專利名稱：混合頻域－時域均衡器的制作方法
本申請涉及題為“用于陸地?cái)?shù)字電視接收的頻域均衡器”、代理人檔案號為701375(PHIL06-01375)的共同轉(zhuǎn)讓共同未決的申請的主題。現(xiàn)將上述申請的內(nèi)容通過引用結(jié)合于此。
一般來說，本發(fā)明涉及無線信號解碼中的信道均衡，更具體地說，涉及改善性能的混合頻域-時域均衡。
上述相關(guān)申請公開了用于在還包含正交頻分復(fù)用(OFDM)解碼器的單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器中實(shí)現(xiàn)的殘留邊帶(VSB)解碼器的頻域均衡器。所公開的頻域均衡器不是采用計(jì)算上密集的時域有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器的頻域?qū)崿F(xiàn)，而是采用自適應(yīng)逆信道估算中存儲器密集的最小二乘方成本函數(shù)。因此，自適應(yīng)逆信道估算所需的硬件可映射為用于(存儲器密集的)OFDM解碼的硬件。
從模擬結(jié)果來看，相關(guān)申請中公開的頻域均衡器的性能至少會與目前實(shí)現(xiàn)的VSB均衡器一樣好，并且在某些情況下甚至更佳，尤其對于噪聲非最小相位信道(在這種情況下，如果正向抽頭的長度短，則判定反饋均衡器要向局部極小值收斂)、長時延色散以及共道干擾。另外，所公開的頻域均衡器的性能幾乎不受尖峰信號初始化的位置(中心抽頭)的影響。
在所述情況下，即使頻域均衡器的性能不優(yōu)于典型的標(biāo)準(zhǔn)時域判定反饋均衡器(DFE)，至少也和它同樣好，但是單獨(dú)使用頻域均衡器可能不足以解決具有八個離散幅度電平的殘留邊帶(VSB)調(diào)制(8-VSB)的均衡問題。頻域均衡器特性近似于有限脈沖響應(yīng)(FIR)維納方案，這對于具有深度陷波的噪聲信道可能是不夠的。
另一方面，在這種情況下，如果反饋給均衡器的判定是可靠的并且濾波器的長度足夠長，則判定反饋均衡器(如J.Proakis的《數(shù)字通信》第三版中所概述的)在理論上表現(xiàn)出較好的性能。采用可靠的判定，例如采用高信噪比(SNR)信號或使用格形判定，對于某些信道，判定反饋均衡器會比相關(guān)申請中公開的頻域均衡器的性能更佳。
因此，本領(lǐng)域中需要一種頻域均衡器，它保持了自適應(yīng)逆信道估算的優(yōu)點(diǎn)，同時又獲得具有可靠判定和足夠長的濾波器的判定反饋均衡器的反饋部分的優(yōu)勢。
為了解決先有技術(shù)的上述不足，本發(fā)明的主要目的是提供一種用于信道解碼器中的將時域均衡器與頻域均衡器有效結(jié)合的混合頻域-時域均衡器，以便實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)判定反饋均衡器更佳的靜態(tài)和動態(tài)多路性能。頻域均衡器結(jié)構(gòu)包含在時域判定反饋均衡器的正向通路中，頻域和時域部分均采用共同的誤差向量。對抽頭(頻率倉，frequency bin)的更新可單獨(dú)或完全在頻域內(nèi)進(jìn)行調(diào)整，而不改變反饋濾波器。實(shí)現(xiàn)了改善的的性能，包括具有深度陷波的噪聲信道的性能在內(nèi)，并且減輕了頻域均衡器部分對信道的最小零相位的均衡。
以上對本發(fā)明的特征和技術(shù)優(yōu)勢進(jìn)行了概述，使得本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以更好地理解下面對本發(fā)明的詳細(xì)說明。下面對本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行說明，它們構(gòu)成本發(fā)明權(quán)利要求的主題。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)知道，可以容易地將所公開的概念和特定實(shí)施例作為修改或設(shè)計(jì)用于實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的同一目的的其它結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員還應(yīng)知道，這些等效構(gòu)造在廣義形式上并未背離本發(fā)明的精神和范圍。
開始本發(fā)明的詳細(xì)說明之前，最好先給出本專利文檔中所用的單詞或詞組的定義術(shù)語“包括”和“包含”及其派生詞是指包括但不限制；術(shù)語“或者”是包含的，是指和/或；詞組“與......相關(guān)”和“及相關(guān)的”及其派生詞可表示包括、包含在......中、與......有關(guān)、包含、包含于......內(nèi)、連接到或與......連接、耦合到或與......耦合、可與......通信、與......配合、交織、并列、接近、與......相關(guān)、具有、具有......屬性等；術(shù)語“控制器”表示控制至少一種操作的任何裝置、系統(tǒng)或其部分，這種裝置可以用硬件、固件、軟件或者其中至少兩個的組合來實(shí)現(xiàn)。應(yīng)當(dāng)指出，與任何特定控制器相關(guān)的功能性可以是集中或分布的，可以是本地或遠(yuǎn)程的。提供了本專利文檔中某些單詞或詞組的定義，本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，在許多情況(即使不是大多數(shù)情況)下，這些定義適用于這樣定義的單詞和詞組的以前及將來的使用。
為了更全面地理解本發(fā)明及其優(yōu)點(diǎn)，結(jié)合附圖來進(jìn)行以下說明，其中類似的標(biāo)號表示類似的對象，圖中

圖1說明根據(jù)本發(fā)明的一個實(shí)施例實(shí)現(xiàn)混合頻域-時域均衡器的一種系統(tǒng)；圖2是更詳細(xì)地說明一種頻域均衡器的簡化圖，其中將自適應(yīng)逆信道估算器用在根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的混合頻域-時域均衡器中；圖3更詳細(xì)地說明一種用于根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的頻域均衡器的自適應(yīng)逆信道估算器；圖4說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的混合頻域-時域均衡器；以及圖5說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的混合頻域-時域均衡器的模擬結(jié)果。
下面討論的圖1至4以及用來說明本專利文件中本發(fā)明原理的各種實(shí)施例只是作為舉例說明，絕不應(yīng)看作是限定本發(fā)明的范圍。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的原理可通過任何適當(dāng)配置的裝置來實(shí)現(xiàn)。
圖1說明一種系統(tǒng)，在這種系統(tǒng)中，根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例實(shí)現(xiàn)混合頻域-時域均衡器。系統(tǒng)100包括接收機(jī)101，在示范實(shí)施例中，接收機(jī)101是數(shù)字電視(DTV)接收機(jī)，其中包括以下詳細(xì)說明的能夠根據(jù)殘留邊帶(VSB)標(biāo)準(zhǔn)對數(shù)字電視廣播信號進(jìn)行解調(diào)的信道解碼器102，其中，在輸入端103上接收數(shù)字電視信號。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員會知道，圖1沒有明確地表示出示范實(shí)施例的數(shù)字電視接收機(jī)中的全部組件。僅給出并說明了只有本發(fā)明才具有的和/或?yàn)槔斫獗景l(fā)明所需要的數(shù)字電視接收機(jī)及其組件中眾所周知的構(gòu)造和操作。
圖2是簡化圖，更詳細(xì)地說明一種頻域均衡器，其中將自適應(yīng)逆信道估算器用于根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的混合頻域-時域均衡器中。頻域均衡器200包括重疊單元201，接收待解碼的輸入信號202以及讓M個樣值進(jìn)行重疊以形成N個樣值，其中N是FFT大小，這些樣值由FFT單元203轉(zhuǎn)換到頻域。FFT單元203的輸出被模擬為N×N對角矩陣Xk，其中，陣列Xk的對角元素{X(n，k)}是FFT單元203的輸出。下標(biāo)(n，k)表示第k個FFT塊中的第n個頻率倉，其中n＝1，...，N。
信號乘法器204把FFT單元203的輸出與Gk、即包含逆信道估算值{G(n，k)}的頻率倉的N大小的行向量相乘，從而生成Yk、即包含均衡的頻域輸出{Y(n，k)}的N大小的行向量。因此，均衡的頻域輸出可描述為Yk＝GkXk在本發(fā)明中，通過求出使應(yīng)用于頻域數(shù)據(jù)的時域遞歸最小二乘方(RLS)成本函數(shù)的修改形式最小的Gk值，得到頻域逆信道估算值GkJk=Σl=0kλk-l||El||2]]>其中，El是由El＝Sl-GkXl所定義的頻域誤差向量，Sk是包含所傳送VSB源信號(假定為已知)的頻域表示的N大小的行向量，‖E‖2＝EEH(其中上標(biāo)H表示轉(zhuǎn)置復(fù)共軛)，以及λ是稱作遺忘因子且具有0＜λ＜1所限定的值的正的常數(shù)。
成本函數(shù)Jk的最小值通過求出滿足以下偏導(dǎo)數(shù)的值Gk來確定∂Jk∂Gk=0]]>為了簡化進(jìn)一步的分析，將輸入信號Xk的相關(guān)矩陣Rk定義為Rk=Σl=0kλk-l||Xl||2]]>還定義了輸入信號Xk和所需信號Sk之間的互相關(guān)向量PkPk=Σl=0kλk-lSlXlH]]>在成本函數(shù)Jk中應(yīng)用這兩個相關(guān)值，并經(jīng)過進(jìn)一步簡化，成本函數(shù)Jk可表示為Jk=Σl=0kλk-l||Sl||2+GkRkGkH-GkPkH-PkGkH---(1)]]>由于Rk是對角矩陣，以及Pk是向量，因此，式(1)對Gk的元素的偏導(dǎo)法得出∂Jk∂GkH=GkRk-Pk]]>然后再從方程組GkRk-Pk＝0的解中得出Gk的最佳值，對此的解得出Gk＝PkRk-1(2)因?yàn)镻k＝λPk-l+SkXkH，并且假定Ek＝Sk-Gk-lXk是誤差Ek的先驗(yàn)估計(jì)，則互相關(guān)向量Rk＝λPk-l+EkXkH+Gk-l‖Xk‖2可寫為Pk＝λ(Gk-lRk-l)+EkXkH+Gk-l‖Xk‖2因?yàn)镻k-l＝Gk-lRK-l。用該式代入式(2)中的互相關(guān)向量Pk并進(jìn)一步簡化，則得出Gk＝Gk-l(λRk-l+‖Xk‖2)Rk-1+EkXkHRk-1(3)但是，在采用適當(dāng)?shù)某?shù)對Rk-l進(jìn)行初始化的情況下，相關(guān)矩陣Rk也可由以下遞歸公式來描述Rk＝λRk-l+‖Xk‖2(4)將它代入式(3)，經(jīng)過進(jìn)一步簡化，得到Gk=Gk-1+EK‾XkHRk-1---(5)]]>來自信號乘法器204的均衡頻域輸出Yk輸入到IFFT單元205中以便轉(zhuǎn)換到時域。IFFT單元205的輸出傳遞給刪除單元206，后者刪除M個樣值，并將其余樣值傳遞給格形解碼器(維特比)單元207，格形解碼器單元207產(chǎn)生解碼輸出208以及有關(guān)誤差的試驗(yàn)判定209。誤差在誤差單元210中在時域中采用來自IFFT單元205的均衡頻域輸出Yk的轉(zhuǎn)換來計(jì)算，然后再由FFT單元211重新轉(zhuǎn)換到頻域。經(jīng)轉(zhuǎn)換的誤差再由自適應(yīng)RLS逆信道估算器212用來計(jì)算逆信道估算值Gk。
根據(jù)收斂狀態(tài)，誤差由誤差單元210利用訓(xùn)練序列、盲算法和/或來自格形解碼器207的試驗(yàn)判定209來計(jì)算。對自適應(yīng)逆信道估算的以上分析假定所傳送的及誤差序列是先驗(yàn)已知的，而實(shí)際上，只有所傳送序列的一部分是已知的，并且通常誤差序列不是已知的。因此，必須用隨機(jī)技術(shù)來獲得等效誤差。通過將式(5)修改為下式，用諸如恒定模數(shù)算法(CMA)和判定控制技術(shù)之類的其它技術(shù)來計(jì)算替代誤差是適用的Gk=Gk-1+μEkXk*Rk-1---(6)]]>其中μ是控制自適應(yīng)速度和余均方差(MSE)的正常數(shù)。
在VSB的情況中，連續(xù)訓(xùn)練序列(訓(xùn)練信號)之間的時間距離極大，因此必須采用其它技術(shù)來計(jì)算訓(xùn)練序列之間的誤差。根據(jù)符號間干擾(ISI)的嚴(yán)重性，盲算法和判定控制算法可用來計(jì)算可代替實(shí)際誤差的等效誤差。
分組延遲單元213也插入頻域均衡器200，以便反映實(shí)現(xiàn)相關(guān)的估算器環(huán)路延遲(即，與IFFT單元205、誤差單元210以及FFT單元211有關(guān)的延遲)。因此，采用頻域輸入Xk和誤差Ek的延遲形式以及用于計(jì)算誤差Ek的相關(guān)矩陣Rk來更新逆信道估算值Gk。
圖3更詳細(xì)地說明用于根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的頻域均衡器的自適應(yīng)逆信道估算器。圖2所示的自適應(yīng)逆信道估算器212的實(shí)現(xiàn)如圖所示。由于相關(guān)矩陣Rk是對角函數(shù)，因此，逆運(yùn)算僅涉及對角元素的反向。例如，將第k個FFT幀中的第n個頻率倉表示為Gn，k，其中n＝1，...N，對式(4)和(6)的頻率倉更新則減少為Rn，k＝λRn，k-l+‖Xn，k‖2(7)以及Gn,k=Gn,k-1+μEn,kXn,k*Rn,k-1---(8)]]>其中Rn，k、Xn，k、Gn，k、En，k分別是相關(guān)矩陣Rk、輸入信號Xk、逆信道估算值Gk及誤差Ek的對角元素。
如圖3所示，頻率倉更新公式(7)和(8)要求若干加法器301和302、兩個復(fù)數(shù)乘法器303和304、一個復(fù)數(shù)除法器305。來自分組延遲213的延遲輸出Xk-d傳遞給信號復(fù)共軛器306以及乘法器303。乘法器303還接收復(fù)共軛器306的輸出，除法器305也是一樣。加法器301把乘法器303的輸出‖Xn，k‖2加到來自存儲器307、經(jīng)λ濾波器308濾波之后的前一相關(guān)矩陣對角元素Rn，k-1，以便計(jì)算當(dāng)前相關(guān)矩陣對角元素Rn，k。
相關(guān)矩陣對角元素Rn，k存儲在存儲器307中，并傳遞給除法器305，以便計(jì)算X*n，kR-1n，k，該值再傳遞給乘法器304以與誤差對角元素En，k相乘，其結(jié)果在傳遞給加法器302之前由μ濾波器309進(jìn)行濾波。加法器302還從存儲器307接收前一逆信道估算值對角元素Gn，k-1，加法器302的輸出是當(dāng)前逆信道估算值對角元素Gn，k，它被傳遞給乘法器204并存儲在存儲器307中。
控制自適應(yīng)算法的余MSE和跟蹤/收斂特性的λ和μ的值(但相關(guān)矩陣Rk對于收斂和跟蹤也是極為有用的)可按照以下方式進(jìn)行選擇與這些值的乘積可僅通過移位和加法運(yùn)算來實(shí)現(xiàn)。
圖2和3所示頻域均衡器的近似時域特性包括近似等于采用循環(huán)卷積的FIR濾波器的FFT實(shí)現(xiàn)的濾波部分以及等效于向維納FIR濾波器解近似收斂的分組時域RLS更新的更新部分。G=H8||H||2+σ]]>其中H是信道的有效頻率響應(yīng)，而σ是加性高斯白噪聲(AWGN)噪聲。
圖4說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的混合頻域-時域均衡器?；旌项l域-時域均衡器400主要是時域判定反饋均衡器，其中包括正向通路中的頻域均衡器200，同時，時域均衡器適合采用與頻域均衡器相同的誤差向量(誤差計(jì)算單元210)。誤差向量可采用盲判定控制算法或恒定模數(shù)算法來計(jì)算，并在傳送給混合均衡器400的頻域均衡器部分200之前通過串行-并行轉(zhuǎn)換器401。雖然混合均衡器400的頻域均衡器部分200不一定需要采用上述自適應(yīng)逆信道估算，但在采用其它信道估算技術(shù)時，混合均衡器400的性能可能不可接受。
混合頻域-時域均衡器400包括接收頻域均衡器200的時域輸出的信號加法器402，形成從頻域均衡器部分200、經(jīng)信號加法器402至格形解碼器207(圖4中未標(biāo)出)的混合均衡器400的正向通路。
當(dāng)混合均衡器400的頻域部分200的更新在頻域中執(zhí)行時，反饋時域?yàn)V波器403的更新采用傳統(tǒng)的逐個樣值的時域更新來進(jìn)行。因此，混合頻域-時域均衡器400還在頻域均衡器的反饋環(huán)路(通路)中包含判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405，其中包括判定裝置404、反饋濾波器403、誤差計(jì)算單元210、串行-并行轉(zhuǎn)換器401以及與頻域均衡器部分200、信號加法器402、信號加法器402的輸出等的連接。
判定裝置404接收信號加法器402的輸出，該輸出還傳遞給格形解碼器207，并可有選擇地構(gòu)成格形解碼器207的一部分，因?yàn)榛旌暇馄?00的判定反饋均衡器部分最好是采用格形判定。在共同轉(zhuǎn)讓共同未決的代理人檔案號為701720(PHIL06-01720)、題為“在ATSCHDTV接收機(jī)中采用格形解碼器追溯輸出生成判定反饋均衡器數(shù)據(jù)”以及代理人檔案號為701429(PHIL06-01429)、題為“格形編碼系統(tǒng)的二級均衡器”的申請中更完整地說明了格形判定在計(jì)算誤差中的這種使用，現(xiàn)通過引用將它們結(jié)合于此。
來自誤差計(jì)算單元210的時域誤差向量被傳遞給反饋濾波器403，來自判定裝置404的判定除了給反饋濾波器403之外，還被傳遞給誤差計(jì)算單元210。
混合均衡器400的時域等效物是具有極長正向?yàn)V波器、如2000抽頭正向?yàn)V波器的判定反饋均衡器。這種大的正向?yàn)V波器便于時域向全局極小值的收斂，但收斂/跟蹤速度以及集成電路的面積成本不允許在時域中有效地使用這種大型均衡器。因此，混合均衡器400是最適合的，因?yàn)橥ㄟ^單獨(dú)調(diào)整抽頭(頻率倉)來提高初始收斂速度和跟蹤?；旌暇馄?00還減輕了頻域均衡器部分200對信道的最小零相位的均衡。
混合均衡器400采用混合頻域-時域抽頭更新，其中，以不同方式對頻域部分的抽頭和時域部分的抽頭進(jìn)行調(diào)整。另一種方案是完全頻域抽頭更新，同時，均衡器的濾波部分保持不變(即反饋濾波器仍在時域中工作)。與以上對頻域均衡器部分200的描述相似的抽頭(頻率倉)更新公式可用于正向以及反饋通路，但需要附加FFT/IFFT濾波器對。
圖5說明根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的混合頻域-時域均衡器的模擬結(jié)果。該曲線表明具有128個正向抽頭和256個反饋抽頭的傳統(tǒng)判定反饋均衡器與頻域均衡器部分具有2K FFT的混合頻域-時域均衡器相比的典型符號差錯率(SER)性能，其中，來自格形解碼器的判定用于均衡器的反饋通路中?；旌暇馄餍阅茱@然更佳。
與包括用于具有深度陷波的噪聲信道在內(nèi)的傳統(tǒng)判定反饋均衡器相比，本發(fā)明的混合均衡器具有優(yōu)秀的靜態(tài)和多路性能。頻域均衡器與反饋通路中的時域判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405無縫結(jié)合。可采用來自格形解碼器的判定，向局部而非全局極小值收斂的降低的概率改善了性能的健壯性。用于抽頭更新的判定控制的算法也是可行的。
重要的是注意，雖然在完全基于功能硬件的系統(tǒng)和/或網(wǎng)絡(luò)的環(huán)境下對本發(fā)明進(jìn)行了說明，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，本發(fā)明的裝置能夠以包含各種形式指令的機(jī)器可用媒體的形式進(jìn)行分發(fā)，以及無論用于實(shí)際進(jìn)行分發(fā)的信號承載媒體的特定類型如何，本發(fā)明均同樣適用。機(jī)器可用媒體的實(shí)例包括諸如只讀存儲器(ROM)或電可擦可編程只讀存儲器(EEPROM)之類的非易失性硬編碼媒體，諸如軟盤、硬盤驅(qū)動器及小型光盤只讀存儲器(CD-ROM)或數(shù)字視盤(DVD)之類的可記錄媒體，諸如數(shù)字和模擬通信鏈路之類的傳輸類型媒體。
雖然對本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)說明，但本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，只要不背離本發(fā)明廣義上的精神及范圍，可以進(jìn)行各種變更、替換及改造。
權(quán)利要求
1.一種混合頻域-時域均衡器400，用于改善在判定反饋均衡器上的靜態(tài)和多路性能，它包括頻域均衡器200，具有正向和反饋通路；以及在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405，所述頻域均衡器200和所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405都采用單一誤差向量來更新其中的誤差糾正。
2.如權(quán)利要求1所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405還包括所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的判定裝置404。
3.如權(quán)利要求2所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定裝置404采用格形判定來使解碼誤差最小。
4.如權(quán)利要求1所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405還包括所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的時域反饋濾波器403。
5.如權(quán)利要求1所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405的抽頭更新是與所述頻域均衡器200的抽頭更新分開的。
6.一種接收機(jī)101，它包括接收單載波數(shù)字信號的輸入102；以及信道解碼器104，采用混合頻域-時域均衡器400來改善判定反饋均衡器上的靜態(tài)和多路性能，所述混合頻域-時域均衡器400包括具有正向和反饋通路的頻域均衡器200；以及在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405，所述頻域均衡器200和所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405均采用單一誤差向量來更新其中的誤差糾正。
7.如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)101，其特征在于，所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405還包括所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的判定裝置404。
8.如權(quán)利要求7所述的接收機(jī)101，其特征在于，所述判定裝置404采用格形判定來使解碼誤差最小。
9.如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)101，其特征在于，所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405還包括所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的時域反饋濾波器403。
10.如權(quán)利要求6所述的接收機(jī)101，其特征在于，所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405的抽頭更新是與所述頻域均衡器200的抽頭更新分開的。
11.一種用于改善判定反饋均衡器上的靜態(tài)和多路性能的混合頻域-時域均衡的方法，它包括在具有正向和反饋通路的頻域均衡器200上接收單載波輸入信號；以及采用所述頻域均衡器200的所述反饋通路中的判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405，所述頻域均衡器200和所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405均采用單一誤差向量來更新其中的誤差糾正。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中采用判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405的步驟還包括在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中采用判定裝置404。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中采用判定裝置404的步驟還包括在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中采用格形判定以使解碼誤差最小。
14.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于，在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中采用判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405的步驟還包括在所述頻域均衡器200的所述反饋通路中采用時域反饋濾波器403。
15.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于還包括與所述頻域均衡器200的抽頭更新分開地更新所述判定反饋均衡器判定網(wǎng)絡(luò)405的抽頭。
16.一種混合頻域-時域均衡器400，用于改善判定反饋均衡器上的靜態(tài)和多路性能，它包括具有正向和反饋通路的判定反饋均衡器402、405；以及所述判定反饋均衡器402、405的所述正向通路中的頻域均衡器200，所述頻域均衡器200和所述判定反饋均衡器402、405均采用單一誤差向量來更新其中的誤差糾正。
17.如權(quán)利要求16所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定反饋均衡器402、405還包括所述反饋通路中的判定裝置404，所述反饋通路構(gòu)成所述頻域均衡器200的反饋通路的一部分。
18.如權(quán)利要求17所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定裝置404采用格形判定來使解碼誤差最小。
19.如權(quán)利要求16所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定反饋均衡器402、405還包括所述反饋通路中的時域反饋濾波器403。
20.如權(quán)利要求16所述的混合頻域-時域均衡器400，其特征在于，所述判定反饋均衡器402、405的抽頭更新是與所述頻域均衡器200的抽頭更新分開的。
全文摘要
信道解碼器采用混合頻域－時域均衡器將時域均衡器與頻域均衡器有效地結(jié)合，從而實(shí)現(xiàn)比傳統(tǒng)判定反饋均衡器更好的靜態(tài)和動態(tài)多路性能。頻域均衡器結(jié)構(gòu)包含在時域判定反饋均衡器的正向通路中，頻域和時域部分均采用共同的誤差向量。對抽頭(頻率倉)的更新可單獨(dú)或者完全在頻域中進(jìn)行調(diào)整，而不改變反饋濾波器。實(shí)現(xiàn)了包含具有深度陷波的噪聲信道的性能在內(nèi)的性能改善，并且減輕了頻域均衡器部分對信道的最小零相位的均衡。
文檔編號H04B7/005GK1463526SQ02802112
公開日2003年12月24日 申請日期2002年4月18日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月23日
發(fā)明者D·比魯 申請人:皇家菲利浦電子有限公司