專利名稱：無線通信系統(tǒng)的編碼方案的制作方法
背景I.領域本發(fā)明涉及數據通信，尤其涉及用于對具有不同傳輸性能的多條傳輸信道上傳輸的數據進行編碼的新穎、靈活且有效的編碼方案。
II.相關技術描述無線通信系統(tǒng)被廣泛采用來提供各種類型的通信，譬如話音、數據等等。這些系統(tǒng)可以基于碼分多址(CDMA)、時分多址(TDMA)、正交頻率分集調制(OFDM)或某些其它調制技術。OFDM系統(tǒng)可以為某些信道環(huán)境提供高性能。
在OFDM系統(tǒng)中，工作頻帶被有效地分成許多“頻率子信道”、或頻率箱(bin)。各子信道與其上調制數據的相應子載波相關聯，并且可被視作獨立的“傳輸信道”。一般而言，要被發(fā)送的數據(即，信息比特)用特定的編碼方案來編碼以產生已編碼比特。對于高階調制方案(例如，QPSK、QAM等)而言，已編碼比特被分組成然后用于調制子載波的非二進制碼元。
OFDM系統(tǒng)的頻率子信道可能經受不同的鏈路條件(如，不同的衰落和多徑效應)并且可能達到不同的信號對噪聲加干擾比(SNR)。因此，為特定級別的性能而在每條子信道上發(fā)出的每調制碼元信息比特數(即，信息比特率)可能隨著子信道的不同而變化。此外，鏈路條件一般隨時間變化。結果，子信道所支持的比特率也隨時間變化。
頻率子信道的不同傳輸性能加上性能的時變特性使得難以提供一種有效的編碼方案，它能對所支持數量的信息比特/調制碼元進行編碼以提供子信道所需的已編碼比特。
因此，非常期望一種高性能、有效且靈活的編碼方案，它可用于對在具有不同傳輸性能的多個子信道上傳輸的數據進行編碼。
概述本發(fā)明的各方面提供了高效且有效的編碼技術，使通信系統(tǒng)能根據信道所達到的SNR而以不同信息比特率在許多“傳輸信道”上傳輸數據。許多編碼/截短方案可用于產生所需的已編碼比特(即，若使用Turbo碼時的信息、尾部和奇偶校驗比特)。在第一編碼/截短方案中，特定的基碼和公共截短用于所有傳輸信道(如，如下所述，OFDM系統(tǒng)內的所有頻率子信道，或帶有多輸入/多輸出天線(MIMO)的OFDM系統(tǒng)內所有頻率子信道的空間子信道)。在第二編碼/截短方案中，為傳輸信道使用相同的基碼但可變的截短?？勺兘囟炭捎糜跒閭鬏斝诺捞峁┎煌木幋a率。各傳輸信道的編碼率取決于信息比特率和為該信道所選的調制方案。
本發(fā)明的實施例提供了一種方法，用于為在通信系統(tǒng)，如正交頻率分集調制(OFDM)系統(tǒng)中許多傳輸信道上的傳輸而準備數據。各傳輸信道用于傳送相應的調制碼元序列。按照該方法，確定了由各傳輸信道支持的每調制碼元信息比特數(如，根據信道的SNR)。然后，為各傳輸信道標識調制方案，以便支持所確定的每調制碼元信息比特數。根據所支持的每調制碼元信息比特數和所標識的調制方案，確定各傳輸信道的編碼率。由于不同的傳輸性能，因此至少兩條傳輸信道與不同的編碼率相關聯。
此后，一定數目的信息比特按照特定的編碼方案被編碼以提供一定數目的已編碼比特。如果使用Turbo碼，則為該信息比特產生一定數目的尾部和奇偶校驗比特(已編碼比特包括信息比特、尾部比特、以及奇偶校驗比特)。已編碼比特可按照特定的交織方案被交織。為了方便實現，交織可以在截短前進行。然后，已編碼比特(如，如果使用Turbo碼，則為尾部和奇偶校驗比特)按照特定的截短方案被截短，從而為傳輸信道提供一定數目的未截短的已編碼比特。截短被調節(jié)以實現傳輸信道所需的不同編碼率。或者，截短也可在交織前進行。
然后為傳輸信道形成非二進制碼元。各非二進制碼元包括一組已交織和未截短的已編碼比特，并且被映射到相應的調制碼元。各非二進制碼元內特定數量的已編碼比特取決于信道的調制方案。如下所述，對于能在每條頻率子信道的許多空間子信道上進行發(fā)射的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)而言，每條頻率子信道的調制碼元可以在傳輸前被預調節(jié)。
如下進一步詳述，本發(fā)明提供了實現本發(fā)明各方面、實施例和特性的方法和系統(tǒng)元件。
附圖簡述通過下面提出的結合附圖的詳細描述，本發(fā)明的特征、性質和優(yōu)點將變得更加明顯，附圖中相同的元件具有相同的標識，其中

圖1是能實現本發(fā)明的各方面和實施例的多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)圖；圖2是用圖表說明從MIMO系統(tǒng)中NT發(fā)射天線之一的OFDM傳輸圖；圖3A和3B是并行串接的卷積編碼器；圖3C是截短器和多路復用器實施例的圖，用于提供已編碼比特的可變截短；圖4A和4B是兩個用于產生數據傳輸所需的已編碼比特的編碼/截短方案的流程圖，分別利用特定的基碼但是公共且可變的截短方案；圖5是16-QAM和特定格雷(Gray)映射方案的信號星座圖；圖6是MIMO處理器的實施例框圖；圖7是能為不同傳輸提供不同處理的系統(tǒng)的實施例框圖；以及圖8是接收系統(tǒng)解碼部分的實施例框圖。
特定實施例的詳細描述圖1是能實現本發(fā)明各個方面和實施例的多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)100的圖。通信系統(tǒng)100可被設計成實現這里所述的編碼方案。系統(tǒng)100還可用于采用天線、頻率和時間分集的組合來提高頻譜效率、改進性能并且增強靈活性。提高了的頻譜效率的特征在于，能在可能更好地使用可用系統(tǒng)帶寬時發(fā)射每赫茲每秒更多比特(bps/Hz)。改進了的性能對于給定的鏈路信號對噪聲加干擾比(SNR)可以用如較低誤比特率(BER)或誤幀率(FER)的定量表示。而增強了的靈活性的特征在于，能夠容納具有不同且一般全異的要求的多個用戶。這些目標可以部分通過采用高性能和有效的編碼方案、多載波調制、時分復用(TDM)、多發(fā)射和/或接收天線、其它技術，或它們的組合而實現。下面將進一步詳細描述本發(fā)明的特性、方面和優(yōu)點。
如圖1所示，通信系統(tǒng)100包括與第二系統(tǒng)150通信的第一系統(tǒng)110。在系統(tǒng)110內，數據源112把數據(即，信息比特)提供給編碼器114，后者按照特定的編碼方案對數據進行編碼。編碼增加了數據傳輸的可靠性。然后，已編碼比特被提供給信道交織器116并且按照特定的交織方案被交織(即，重排)。如下所述，交織為已編碼比特提供了時間和頻率分集，允許數據根據數據傳輸所用的子信道的平均SNR而被傳送，抵抗衰落、并進一步消除用于形成每個調制碼元的已編碼比特間的相關。然后，經交織的比特被截短(即，刪除)以提供所需的已編碼比特數。下面進一步詳細描述了編碼、信道交織和截短過程。經截短的已編碼比特接著被提供給碼元映射元件118。
在OFDM系統(tǒng)中，工作頻帶有效地被分成許多“頻率子帶”(即，頻率箱)。在每個“時隙”(即，可能取決于頻率子帶的帶寬的特定時間間隔)處，可以在每條頻率子信道上發(fā)出一個“調制碼元”。如下進一步所述，OFDM系統(tǒng)可以工作在MIMO模式，其中數據傳輸使用了多根(NT)發(fā)射天線和多根(NR)接收天線。MIMO信道可以被分解成NC條獨立信道，其中NC≤NT且NC≤NR。NC條獨立信道的每一條也被稱作MIMO信道的“空間子信道”，它對應于一維。在MIMO模式中，達到增加的維數，并且每個時隙可以在每條頻率子信道的NC條獨立信道上發(fā)出NC個調制碼元。在不工作在MIMO模式下的OFDM系統(tǒng)中，只有一條空間子信道。每條頻率子信道/空間子信道也被稱作“傳輸信道”。下面進一步詳述MIMO模式和空間子信道。
特定性能水平下可能為每個調制碼元發(fā)射的信息比特數取決于傳輸信道的SNR。對于每條傳輸信道而言，碼元映射元件118把一個未經截短的已編碼比特集分組，以形成該傳輸信道的非二進制碼元。然后，該非二進制碼元被映射為調制碼元，后者代表用于該傳輸信道的所選的調制方案對應的信號星座圖內的一點。比特分組和碼元映射為所有的傳輸信道而進行，并且為數據傳輸所用的每個時隙而進行。然后，所有傳輸信道的調制碼元被提供給MIMO處理器120。
根據正在實現的特定“空間”分集(如果有)，MIMO處理器120可以多路分解、預處理并組合接收到的調制碼元。下面進一步詳細描述MIMO處理。對應每根發(fā)射天線而言，MIMO處理器120提供調制碼元向量流，每個時隙一個向量。每個調制碼元向量包括給定時隙下所有頻率子信道的調制碼元。每個調制碼元向量流由相應的調制器(MOD)122接收并調制，并通過相關天線124被發(fā)射。
在圖1所示的實施例中，接收系統(tǒng)150包括許多接收天線152，它們接收發(fā)射信號并把接收到的信號提供給相應的解調器(DEMOD)154。各解調器154執(zhí)行與調制器122處的處理相反的處理。來自所有解調器154的已解調碼元被提供給MIMO處理器156并且以與MIMO處理器120處的處理方式相反的方式被處理。然后，傳輸信道的接收碼元被提供給比特計算單元158，后者進行與碼元映射元件118執(zhí)行的處理相反的處理，并提供表示接收比特的值。然后，由去截短器159為系統(tǒng)110處截去的已編碼比特插入刪除標記(如，零值指示符)。然后，經去截短的值由信道交織器160進行去交織，并進一步由解碼器162進行解碼，從而產生已解碼比特，然后將其提供給數據宿164。信道去交織、去截短和解碼與發(fā)射機處執(zhí)行的信道交織、截短和編碼相反。
圖2用圖表說明了來自MIMO系統(tǒng)中NT根發(fā)射天線之一的OFDM傳輸。在圖2中，橫軸表示時間，縱軸表示頻率。在該特定示例中，傳輸信道包括16條頻率子信道并且用于發(fā)射OFDM碼元序列，每個OFDM碼元覆蓋所有16條頻率子信道。也說明了時分復用(TDM)結構，其中數據傳輸被分成若干時隙，每個時隙具有特定的持續(xù)時間。##對于圖2所示的特定示例而言，時隙1處的調制碼元對應于導頻數據，導頻數據可被周期性地發(fā)射以輔助接收機單元同步并進行信道估計。也可以使用在時間和頻率上分布導頻數據的其它技術。導頻調制碼元的傳輸一般以特定速率發(fā)生，通常選擇該速率足夠快以允許準確地跟蹤通信鏈路中的變化。
未用于導頻傳輸的時隙可以用來發(fā)射各類數據。例如，頻率子信道1和2可以留待將控制和廣播數據發(fā)射到接收機單元。這些子信道上的數據一般要被所有接收機單元所接收。然而，控制信道上的某些消息可能是用戶特定的，并可能被相應地編碼。
話音數據和分組數據可能在剩余的頻率子信道中被發(fā)射。對于所示示例，時隙2至9處的子信道3用于話音呼叫1，時隙2至9處的子信道4用于話音呼叫2，時隙5至9處的子信道5用于話音呼叫3，時隙7至9處的子信道6用于話音呼叫5。
剩余可用的頻率子信道和時隙可用于傳輸話務數據。特定的數據傳輸可能發(fā)生在多個子信道和/或多個時隙上，且多個數據傳輸可能發(fā)生在任一特定時隙內。數據傳輸也可能發(fā)生在不連續(xù)的時隙上。
在圖2所示示例中，數據1傳輸使用時隙2處的子信道5至16以及時隙7處的子信道7至16，數據2傳輸使用時隙3和4處的子信道5至16以及時隙5處的子信道6至16，數據3傳輸使用時隙6處的子信道6至16，數據4傳輸使用時隙8處的子信道7至16，數據5傳輸使用時隙9處的子信道7至11，而數據6傳輸使用時隙9處的子信道12至16。數據1至6傳輸能代表話務數據到一個或多個接收機單元的傳輸。
為了提供傳輸靈活性并達到高性能和效率，每根發(fā)射天線在各時隙處的每條頻率子信道都能被視作獨立的傳輸單元(一個調制碼元)，它可以用來發(fā)射任意類型的數據，譬如導頻、信令、廣播、話音、話務數據、某些其它數據類型、以及它們的組合。如下所述，通過進一步允許調制碼元間的獨立性，可以進一步達到靈活性、性能和效率。例如，每個調制碼元可以從一個調制方案(如，M-PSK、M-QAM或某些其它方案)中產生，這導致在該特定時間、頻率和空間處的資源的最好利用。
MIMO系統(tǒng)在陸地通信系統(tǒng)(如，蜂窩系統(tǒng)、廣播系統(tǒng)、多信道多點分發(fā)系統(tǒng)(MMDS)及其它)中，來自發(fā)射機單元的RF已調信號可以通過許多傳輸路徑到達接收機單元。傳輸路徑的特性由于許多因素一般隨時間變化。如果使用了不止一根發(fā)射或接收天線，并且如果發(fā)射和接收天線間的傳輸路徑是線性獨立的(即，一個傳輸并不作為其它傳輸的線性組合而形成)，這一般至少在某種程度上是真的，于是當天線數目增加時，正確接收發(fā)射信號的似然率也增加。一般而言，隨著發(fā)射和接收天線數目的增加，分集也增加，且性能得到改進。
諸如圖1所示的MIMO通信系統(tǒng)在通信鏈路的發(fā)射和接收端都采用天線。這些發(fā)射和接收天線可以用來提供各種形式的“空間分集”，包括“發(fā)射”分集和“接收”分集?？臻g分集的特征在于使用了多根發(fā)射天線以及一根或多根接收天線。發(fā)射分集的特征在于在多根發(fā)射天線上傳輸數據。一般而言，為了達到期望分集而在從發(fā)射天線發(fā)出的數據上進行附加處理。例如，從不同發(fā)射天線發(fā)出的數據可能被延時或者在時間上重排、在跨過可用的發(fā)射天線上被編碼和交織、等等。接收分集的特征在于在多根接收天線上接收發(fā)射信號，分集通過簡單地經由不同信號路徑進行接收而實現。
空間分集可以用來改進通信鏈路的可靠性，增加或者不增加鏈路容量。這能通過經由多根天線在多條路徑上發(fā)射或接收數據而實現。空間分集可以根據通信鏈路的特征動態(tài)地被選擇，從而提供所需的性能。例如，可以為某些通信類型(如，信令)、為某些服務類型(如，話音)、為某些通信鏈路特性(如，低SNR)或為某些其它條件或考慮而提供較高程度的空間分集。
為了獲得期望分集可以從多根天線和/或多個頻率子信道發(fā)出數據。例如，數據可以在以下幾項上被發(fā)出(1)來自一根天線的一條子信道，(2)來自多根天線的一條子信道(如，子信道1)，(3)來自所有NT根天線的一條子信道，(4)來自一根天線的一組子信道(如，子信道1和2)，(5)來自多根天線的一組子信道，(6)來自所有NT根天線的一組子信道，(7)來自一組天線的一組信道(如，在一個時隙來自天線1和2的子信道1，在另一個時隙來自天線2的子信道1和2，等等)。這樣，可以用子信道和天線的任意組合來提供天線和頻率分集。
在MIMO通信系統(tǒng)中，多輸入多輸出信道可被分解成一組NC條獨立的空間子信道。這種空間子信道的數且小于或等于發(fā)射天線數和接收天線數中的較小者(即，NC≤NT，且NC≤NR)。如果H是在特定時間為NT根發(fā)射天線和NR根接收天線給出信道響應的NR×NT矩陣，而x是信道的NT-向量輸入，則接收到的信號可表示為y＝Hx+n其中n是NR-向量，表示噪聲加上干擾。在一個實施例中，由信道矩陣與其共軛轉置的乘積形成的厄密特矩陣的特征向量分解可表示為H*H＝EΛE*其中符號“*”表示共軛轉置，E是特征向量矩陣，Λ是特征值的對角矩陣，兩個矩陣的維數均為NT×NT。
發(fā)射機用特征向量矩陣E轉換(即，預處理)一組NT個調制碼元b。從NT根發(fā)射天線發(fā)出的調制碼元可表示為x＝Eb對于所有天線而言，可以通過矩陣乘法操作來實現調制碼元的預處理，表示如下x1x2MxNT=e11,e12,e1NTe21,e22,e2NTeNT1,eNT1,eNTNT·b1b2MbNT]]>公式(1)其中b1，b2，...和bNT分別是發(fā)射天線1，2，...和NT處特定頻率子信道的調制碼元，其中每個調制碼元都可以用如M-PSK、M-QAM等來產生，如下所述；E是與從發(fā)射天線到接收天線的傳輸特性有關的特征向量矩陣；以及x1，x2，...和xNT是經預處理的調制碼元，它們可表示如下x1=b1·e11+b2·e12+...+bNT·e1NT,]]>x2=b1·e21+b2·e22+...+bNT·e2NT,]]>以及xNT=b1·eNT1+b2·eNT2+...+bNT·eNTNT]]>接收到的信號表示為y＝HEb+n接收機進行信道匹配濾波器操作，隨后與右特征向量相乘。信道匹配濾波器操作的結果是向量z，它表示如下z‾=E*H*HEb‾+E*H*n‾=Λb‾+n‾^]]>其中新噪聲項的協方差表示如下E(n‾^n‾^*)=E(E*H*nn‾*HE)=E*H*HE=Λ]]>
即，噪聲分量是獨立的并且方差由特征值給出。z的第i個分量的SNR是λi，Λ的第i個對角元素。
下面、以及在美國申請序列號09/532491中詳細描述了MIMO處理的實施例，該申請題為“HIGH EFFICIENCY，HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEMEMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION”，于2000年3月22日提交，被轉讓給本發(fā)明的受讓人并且通過引用被結合于此。
如果上述實施例中描述的MIMO信道中NC條空間子信道的每一條都彼此獨立，則它們又被稱為特征模式。對于MIMO模式而言，每一條頻率子信道內的每一個特征模式上可以發(fā)射一個調制碼元。由于每個特征模式的SNR可能不同，因此每個特征模式上可能發(fā)出的比特數也可能不同。如上所述，每條頻率子信道的每個特征模式又稱為傳輸信道。
在其它實施例中，空間子信道可以不同地創(chuàng)建。例如，空間子信道可被定義為從一根發(fā)射機天線到所有接收機天線的傳輸。
如這里所使用的，MIMO模式包括完全信道狀態(tài)信息(完全CSI)和部分CSI處理模式。對于完全CSI和部分CSI而言，通過空間上可分開的子信道而提供附加傳輸通路。如上所述，完全CSI處理使用特征模式。部分CSI不使用特征模式，并且可能涉及到把每條傳輸信道的SNR(即，接收分集端口)提供給(如，通過反向鏈路上的反饋)發(fā)射機單元，并根據接收到的SNR進行相應的編碼。
如本領域已知，接收機單元處可以使用許多公式來提供部分CSI必需的信息，包括線性和非線性形式的零強制、信道相關矩陣反轉(CCMI)、以及最小均方誤差(MMSE)。例如，非線性零強制(部分CSI)MIMO情況的SNR推導在P.W.Wolniansky等人的論文中進行描述，該論文題為“V-BLASTAn Architecture for RealizingVery High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel”(IEEEISSSE-98會刊，比薩，意大利，1998年9月30日)，它通過引用被結合于此。來自MIMO公式的特征值與完全CSI情況的特征模式的SNR有關。如本領域已知，非MIMO情況可以使用一類方法。
每條傳輸信道都與發(fā)射機和接收機可能都已知的SNR相關聯。在這種情況下，可以根據相應傳輸信道的SNR確定每個調制碼元的調制和編碼參數。這允許有效地使用可用的頻率子信道和特征模式。
表1列出為了各種SNR范圍的特定性能水平(如，1％誤幀率，即％FER)而在每個調制碼元內被發(fā)射的信息比特數。對于每個SNR范圍而言，表1還列出為了該SNR范圍的使用而選擇的特定調制方案、對于所選的調制方案可以為每個調制碼元發(fā)射的已編碼比特數、以及給定所支持的信息比特數/調制碼元下用于獲得所需已編碼比特數/調制碼元的編碼速率。
表1列出每個SNR范圍的調制方案和編碼速率的組合。每條傳輸信道所支持的比特速率可以用編碼速率和調制方案的許多種可能組合中的任一種來實現。例如，每碼元一個信息比特的實現可以用(1)編碼速率1/2和QPSK調制，(2)編碼速率1/3和8-PSK調制，(3)編碼速率1/4和16-QAM，或者(4)編碼速率和調制方案的某些其它組合。在表1中，為所列的SNR范圍使用了QPSK、16-QAM和64-QAM。也可以使用其它調制方案，如8-PSK、32-QAM、128-QAM等等，并且這在本發(fā)明的范圍之內。
表1
為了簡潔，本發(fā)明的各方面是為OFDM系統(tǒng)描述的，并且在許多情況下是為工作在MIMO模式下的OFDM系統(tǒng)描述的。然而，這里描述的編碼和處理技術一般用于各種通信系統(tǒng)，譬如(1)沒有MIMO而工作的OFDM系統(tǒng)，(2)沒有OFDM而工作的MIMO系統(tǒng)(即，根據單個頻率子信道(即，單個RF載波)但是多條空間子信道而工作)，(3)用OFDM工作的MIMO系統(tǒng)，以及(4)其它。OFDM僅僅是用于把寬帶信道細分成許多正交頻率子信道的一種技術。
編碼圖3A是并行串接卷積編碼器114x的實施例框圖，它通常被稱為Turbo編碼器。Turbo編碼器114x表示圖1中編碼器114的前向糾錯(FEC)部分的一種實現，并能對用于在一條或多條傳輸信道上傳輸的數據進行編碼。
編碼器114內的的編碼可能包括糾錯編碼和檢錯編碼，或者兩者，它們用于增加鏈路的可靠性。編碼可能包括，例如，循環(huán)冗余碼校驗(CRC)編碼、卷積編碼、Turbo編碼、網格(Trellis)編碼、分組編碼(如，Reed-Solomon編碼)、其它類型的編碼、或者它們的組合。對于無線通信系統(tǒng)而言，最初用特定的CRC碼對數據分組進行編碼，然后CRC比特被附著在數據分組后。附加的開銷比特也可以被附著在數據分組后，以形成格式化的數據分組，它接著用卷積或Turbo碼進行編碼。如這里所使用的，“信息比特”是指提供給卷積或Turbo編碼器的比特，包括被發(fā)射數據比特和用于為被發(fā)射比特提供差錯檢測或糾正能力的比特。
如圖3A所示，Turbo編碼器114x包括兩個組成編碼器312a和312b、以及編碼交織器314。組成編碼器312a接收信息比特x并且按照第一組成編碼對其進行編碼，從而產生尾部和奇偶校驗比特的第一序列y。編碼交織器314接收信息比特并且按照特定的交織方案對其進行交織。組成編碼器312b接收經交織的比特并且按照第二組成編碼對其進行編碼，從而產生尾部和奇偶校驗比特的第二序列z。來自編碼器312a和312b的信息比特、尾部比特和奇偶校驗比特被提供給下一個處理元件(信道交織器116)。
圖3B是Turbo編碼器114y的實施例圖，它是Turbo編碼器114x的一種實現并且還能被用在圖1的編碼器114內。在該例中，Turbo編碼器114y是速率為1/3的編碼器，它為每個信息比特x提供兩個奇偶校驗比特y和z。
在圖3B所示的實施例中，Turbo編碼器114y的每個組成編碼器322實現組成編碼的下列傳輸函數G(D)=1n(D)d(D)]]>其中n(D)＝1+D+D3以及d(D)＝1+D2+D3也可以使用其它組成編碼，這在本發(fā)明的范圍之內。
每個組成編碼器322包括許多順序耦合的延時元件332、許多模2加法器334、以及一個開關336。首先，延時元件332的狀態(tài)被設為零，而開關336處于高端。接著，對于數據分組內的每個信息比特而言，加法器334a執(zhí)行信息比特與加法器334c的輸出比特的模2加法，并把結果提供給延時元件332a。加法器334b接收并對來自加法器334a以及延時元件332a和332c的比特進行模2加法，并提供奇偶校驗比特y。加法器334c對來自延時元件332b和332c的比特進行模2加法。
在數據分組內的所有N個信息比特都被編碼之后，開關336移至低端并且把三個零(“0”)比特提供給組成編碼器332a。然后，組成編碼器332a對這三個零比特進行編碼并提供三個尾部系統(tǒng)比特和三個尾部奇偶校驗比特。
對于N個信息比特的每一個分組而言，組成編碼器332a提供N個信息比特x、第一個三個尾部奇偶校驗比特、N個奇偶校驗比特y、以及第一個三個尾部系統(tǒng)比特、而組成編碼器322b提供第二個三個尾部比特、N個奇偶校驗比特z、以及最后三個尾部奇偶校驗比特。對于每個分組而言，編碼器114y提供了N個信息比特、六個尾部系統(tǒng)比特、來自編碼器332a的N+3個奇偶校驗比特、以及來自編碼器332b的N+3個奇偶校驗比特。
編碼交織器314可能實現許多交織方案的任一種。在一個特定交織方案中，分組內的N個信息比特按行被寫入25行乘2n列的數組，其中n是使N≤25+n的最小整數。然后，行按照比特倒置規(guī)則被攪亂。例如，行1(“00001”)與行16(“10000”)交換，行3(“00011”)與行24(“11000”)交換，等等。然后，每行內的比特按照行特定的線性同余序列(LCS)被排列(即，被重排)。行k的LCS可被定義為xk(i+1)＝{xk(i)+ck}模2n，其中i＝O，1，...2n-1，xk(0)＝ck，而ck是為每行所選的特定值并且進一步取決于n的值。對于每行內的排列而言，行內的第i個比特被放置在位置x(i)處。編碼器314內的比特然后按列被讀出。
上述LCS編碼交織方案在普通轉讓的美國專利申請序列號09/205511中進一步羊細描述，該申請是為“TURBO CODE INTERLEAVER USING LINEAR CONGRUENTIALSEQUENCES”，1998年12月4日提交，還在題為“C.S0002-A-1 Physical LayerStandard for cdma2000 Spread Spectrum Systems”(下面成為cdma2000標準)的文獻中得以描述，這兩者都通過引用被結合于此。
也可以使用其它編碼交織器，并且這在本發(fā)明的范圍之內。例如，也可以代替上述線性同余序列交織器而使用隨機交織器或對稱隨機(S-隨機)交織器。
為了簡潔，數據編碼特別根據Turbo碼來描述。也可以使用其它編碼方案，并且這在本發(fā)明的范圍之內。例如，數據編碼可以使用卷積碼、分組碼、由分組、卷積和/或Turbo碼的組合組成的級聯碼、或某些其它編碼。數據可以按照“基”碼來編碼，此后的已編碼比特可以根據用于發(fā)射數據的傳輸信道性能來被處理(如，被截短)。
信道交織回過頭參考圖1，來自編碼器114的已編碼比特由信道交織器116交織，以提供時間和頻率分集抵抗有害通道效應(如，衰落)的能力。此外，由于已編碼比特隨后被分組在一起以形成非二進制碼元，該非二進制碼元然后被映射為調制碼元，該交織進一步確保形成每個調制碼元的已編碼比特彼此不很接近(時間上)。對于靜態(tài)加性白高斯噪聲(AWGN)信道而言，在還采用Turbo編碼器時信道交織較不嚴重，這是因為編碼交織器有效地執(zhí)行類似的功能。
可以為信道交織器使用各種交織方案。在一個交織方案中，每個分組的已編碼比特(即，信息、尾部和奇偶校驗比特)被(線性地)寫入存儲器的行。然后，每行內的比特可以根據下列被交換(即，被重排)(1)比特倒置規(guī)則，(2)線性同余序列(譬如上面為編碼交織器所描述的)，(3)隨機產生的模式，(4)或者以某些其它方式產生的交換模式。行還按照特定的行交換模式而被交換。然后，經交換的已編碼比特從每列被檢取并被提供給截短器117。
在一實施例中，對分組內的每個比特流單獨進行信道交織。對于每個分組而言，可以用三個單獨交織器對來自第一組成編碼器的信息比特x、尾部和奇偶校驗比特y、以及來自第二組成編碼器的尾部和奇偶校驗比特z進行交織，這三個交織器可能采用相同或不同的信道交織方案。該單獨交織允許在單獨比特流上進行靈活的截短。
可以選擇交織間隔來提供期望的時間和頻率分集。例如，特定時間段(如，10毫秒、20毫秒、或其它)和/或特定數量傳輸信道的已編碼比特可能被交織。
截短如上所述，對于OFDM通信系統(tǒng)而言，可能為每個調制碼元發(fā)射的信息比特數取決于用于發(fā)射調制碼元的傳輸信道的SNR。而對于工作在MIMO模式下的OFDM系統(tǒng)而言，可能為每個調制碼元發(fā)射的信息比特數取決于用于發(fā)射調制碼元的頻率子信道和空間子信道的SNR。
按照本發(fā)明一方面，可能使用許多編碼/截短方案來產生用于傳輸的已編碼比特(即，信息、尾部和奇偶校驗比特)。在第一編碼/截短方案中，為所有的傳輸信道應用特定的基碼和公共的截短。在第二編碼/截短方案中，為傳輸信道使用相同基碼但可變的截短?？勺兘囟倘Q于傳輸信道的SNR。
圖4A是用于產生數據傳輸所需的已編碼比特的實施例流程圖，它采用了基碼和分共的截短方案。首先，在步驟412處確定每條傳輸信道的SNR(即，每條頻率子信道的每個特征模式)。對于不工作在MIMO模式下的OFDM系統(tǒng)而言，僅支持一個特征模式，從而為一條頻率子信道僅確定一個SNR。每條傳輸信道的SNR可以根據被發(fā)射導頻參考或通過某些其它機制來確定。
在步驟414處，由每條傳輸信道所支持的每調制碼元的信息比特數根據其SNR而被確定?？梢允褂冒裇NR范圍與每個特定信息比特數/調制碼元相關聯的表格，譬如表1。然而，可以使用比表1所示信息比特的0.5比特步距更好的量化。然后，在步驟416處，為每條傳輸信道選擇一個調制方案，使得可以發(fā)出信息比特數/調制碼元。如下面進一步詳細所述，還可以考慮到其它因素(如，編碼復雜度)而選擇調制方案。
在步驟418處，確定對于所有傳輸信道在每個時隙可能發(fā)射的總信息比特數。這可以通過把為所有傳輸信道確定的信息比特數/調制碼元相加而實現。同樣，在步驟420處，確定對于所有傳輸信道在每個時隙可能發(fā)射的已編碼比特總數。這可以通過為步驟416中所選的每個調制方案確定已編碼比特數/調制碼元而實現，并且把所有傳輸信道的已編碼比特數相加。
在步驟422處，步驟418中確定的信息比特總數用特定編碼器進行編碼。如果使用了Turbo編碼器，則為了獲得步驟420中確定的已編碼比特總數，由編碼器產生的尾部比特和奇偶校驗比特被截短。然后在步驟426處，經截短的已編碼比特分組成非二進制碼元，它們接著被映射為傳輸信道的調制碼元。
由于為所有傳輸信道使用了相同的基碼和截短方案，因此第一編碼/截短方案相對易于實現。每條傳輸信道的調制碼元都表示相應于為該傳輸信道所選的調制方案的信號星座圖內的一點。如果傳輸信道SNR的分布是廣泛的，則星座圖的點相對于不同信號星座圖的噪聲方差的距離會廣泛地改變。這于是會影響系統(tǒng)性能。
圖4B是用于產生數據傳輸所需的已編碼比特的實施例流程圖，它采用了相同的基碼但卻不可的截短方案。首先，在步驟432處確定每條傳輸信道的SNR。在一實施例中，從數據傳輸的使用中省略具有不足SNR的傳輸信道(即，沒有數據在不良傳輸信道上被發(fā)出)。然后，在步驟434處根據每條傳輸信道的SNR來確定由它所支持的每調制碼元的信息比特數。接著為每條傳輸信道選擇一個調制方案，使得可以在步驟436處發(fā)出信息比特數/調制碼元。圖4B中的步驟432、434和436對應于圖4A中的步驟412、414和416。
在步驟438處，屬于同一SNR范圍的傳輸信道被分組成一個分段。或者，可以為每調制碼元的信息比特數定義范圍(如，范圍1覆蓋1.0至1.5信息比特/調制碼元，范圍2覆蓋1.5至2.0信息比特/調制碼元，等等)。在這種情況下，每調制碼元的信息比特數在同一范圍內的傳輸信道被分組成一個分段。
每個分段包括Ki條傳輸信道，其中Ki是任意整數一或更大。然后在步驟440處，確定可以在每個分段內可發(fā)出的信息比特總數和已編碼的比特總數。例如，分段i可能包括Ki條傳輸信道，每條傳輸信道可能支持Ni個信息碼元/調制碼元以及Pi個尾部和奇偶校驗比特/調制碼元的傳輸。對于每個時隙而言，每個分段i內可能發(fā)出的信息比特總數可以計算為Ki·Ni，可能發(fā)出的尾部和奇偶校驗比特總數可以計算為Ki·Pi，而已編碼比特總數可以計算為Ki(Ni+Pi)。
在步驟442處，所有分段在每個時隙內要發(fā)出的信息比特可以計算為 并用特定的編碼器進行編碼(如，如圖3B所示的速率為1/3的Turbo編碼器)。在步驟444處，為分段i的每條傳輸信道分配Ni個信息比特和Ni/R個奇偶校驗和尾部比特，其中R是編碼器的編碼率。然后在步驟446處，為了獲得分段的每條傳輸信道所需的Pi個奇偶校驗和尾部比特，Ni/R個奇偶校驗和尾部比特被截短。在步驟448處，分段i的每條傳輸信道的Ni個信息比特和Ni/R個奇偶校驗和尾部比特被映射為傳輸信道的調制碼元。
第二編碼/截短方案可能提供比第一方案改進了的性能，尤其若傳輸信道SNR的分布很廣泛的話。由于可能為不同傳輸信道使用不同的調制方案和編碼率，因此每條傳輸信道上發(fā)射的比特數一般在反向鏈路上從接收機被傳送至發(fā)射機。
表1示出用0.5比特步距對信息比特數/調制碼元進行的量化。如果要求每個分段(并且不是每條傳輸信道)支持整數個信息比特，則可能減少量化粒度(即，比0.5比特更好)。如果要求Ki·Ni為整數，則Ki的較大整數值允許Ni的較小步距。如果允許量化在段間傳遞，則可能進一步減少量化粒度。例如，如果需要在一個分段中下舍入一比特，則如果合適的話可以在下一個分段中上舍入一比特。如果允許量化在多個時隙間傳遞，則還可以減少量化粒度。
為了支持OFDM系統(tǒng)(尤其是工作在MIMO模式下的系統(tǒng))借此為傳輸信道實現不同的SNR，則可以用靈活的截短方案和一公共基編碼器(如，速率為1/3的Turbo編碼器)一起來實現必要的編碼速率。這個靈活截短方案可以用來為每個分段提供必要的尾部和奇偶校驗比特數。對于其中尾部和奇偶校驗比特被截短多于被保留的高編碼率而言，可以通過保留所需數量的尾部和奇偶校驗比特當作它們由編碼器產生、并且丟棄其它比特，從而有效地實現截短。
作為示例，分段可能包括20個16-QAM調制碼元，并且具有支持傳輸2.75個信息比特/調制碼元的SNR。對于該分段而言，可能在20個調制碼元內發(fā)出55個信息比特(55＝20×2.75)。每個16-QAM調制碼元都用四個已編碼比特形成，并且20個調制碼元需要80個已編碼比特。55個信息比特可以用速率為1/3的編碼器進行編碼，以產生122個尾部和奇偶校驗比特以及55個信息比特。為了提供該分段所需的35個尾部和奇偶校驗比特，這122個尾部和奇偶校驗比特可以被截短，前述35個比特于55個信息比特一起組成80個已編碼比特。
回過頭參考圖1，截短器117從信道交織器116接收經交織的信息和奇偶校驗比特，截短(即，刪除)某些尾部和奇偶校驗比特來達到期望的編碼率，并且把未被截短的信息、尾部和奇偶校驗比特多路復用成已編碼比特序列。信息比特(又稱為系統(tǒng)比特)也可以與尾部和奇偶校驗比特一起被截短，這在本發(fā)明的范圍之內。
圖3C是截短器117x的實施例圖，它可以用來提供已編碼比特的可變截短。截短器117x是圖1中截短器117的一種實現。為了從由分段i的編碼器產生的Qi個尾部和奇偶校驗比特中保留Pi個尾部和奇偶校驗比特，截短器117x用一組計數器來進行截短。
在截短器117x內，來自Turbo編碼器的兩個組成編碼器的經交織的尾部和奇偶校驗比特yINT和zINT被提供給開關342的兩個輸入。開關342或把yINT個尾部和奇偶校驗比特或把zINT個尾部和奇偶校驗比特提供給線343，這取決于來自倒換單元348的控制信號。開關342通過這兩個尾部和奇偶校驗比特流之間的交替確保了平均選擇來自兩個組成編碼器的尾部和奇偶校驗比特。
第一計數器352進行模Q加法并且在它的內容達到Q-1上以后返回。第二計數器354對Q個尾部和奇偶校驗比特進行計數(一個個地)。對于每個分段而言，計數器352和354最初都被設為零，開關342處在高端，并且通過關閉開關344并適當地控制多路復用器而從多路復用器346提供第一尾部或奇偶校驗比特yINT0。對于每個隨后的時鐘周期而言，計數器352按P遞增，而計數器354按一遞增。計數器352的值被提供給判決單元356。如果計數器352經歷了模Q操作(即，計數器352的內容循環(huán)回卷)，則線343上的尾部或奇偶校驗比特通過開關344被提供給多路復用器，后者然后把尾部或奇偶校驗比特作為輸出已編碼比特來提供。每當從多路復用器346提供一個尾部或奇偶校驗比特時，倒換單元348就使控制信號的狀態(tài)倒換，并且其它尾部和奇偶校驗比特被提供給線343。過程繼續(xù)到分段內的所有Qi個尾部和奇偶校驗比特耗盡為止，如比較單元358所示。
也可能使用其它截短模式，這在本發(fā)明的范圍之內。為了提供良好的性能，要被截短的尾部和奇偶校驗比特數應該在兩個組成編碼間平衡(即，大致選擇相等數量的yINT和zINT尾部和奇偶校驗比特)，而未被截短的比特應該相對平均地分布在每個分段的編碼塊上。
在某些情況下，信息比特數可能小于傳輸信道的容量。在這種情況下，可能通過重復某些已編碼比特或者通過某些其它方案，用零填充來填充可用的且未被填充的比特位置。對于其它方案也可以減少某些發(fā)射功率。
格雷映射在一個實施例中，對于為使用所選的每個調制方案而言(如，QPSK、16-QAM、64-QAM等等)，調制方案的信號星座圖中的點用格雷映射來定義。如下進一步詳細所述，格雷映射為更可能出錯的事件減少比特差錯率。
圖5是16-QAM和特定格雷映射方案的信號星座圖。16-QAM的信號星座圖包括16個點，各點與特定的4比特值相關聯。對于格雷映射而言，該4比特值與信號集內的點相關聯，使得相鄰點(在水平或垂直方向上)的值僅有一位不同。離開較遠的點的值有更多位不同(如，對角方向上相鄰點的值有兩位不同)。
每一組四個已編碼比特(b1b2b3b4)被映射到與這四個已編碼比特值相同值相關聯的信號星座圖內的特定點。例如，四個已編碼比特的值(“0111”)被映射到信號星座圖內的點512。然后，該點表示這四個已編碼比特的調制碼元。對于16-QAM而言，各調制碼元表示信號星座圖內16個點的特定一個。各調制碼元可以表示為復數(c+jd)并被提供給下一個處理元件(即，圖1中的MIMO處理器)。
在接收機單元處，調制碼元在噪聲存在時被接收并且一般不映射到信號星座圖內的確切位置。對于上例，為已發(fā)射的已編碼比特(“0111”)所接收到的調制碼元并不映射到接收機單元處的點512。噪聲可能造成接收到的調制碼元被映射到信號星座圖內的另一位置。一般而言，接收到的調制碼元較可能被映射到正確位置附近的一個位置(如，“0101”、“0011”、“0110”或“1111”的點附近)。這樣，更可能的誤差事件是接收到的調制碼元被錯誤地映射到鄰近正確點的一個點。并且由于信號星座圖內相鄰點的值僅有一位不同，因此格雷映射為更可能的誤事件減少了誤差比特數。
圖5示出16-QAM信號集的特定格雷映射方案。也可以使用其它格雷映射方案，并且它們在本發(fā)明的范圍之內。其它調制方案(如，8-PSK、64-QAM等等)的信號星座圖也可以用類似或其它格雷映射方案來映射。對于某些諸如32-QAM和128-QAM這樣的調制方案而言，如果完全格雷映射方案不可行，則可以使用部分格雷映射方案。同樣，也可以使用不基于格雷映射的映射方案，并且這在本發(fā)明的范圍之內。
MIMO處理圖6是MIMO處理器120x的實施例框圖，它是圖1內MIMO處理器120的一種實現。調制碼元可以在多條頻率子信道上被發(fā)射，并且可能從多根發(fā)射天線發(fā)出。當工作在MIMO模式時，來自各頻率子信道上和各發(fā)射天線的發(fā)射代表非重復的數據。
在MIMO處理器120x內，多路分解器(DEMUX)610接收并將調制碼元多路分解成許多子信道碼元流SI至SL，每條用于發(fā)射碼元的頻率子信道有一個子信道碼元流。然后，各子信道碼元流被提供給相應的子信道MIMO處理器612。
各子信道MIMO處理器612進一步將接收到的子信道碼元流多路分解成許多(多達NT)碼元子流，每根用于發(fā)射碼元的天線有一個碼元子流。當OFDM系統(tǒng)工作在MIMO模式時，各子信道MIMO處理器612按照上述公式(1)預處理該(多達)NT個調制碼元以產生經預處理的調制碼元，它們隨后被發(fā)射。在MIMO模式中，特定發(fā)射天線的特定頻率子信道的每個經預處理的調制碼元代表了多達NT根發(fā)射天線的(加權的)調制碼元的線性組合。用于產生各經預處理的調制碼元的這(多達)NT個調制碼元的每一個可能與不同的信號星座圖相關聯。
對于每個時隙而言，(多達)NT個經預處理的調制碼元可能由每個子信道MIMO處理器612產生并被提供給(多達)NT個碼元組合器616a至616t。例如，分配給頻率子信道1的子信道MIMO處理器614a可能為天線1至NT的頻率子信道1提供多達NT個經預處理的調制碼元。同樣，分配給頻率子信道L的子信道MIMO處理器6121可能為天線1至NT的頻率子信道L提供多達NT個經預處理的調制碼元。各組合器616接收L條頻率子信道的經預處理的調制碼元，將每個時隙的碼元組合成一個調制碼元向量，并將該調制碼元向量提供給下一處理級(即，調制器122)。
這樣，MIMO處理器120x接收并處理調制碼元以提供NT個調制碼元向量V1至VT，每根發(fā)射天線有一個調制碼元向量。每根天線的每個時隙的L個經預處理的調制碼元的集合形成維數為L的調制碼元向量V。調制碼元向量V的各元素與特定頻率子信道相關聯，該特定頻率子信道具有其上傳送調制碼元的唯一子載波。L個調制碼元的集合都是彼此正交的。如果不工作在“純”MIMO模式下，則某些調制碼元向量在不同發(fā)射天線的特定頻率子信道上可能有重復信息。
設計子信道MIMO處理器612以提供實現完全信道狀態(tài)信息(完全-CSI)的必要處理或者MIMO模式的部分-CSI處理。完全CSI包括各頻率子信道的所有發(fā)射和接收天線對之間傳播路徑(即，幅度和相位)的充分特性。部分CSI可以包括，例如，部分子信道的SNR。CSI處理可以根據可用的CSI信息以及所選的頻率子信道、發(fā)射天線等而執(zhí)行。CSI處理可以選擇性地和動態(tài)地被啟用和禁用。例如，CSI處理可以為特定的數據傳輸而被啟用，為某些其它數據傳輸而被禁用。CSI處理可以在某些條件下被啟用，例如，當通信鏈路具有足夠的SNR時。上述美國專利申請序列號09/532491中進一步詳細描述了完全-CSI和部分-CSI處理。
圖6還示出調制器122的實施例。來自MIMO處理器120x的調制碼元向量V1至VT被分別提供給調制器114a至114t。在圖6所示的實施例中，各調制器114包括IFFT 620、循環(huán)前綴發(fā)生器622和上變頻器624。
IFFT 620用快速傅立葉逆變換(IFFT)把每個接收到的調制碼元向量轉換成其時域表示(被稱為OFDM碼元)。IFFT 620可被設計成在任意數量的頻率子信道(如，8、16、32等等)上進行IFFT。在一個實施例中，對于被轉換成OFDM碼元的每個調制碼元向量而言，循環(huán)前綴發(fā)生器622重復OFDM碼元的時域表示的一部分以形成特定天線的傳輸碼元。循環(huán)前綴確保傳輸碼元在存在多徑延時擴展時保持其正交性，從而改進了抵抗有害路徑效應的性能。IFFT 620和循環(huán)前綴發(fā)生器622的實現是本領域已知的并且在此不再詳細描述。
然后，來自每個循環(huán)前綴發(fā)生器622的時域表示(即，每根天線的“傳輸”碼元)由上變頻器624處理，被轉換成模擬信號，被調制到RF頻率，并被調節(jié)(如，放大和濾波)以產生經RF調制的信號，該信號然后從相應的天線124中發(fā)出。
由A.C.Bingham撰寫的題為“Multicarrier Modulation for DataTransmissionAn Idea Whose Time Has Come”的論文中詳細描述了OFDM調制，該論文登載在1990年5月的IEEE通信雜志上，并且通過引用被結合于此。
對于不工作在MIMO模式的OFDM系統(tǒng)而言，可以移去或禁用MIMO處理器120，調制碼元可能不經過任何預處理而被分組成調制碼元向量V。該向量然后被提供給調制器122。對于以發(fā)射分集工作(且不在MIMO模式)的OFDM系統(tǒng)而言，可以移去或禁用多路分解器614，(同一)經預處理的調制碼元被提供給(多達)NT個組合器。
如圖2所示，系統(tǒng)可能發(fā)出許多不同的傳輸(如，話音、信令、數據、導頻等等)。這些傳輸的每一個都可能需要不同的處理。
圖7是能為不同傳輸提供不同處理的系統(tǒng)110y的實施例框圖。集合輸入數據包括要由系統(tǒng)110y發(fā)射的所有信息比特，它被提供給多路分解器710。多路分解器710把輸入數據多路分解成許多(K個)信道數據流B1至BK。各信道數據流可以對應于，如，信令信道、廣播信道、話音呼叫、或話務數據傳輸。各信道數據流被提供給相應的編碼器/信道交織器/截短器/碼元映射元件712，后者用為該信道數據流所選的特定編碼方案對數據進行編碼，根據特定的交織方案交織已編碼的數據，截短經交織的編碼比特，并把經交織的數據映射到用于發(fā)射該信道數據流的一條或多條傳輸信道的調制碼元。
編碼可以在每信道基礎上(即，如圖7所示，在每條信道數據流上)進行。然而，編碼也可以在集合輸入數據(如圖1所示)上、在許多信道數據流上、在一條信道數據流的一部分上、在一組頻率子信道間、在一組空間子信道間、在一組頻率子信道和空間子信道間、在每條頻率子信道間、在每個調制碼元上、或則時間、空間和頻率的某些其它單位上進行。
來自每個編碼器/信道交織器/截短器/碼元映射元件712的調制碼元流可以在一條或多條頻率子信道上或者通過每條頻率子信道的一條或多條空間子信道上被發(fā)出。MIMO處理器120y從元件712接收調制碼元流。根據要為每個調制碼元流使用的模式，MIMO處理器120y可以把調制碼元流多路分解成許多子信道碼元流。在圖7所示的實施例中，調制碼元流S1在一條頻率子信道上被發(fā)射，而調制碼元流SK在L條頻率子信道上被發(fā)射。每條頻率子信道的調制流由相應的子信道MIMO處理器處理、以與圖6所示相似的方式被多路分解和組合，以形成每根發(fā)射天線的調制碼元向量。
通常，發(fā)射機單元根據說明信道傳輸性能的信息編碼并調制每條傳輸信道的數據。該信息的形式一般是上述的部分-CSI或完全CSI。要用于數據傳輸的傳輸信道的部分或完全-CSI一般在接收機單元處被確定并被匯報回發(fā)射機單元，后者然后用該信息對數據進行編碼和調制。這里所述的技術適用于由MIMO、OFDM或者能支持多條并行傳輸信道的任意其它通信方案(如，CDMA方案)所支持的多條并行傳輸信道。
解調和解碼圖8是系統(tǒng)150解碼部分的實施例框圖。對于該實施例而言，使用Turbo編碼器在發(fā)射前對數據進行編碼。相應地使用Turbo解碼器對接收到的調制碼元進行解碼。
如圖8所示，接收到的調制碼元被提供給比特對數似然比(LLR)計算單元158x，后者計算組成每個調制碼元的比特的LLR。由于Turbo解碼器工作在LLR上(與比特相對)，比特LLR計算單元158x為每個接收到的已編碼比特提供一個LLR。每個接收到的已編碼比特的LLR是接收到的已編碼比特為零的概率除以接收到的已編碼比特為一的概率的對數如上所述，分組M個已編碼比特(b1，b2，...bM)以形成單個非二進制碼元S，它接著被映射為調制碼元T(S)(即，被解調為高階信號星座圖)。調制碼元被處理、發(fā)射、接收、并被進一步處理以提供接收到的調制碼元R(S)。接收到的調制碼元內已編碼比特bm的LLR可以如下計算LLR(bm)=log(P(bm=0)P(bm=1))]]>=log(P(R(S)|bm=0))-log(P(R(S)|bm=1))]]>=log(ΣT(S):bm=0P(R(S)|T(S)))-lpg(ΣT(S):bm=1P(R(S)|T(S)))]]>公式(2)其中P(R(S)|bm＝0)是根據接收到的碼元R(S)比特bm為零的概率。在計算LLR時也可以使用近似。
然后，去截短器159插入編碼比特已在發(fā)射機處被刪除(即，被截短)的“刪除標記”。刪除標記一般值為零(“0”)，它表示被截短的比特可能為零或為一。
從公式(2)可以注意到，調制碼元內接收到的已編碼比特的LLR趨向于被相關。這個相關可能通過調制前交織已編碼比特而被打破。如圖1所示，信道交織有利地對每個調制碼元內的已編碼比特進行去相關。
已編碼比特LLR被提供給信道去交織器160，并且以與在發(fā)射機處執(zhí)行的信道交織相反的方式被去交織。然后，對應于所接收的信息、尾部和奇偶校驗比特的經信道去交織的LLR被提供給Turbo解碼器162x。
Turbo解碼器162x包括加法器810a和810b、解碼器812a和812b、編碼交織器814、編碼去交織器816和檢測器818。在一個實施例中，每個解碼器812用軟輸入/軟輸出(SISO)最大后驗(MAP)解碼器來實現。
加法器810a接收并相加所接收信息比特的LLRLLR(x’)以及來自去交織器816的非固有信息(它在第一次迭代時被設為零)，并且提供精煉的LLR。精煉的LLR與接收到的信息比特的被檢測值中的較大置信度相關聯。
解碼器812a接收來自加法器810a的精煉LLR以及來自第一組成編碼器的所接收尾部和奇偶校驗比特的LLRLLR(y’)，并且對接收到的LLR進行解碼以產生非固有信息，表示對接收到的信息比特在概率值方面的修正。來自解碼器812a的非固有信息由加法器810b與接收到的信息比特LLR相加，且精煉的LLR被存儲到編碼交織器814。編碼交織器814實現Turbo編碼器處所用的相同編碼交織(如，與圖3B中的編碼交織器314相同)。
解碼器812b接收來自交織器814的經交織的LLR以及來自第二組成編碼器的所接收尾部和奇偶校驗比特的LLRLLR(z’)，并且對接收到的LLR進行解碼以產生非固有信息，表示對接收到的信息比特在概率值方面的進一步修正。來自解碼器812b的非固有信息被存儲到編碼交織器814，后者實現與交織器814所用的交織方案相反的去交織方案。
對接收到的已編碼比特LLR的解碼被迭代許多次。每次迭代都為精煉的LLR獲取較大的置信度。在完成所有解碼迭代之后，最終的精煉LLR被提供給檢測器818，后者根據LLR提供接收到的信息比特的值。
除了SISO MAP解碼器之外還可以使用其它類型的解碼器，譬如實現軟輸出維特比算法(SOVA)的解碼器。解碼器的設計一般取決于發(fā)射機處所用的特定Turbo編碼方案。
在Steven S.Pietrobon撰寫的題為“Implementation and Performance ofa Turbo/Map Decoder”的論文中詳細描述了Turbo解碼，該論文登載在國際衛(wèi)星通信期刊上，1998年第16冊，23-46頁，該論文通過引用被結合于此。
調制方案和編碼速率每個傳輸信道所達到的SNR對于期望性能水平(如，1％FER)支持每調制碼元的特定的信息比特數(即，特定的信息比特率)。該信息比特率可以由許多不同的調制方案所支持。例如，1.5信息比特/調制碼元的比特率可由QPSK、8-PSK、16-QAM或任何較高階調制方案所支持。每種調制方案都能發(fā)射每調制碼元特定的已編碼比特數。
根據所選的調制方案選擇相應的編碼速率，以便為每調制碼元的信息比特數提供所需的已編碼比特數。對于上例而言，QPSK、8-PSK和16-QAM分別能發(fā)射每調制碼元2、3和4個已編碼比特。對于1.5信息比特/調制碼元的信息比特率而言，使用編碼速率3/4、1/2和3/8分別為QPSK、8-PSK和16-QAM產生所需的已編碼比特數。這樣，可以使用調制方案和編碼速率的不同組合來支持特定的信息比特率。
在本發(fā)明的某些實施例中，“弱”二進制編碼(即，高編碼率)與所支持比特率的低階調制方案一起使用。通過一系列仿真可以觀察到，與較弱編碼結合的較低階調制方案比與較強編碼結合的較高階調制方案提供更好的性能。這個結果在下面得以闡述。AWGN信道內二進制Turbo碼的LLR解碼度量對于Turbo解碼算法而言接近最佳。然而，對于格雷映射的高階調制方案而言，為每個接收到的調制碼元而非為每個接收到的比特產生最佳LLR度量。然后，分裂碼元LLR度量以產生二進制碼解碼器的LLR度量。某些信息在分裂過程期間丟失，且使用比特解碼度量會導致非最佳的性能。較低階調制方案對應于每碼元較少比特，這可能受到較少分裂損失并因此比較高階調制方案對應物提供更好的性能。
按照本發(fā)明的一方面，為了達到一定的頻譜效率，碼率在n/(n+1)到n/(n+2)之間并包括它們的編碼與適當的調制方案一起使用，其中n是每調制碼元的信息比特數。這個碼率可以用結合可變截短方案的固定編碼(如，上述碼率1/3的Turbo編碼)容易地達到。為了達到高編碼率，尾部和奇偶校驗比特可能被大大截短，未經截短的尾部和奇偶校驗比特可能均勻地分布在信息比特上。
成幀對于許多通信系統(tǒng)而言，可以方便地定義具有固定尺寸的數據分組(即，邏輯幀)。例如，系統(tǒng)可以定義尺寸為1024、2048和4096比特的三種不同的分組。這些所定義的數據分組簡化了發(fā)射機和接收機處的某些處理。
對于OFDM系統(tǒng)而言，物理幀被定義成包括(1)OFDM碼元的整數，(2)一條或多條傳輸信道上的特定調制碼元數，(3)或者某些其它單元。如上所述，由于通信鏈路的時變性，傳輸信道的SNR可能隨時間而變化。因此，可能在每條傳輸信道的每個時隙上發(fā)射的信息比特數也可能隨時間而變化，而每個物理幀內的信息比特數也會隨時間而變化。
在一個實施例中，定義邏輯幀使其獨立于OFDM碼元。在該實施例中，每個邏輯幀的信息比特被編碼/截短，邏輯幀的已編碼比特分組并被映射為調制碼元。在一個簡單實現中，傳輸信道被順序編號。然后，使用已編碼比特在順序次序的傳輸信道中形成所需的調制碼元數。邏輯幀(即，數據分組)可被定義成在調制碼元邊界處開始并結束。在該實現中，邏輯幀可能跨越不止一個OFDM碼元并可能越過OFDM碼元邊界。此外，每個OFDM碼元可能包括來自多個數據分組的已編碼比特。
在另一實施例中，根據物理單元定義邏輯幀。例如，邏輯幀可被定義成包括(1)一條或多條信道上的許多調制碼元，(2)一個或多個OFDM碼元，或(3)以某些其它方式定義的許多調制碼元。
為高階調制使用經截短的二進制Turbo編碼和格雷映射(BTC-GM)提供了許多好處。BTC-GM方案比更好但卻更復雜的Turbo網格編碼的調制(TTCM)方案更容易實現，仍然能實現與TTCM性能接近的性能。由于通過簡單地調節(jié)可變截短而實現不同編碼率的容易性，因此BTC-GM方案還提供了高度靈活性。BTC-GM方案還提供了不同截短參數下的穩(wěn)健性能。同樣，可以使用目前可用的二進制Turbo解碼器，它可以簡化接收機的實現。然而，在某些實施例中，也可以使用其它編碼方案，這在本發(fā)明的范圍之內。
上述優(yōu)選實施例的描述使本領域的技術人員能制造或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對于本領域的技術人員來說是顯而易見的，這里定義的一般原理可以被應用于其它實施例中而不使用創(chuàng)造能力。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實施例，而要符合與這里揭示的原理和新穎特征一致的最寬泛的范圍。
權利要求
1.在無線通信系統(tǒng)中，一種準備用于在多條傳輸信道上傳輸的數據的方法，其特征在于，每條傳輸信道用于發(fā)射相應的一個調制碼元序列，該方法包括確定由每條傳輸信道所支持的每調制碼元的信息比特數；為每條傳輸信道識別一個調制方案，使得能支持所確定的每調制碼元信息比特數；至少根據所確定的每調制碼元信息比特數和為傳輸信道識別的調制方案而確定每條傳輸信道的編碼率，其中至少兩條傳輸信道與不同的編碼率相關聯；按照特定的編碼方案對多個信息比特進行編碼以提供多個已編碼比特；按照特定的截短方案截短這多個已編碼比特，從而為多條傳輸信道提供許多未經截短的已編碼比特；以及調節(jié)截短以取得該至少兩條傳輸信道的不同編碼率。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述無線通信系統(tǒng)是具有多根發(fā)射天線和多根接收天線的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述無線通信系統(tǒng)是正交頻率分集調制(OFDM)系統(tǒng)。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述OFDM通信系統(tǒng)被用作具有多根發(fā)射天線和多根接收天線的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于，所述OFDM通信系統(tǒng)用于在多條頻率子信道上發(fā)射數據，且其中每條傳輸信道對應于OFDM系統(tǒng)內頻率子信道的一條空間子信道。
6.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述截短基于多條傳輸信道的傳輸性能。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，所述傳輸性能從為多條傳輸信道導出的信道狀態(tài)信息(CSI)而被確定。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，所述CSI包括多條傳輸信道的信噪比(SNR)信息。
9.如權利要求7所述的方法，其特征在于，所述CSI包括與從發(fā)射天線到接收天線的傳輸特性有關的信息。
10.如權利要求7所述的方法，其特征在于，所述CSI包括與從發(fā)射天線到接收天線的傳輸特性有關的本征模式信息。
11.如權利要求6所述的方法，其特征在于還包括把具有相似傳輸性能的傳輸信道分組為若干分段，且其中為每分段進行截短。
12.如權利要求11所述的方法，其特征在于還包括把一組已編碼比特分配到每個分段，且其中對被分配給每個分段的一組已編碼比特進行截短。
13.如權利要求11所述的方法，其特征在于，每分段包括具有在特定SNR范圍內的SNR的傳輸信道。
14.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述編碼通過Turbo編碼來獲得。
15.如權利要求14所述的方法，其特征在于，所述編碼提供多個信息比特的多個尾部和奇偶校驗比特，且其中所述截短在這多個尾部和奇偶校驗比特上進行。
16.如權利要求14所述的方法，其特征在于，進行所述截短，使得未經截短的尾部和奇偶校驗比特均勻地分布在多個信息比特上。
17.如權利要求14所述的方法，其特征在于，所述Turbo碼包括用于提供兩個尾部和奇偶校驗比特流的兩個組成碼，且其中進行所述截短，使得從兩個尾部和奇偶校驗比特流中刪除大致相等數目的尾部和奇偶校驗比特。
18.如權利要求1所述的方法，其特征在于，每條傳輸信道的編碼率被選擇為在n/(n+1)和n/(n+2)之間且包括兩端，其中n是由傳輸信道所支持的每調制碼元的信息比特數。
19.如權利要求1所述的方法，其特征在于，每條傳輸信道的編碼速率為1/2或更高。
20.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述編碼通過卷積碼來取得。
21.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述編碼通過分組碼來取得。
22.如權利要求1所述的方法，其特征在于還包括插入填充比特來填充多條傳輸信道中可用但未經填充的比特位置。
23.如權利要求1所述的方法，其特征在于還包括重復至少某些已編碼比特來填充多條傳輸信道中可用但未經填充的比特位置。
24.如權利要求1所述的方法，其特征在于還包括交織多個已編碼比特。
25.如權利要求24所述的方法，其特征在于，所述截短在經交織的已編碼比特上進行。
26.如權利要求24所述的方法，其特征在于，所述編碼通過包括兩個組成碼的Turbo碼來取得，且其中分開地交織多個信息比特、來自第一組成碼的多個尾部和奇偶校驗比特、以及來自第二組成碼的多個尾部和奇偶校驗比特。
27.如權利要求1所述的方法，其特征在于還包括形成多條傳輸信道的非二進制碼元，其中每個非二進制碼元包括一組未經截短的已編碼比特；以及把每個非二進制碼元映射到相應的調制碼元。
28.如權利要求27所述的方法，其特征在于還包括交織多個已編碼比特，且其中從經交織的已編碼比特中形成非二進制碼元。
29.如權利要求27所述的方法，其特征在于，所述每條傳輸信道的調制方案與具有多個點的相應信號星座圖相關聯，且其中每個調制碼元代表該調制方案的信號星座圖內的特定點。
30.如權利要求29所述的方法，其特征在于，所述每個信號星座圖內的多個點根據特定格雷映射方案而被分配到值。
31.如權利要求30所述的方法，其特征在于，所述值被分配給每個信號星座圖內的多個點，使得信號星座圖內相鄰點的值僅有一比特位置不同。
32.如權利要求1所述的方法，其特征在于還包括通過重復確定每調制碼元的信息比特數、識別調制方案以及確定編碼率而自適應多條傳輸信道內的變化。
33.如權利要求1所述的方法，其特征在于，每條傳輸信道的調制方案支持每調制碼元兩個或更多已編碼比特的傳輸。
34.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述多條傳輸信道上的傳輸針對單個接受者的接收裝置。
35.在正交頻率分集調制(OFDM)通信系統(tǒng)中，一種準備用于在多條傳輸信道上傳輸的數據的方法，其特征在于，每條傳輸信道用于發(fā)射相應的一個調制碼元序列，該方法包括確定由每條傳輸信道所支持的每調制碼元的信息比特數；為每條傳輸信道識別一個調制方案，使得能支持所確定的每調制碼元信息比特數；至少根據所確定的每調制碼元信息比特數和為傳輸信道識別的調制方案而確定每條傳輸信道的編碼率，其中至少兩條傳輸信道與不同的編碼率相關聯；按照特定的Turbo碼對多個信息比特進行編碼以提供多個尾部和奇偶校驗比特；按照特定的交織方案交織這多個信息以及尾部和奇偶校驗比特；按照特定的截短方案截短這多個已交織比特，從而為多條傳輸信道提供一定數目的未經截短的已編碼比特，其中調節(jié)所述截短以取得至少兩條傳輸信道的不同編碼率；以及形成多條傳輸信道的非二進制碼元，其中每個非二進制碼元包括一組未經截短的已編碼比特；以及把每個非二進制碼元映射為相應的調制碼元。
36.一種用于在多條傳輸信道上發(fā)射數據的無線通信系統(tǒng)，其中每條傳輸信道用于發(fā)射相應的一個調制碼元序列，該系統(tǒng)的特征在于包括編碼器，用于按照特定編碼方案對多個信息比特進行編碼以提供多個已編碼比特，并用于按照特定截短方案截短這多個已編碼比特，從而為多條傳輸信道提供許多未經截短的已編碼比特，其中每條傳輸信道都能通過為該傳輸信道所選的特定調制方案而發(fā)射每調制碼元特定的信息比特數，其中每條傳輸信道至少根據該傳輸信道所支持的每調制碼元信息比特數以及它的調制方案而進一步與特定編碼率相關聯，其中至少兩條傳輸信道與不同的編碼率相關聯，且其中所述編碼器進一步用于調節(jié)截短以取得至少兩條傳輸信道的不同編碼率。
37.如權利要求36所述的系統(tǒng)，其特征在于還包括信道交織器，與編碼器耦合并用于交織多個已編碼比特，且其中所述編碼器用于截短經交織的比特。
38.如權利要求37所述的系統(tǒng)，其特征在于還包括碼元映射元件，與信道交織器耦合并用于形成多條傳輸信道的非二進制碼元，并用于把每個非二進制碼元映射到相應的調制碼元，其中每個非二進制碼元包括一組未經截短的已編碼比特。
39.如權利要求38所述的系統(tǒng)，其特征在于還包括信號處理器，與碼元映射元件耦合并用于預處理多條傳輸信道的調制碼元，從而實現多輸入多輸出(MIMO)傳輸。
全文摘要
通信系統(tǒng)(如，OFDM)的編碼技術，系統(tǒng)能夠根據信道所達到的SNR以不同的信息比特速率在許多傳輸信道上發(fā)射數據?；a與公共的或可變的截短方式一起使用，以實現傳輸信道所需的不同編碼率。已編碼比特可以在截短前被交織(即，為了抵抗衰落并且去除每個調制碼元內已編碼比特間的相關)。未被截短的已編碼比特被分組成為非二進制碼元(如，用格雷映射)。調制碼元可以在傳輸前被預處理。
文檔編號H04J11/00GK1498478SQ02805983
公開日2004年5月19日 申請日期2002年1月23日 優(yōu)先權日2001年2月1日
發(fā)明者F·凌, N·T·辛德哈薩雅納, J·R·沃爾頓, M·沃萊斯, I·費爾男德斯, F 凌, 乘, 械濾, 沃爾頓, 辛德哈薩雅納 申請人:高通股份有限公司