，其中基本包括增益控制和限幅器。對(duì)于MC-CDMA來說，我們添加碼擴(kuò)頻矩陣C(被用于擴(kuò)頻器106和110以及解擴(kuò)器102)。設(shè)計(jì)接收機(jī)，使得所有矩陣都是固定的(或者從預(yù)計(jì)算值庫中提取)，并且不需要進(jìn)行分割。一個(gè)例外就是權(quán)值矩陣W(用在濾波器100中)，它具有信道自適應(yīng)設(shè)置。
其中可以看到，在MMSE設(shè)置中，W只在其對(duì)角線中具有非零元素，即 其中的常量取決于噪聲地板。圖8中沒有給出用于估計(jì)幅值的電路的細(xì)節(jié)，但這可以基于公認(rèn)已知的原理。
對(duì)于MC-CDMA來說，限幅器在從所有副載波接收到的能量的基礎(chǔ)上，進(jìn)行符號(hào)判決，這樣處于衰落的副載波中估計(jì)的可靠性就會(huì)大大提高。
上述接收機(jī)的原理還可以與處理多于通常FFT規(guī)模樣值的FFT相結(jié)合。一個(gè)實(shí)例就是使用部分間隔FFT，另一實(shí)例是雙倍規(guī)模的FFT。而且，我們能夠設(shè)計(jì)系統(tǒng)，使其能夠把經(jīng)過幅值接收到的分量與通過導(dǎo)數(shù)接收到的分量相分離。
盡管以上主要描述了OFDM傳輸系統(tǒng)，但是本發(fā)明也可以等效適用于其它多載波傳輸系統(tǒng)，例如MC-CDMA傳輸系統(tǒng)。接收機(jī)的多數(shù)部件都可以采用數(shù)字硬件或由數(shù)字信號(hào)處理器或通用微處理器所執(zhí)行的軟件來實(shí)施。
本發(fā)明的范圍并不限制于在此所明確公開闡述的實(shí)施例。本發(fā)明體現(xiàn)在其每一個(gè)新特性以及特性的每個(gè)組合當(dāng)中。任意參考符號(hào)并不限制權(quán)利要求的范圍。詞語“包含”并不排除其它未列入權(quán)利要求的元素或步驟的出現(xiàn)。元素之前使用詞語“一”或“一個(gè)”并不排除出現(xiàn)多個(gè)這種元素。
權(quán)利要求
1.從發(fā)射機(jī)(10)向接收機(jī)(20)發(fā)送多載波信號(hào)的傳輸系統(tǒng)，多載波信號(hào)中包含多個(gè)副載波，接收機(jī)(20)中包含用于估計(jì)副載波的幅值以及用于估計(jì)幅值的時(shí)間導(dǎo)數(shù)的信道估計(jì)器(28)，接收機(jī)(20)中還包含用于根據(jù)估計(jì)到的幅值和導(dǎo)數(shù)(29)，去消除包括在接收多載波信號(hào)中的載波間干擾的均衡器(24)，其中接收機(jī)(20)包含與N×N階泄漏矩陣Ξ的相乘，而且其中相乘可以被實(shí)施為N點(diǎn)IFFT(82)、N點(diǎn)的逐點(diǎn)相乘(84)和N點(diǎn)FFT(86)的一序列操作。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的傳輸系統(tǒng)，其中接收機(jī)(20)是判決反饋接收機(jī)，并且其中信道估計(jì)器(28)中包含用于平滑估計(jì)到的幅值和/或?qū)?shù)的平滑濾波器(76)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2的傳輸系統(tǒng)，其中FFT(86)還被設(shè)計(jì)對(duì)接收到的多載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
4.根據(jù)上述權(quán)利要求中任意一條的傳輸系統(tǒng)，其中多載波信號(hào)是OFDM信號(hào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求1到3中任意一條的傳輸系統(tǒng)，其中多載波信號(hào)是MC-CDMA信號(hào)。
6.用于從發(fā)射機(jī)(10)接收多載波信號(hào)的接收機(jī)(20)，多載波信號(hào)中包含多個(gè)副載波，接收機(jī)(20)中包含用于估計(jì)副載波的幅值以及用于估計(jì)幅值的時(shí)間導(dǎo)數(shù)的信道估計(jì)器(28)，接收機(jī)(20)中還包含用于根據(jù)估計(jì)到的幅值和導(dǎo)數(shù)(29)，去消除包括在接收到的多載波信號(hào)中的載波間干擾的均衡器(24)，其中接收機(jī)(20)包含與N×N階泄漏矩陣Ξ的相乘，而且其中相乘可以被實(shí)施為N點(diǎn)IFFT(82)、N點(diǎn)的逐點(diǎn)相乘(84)和N點(diǎn)FFT(86)的一序列操作。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的接收機(jī)(20)，其中接收機(jī)(20)是判決反饋接收機(jī)，并且其中信道估計(jì)器(28)中包含用于平滑估計(jì)到的幅值和/或?qū)?shù)的平滑濾波器(76)。
8.根據(jù)權(quán)利要求6或7的接收機(jī)(20)，其中FFT(86)還被設(shè)計(jì)對(duì)接收到的多載波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。
9.根據(jù)權(quán)利要求6到8中任意一條的接收機(jī)(20)，其中多載波信號(hào)是OFDM信號(hào)。
10.根據(jù)權(quán)利要求6到8中任意一條的接收機(jī)(20)，其中多載波信號(hào)是MC-CDMA信號(hào)。
全文摘要
描述了從發(fā)射機(jī)(10)向接收機(jī)(20)發(fā)送多載波信號(hào)的傳輸系統(tǒng)，多載波信號(hào)中包含多個(gè)副載波，接收機(jī)(20)中包含用于估計(jì)副載波的幅值以及用于估計(jì)幅值的時(shí)間導(dǎo)數(shù)的信道估計(jì)器(28)，接收機(jī)(20)中還包含用于根據(jù)估計(jì)到的幅值和導(dǎo)數(shù)(29)，去消除包括在接收到的多載波信號(hào)中的載波間干擾的均衡器(24)，其中接收機(jī)(20)包含與一個(gè)泄漏矩陣的相乘，而且其中相乘被實(shí)施為N點(diǎn)IFFT(82)、N點(diǎn)的逐點(diǎn)相乘(84)和N點(diǎn)FFT(86)的一序列操作。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1462531SQ02801331
公開日2003年12月17日 申請(qǐng)日期2002年1月16日 優(yōu)先權(quán)日2001年2月22日
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