專利名稱：窄帶混亂二相相移鍵控的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信號發(fā)送和接收，具體涉及利用通過二相相移鍵控被調(diào)制到載波上的復(fù)合信息和混亂(chaos)信號的信號發(fā)送和接收。
背景技術(shù)：
已經(jīng)存在多種基于混亂信號的通信系統(tǒng)的設(shè)計方式，諸如由Kocarev(1992)、Belsky和Dmitriev(1993)、Cuomo(1993)、Pecora和Carrol(1993)、Dmitriev和Starkov(1997)提出的那些設(shè)計方式。這些現(xiàn)有的方式著重于模擬擴(kuò)頻類型的系統(tǒng)，因此固有地為寬帶的。而且，現(xiàn)有的方式未設(shè)法通過碼元約束來限制混亂系統(tǒng)的狀態(tài)空間軌道。這樣的系統(tǒng)缺少碼元動態(tài)控制或信道帶寬控制。
下面是一些定義，它們被提供來增強(qiáng)對于隨后的說明的理解在幾何學(xué)上，線性指的是歐幾里得對象，諸如線、平面和(平坦)三維空間等。這些對象不論如何被查看都顯示為相同的。諸如球體的非線性對象從不同的比例尺看是不同的。當(dāng)近處看時，它看起來像平面；從遠(yuǎn)處看，它看起來像點。在代數(shù)學(xué)上，線性以具有屬性f(x+y)＝f(x)+f(y)和f(ax)＝af(x)的函數(shù)的形式被定義。非線性被定義為線性的否定。這表示結(jié)果f(x+y)可以是與輸入x和/或y不成比例的。因此，非線性系統(tǒng)不遵循疊加定理。
動態(tài)系統(tǒng)具有相關(guān)聯(lián)的抽象相位空間或狀態(tài)空間，該相關(guān)聯(lián)的抽象相位空間或狀態(tài)空間具有描述在任何時刻的動態(tài)狀態(tài)的坐標(biāo)；動態(tài)規(guī)則，它在給出所有狀態(tài)變量的現(xiàn)值的情況下詳細(xì)說明所有狀態(tài)變量的最接近的未來趨勢。如果對每個狀態(tài)存在唯一結(jié)果，則動態(tài)系統(tǒng)是“確定的”；如果存在多個結(jié)果。則動態(tài)系統(tǒng)是“隨機(jī)的”，這典型地選自一些概率分布?？梢韵鄬τ陔x散或連續(xù)時間而定義動態(tài)系統(tǒng)。通過映射z1＝f(z0)來定義離散的情況，映射z1＝f(z0)給出了在下一個離散時間值從初始狀態(tài)z0得到的狀態(tài)z1。通過“流”z(t)＝(t)(z0)k來定義連續(xù)的情況，“流”z(t)＝(t)(z0)k在被給出了當(dāng)時間0時狀態(tài)是z0的情況下，提供在時間t的狀態(tài)。一個平滑流可以相對于(“w.r.t.”)時間被微分以提供微分方程dz/dt＝F(z)。在這種情況下，F(xiàn)(z)被稱為矢量場，它給出了在相位空間中每個點的速度方向指示的矢量。
相位空間或狀態(tài)空間是動態(tài)系統(tǒng)的可能狀態(tài)的集合。狀態(tài)空間可以是有限的(例如，對于理想的扔硬幣，存在兩種狀態(tài)，正面和背面)、可計數(shù)地?zé)o限的(例如狀態(tài)變量是整數(shù)時)或不可計數(shù)地?zé)o限的(例如狀態(tài)變量是實數(shù)時)。在狀態(tài)或相位空間的概念中隱含的是在相位空間中的特定狀態(tài)完全地規(guī)定系統(tǒng)。一個人對于系統(tǒng)所需要知道的全部是完全了解最近的未來。
因此，平面擺錘的相位空間是兩維的，包括位置或角度和速度。注意在矢量場的映射明確地依賴于時間的非自主系統(tǒng)中(例如依賴于太陽光量的植物生長模型)，因此，按照相位空間的定義，必須包括時間來作為相位空間坐標(biāo)，因為必須指定具體的時間(例如在星期二的下午三點)以知道隨后的運(yùn)動。因此，dz/dt＝F(z，t)是在包括(z，t)的相位空間上的動態(tài)系統(tǒng)，外加新的動態(tài)dt/dt＝1。由初始值問題的解描述的在相位空間中的路徑被稱為動態(tài)系統(tǒng)的軌道或軌跡。如果狀態(tài)變量取連續(xù)的實數(shù)值，則連續(xù)時間系統(tǒng)的軌跡是曲線；而離散時間系統(tǒng)的軌跡是點序列。
用于哈密爾頓系統(tǒng)的自由度的定義表示一個正則共軛量對構(gòu)形(configuration)q和他的共軛動量p。哈密爾頓系統(tǒng)總是具有這樣的變量對，因此相位空間是偶數(shù)維的。在耗散系統(tǒng)中，術(shù)語相位空間經(jīng)常不同地用于指定相位空間的單個坐標(biāo)尺寸。
一個映射是一個在相位空間上的函數(shù)f，它在被給出它的當(dāng)前狀態(tài)z的情況下給出系統(tǒng)的下一個狀態(tài)f(z)(即，“圖像”)。一個函數(shù)必須對于每個狀態(tài)具有單個值，但是可能存在產(chǎn)生同一圖像的幾個不同狀態(tài)。允許訪問相位空間的每個狀態(tài)并且對于每個狀態(tài)(即一對一的對應(yīng))精確地具有一個原象的映射是可逆的。另外，如果所述映射及其反轉(zhuǎn)相對于相位空間坐標(biāo)z是連續(xù)的，那么它被稱為異物同形(homeomorphism)。一個映射的迭代表示重復(fù)施加前一個應(yīng)用的結(jié)果。因此產(chǎn)生序列zn＝f(zn-1)＝f(f(zn-2))＝...＝f(f(...f(f(z0))...))(1)其中，這個序列是具有初始條件z0的動態(tài)系統(tǒng)的軌道或軌跡。
每個微分方程產(chǎn)生一個映射。時間1映射將流前進(jìn)一個時間單元。如果微分方程包括以時間T為周期的一個項目或多個項目，則在系統(tǒng)中的時間T映射表示一個龐加萊截面(Poincare section)。這個映射也被稱為頻閃映射，因為它使用被調(diào)諧到周期T的頻閃觀測器而有效地觀看在相位空間中的位置。這是有益的，因為它允許免除作為相位空間坐標(biāo)的時間。
在自主系統(tǒng)(即在方程中沒有與時間有關(guān)的項)中，有可能定義一個龐加萊截面來將相位空間坐標(biāo)降低。在此，當(dāng)一個軌跡通過相位空間中的固定表面的時候，龐加萊截面不是通過固定的時間間隔、而是通過連續(xù)的時間被定義。從流的龐加萊截面或頻閃采樣產(chǎn)生的映射必須是可逆的，因為流通過在相位空間中的任何點具有唯一解。因此，所述解在向前和向后時間上是唯一的。
吸引子只是一個系統(tǒng)所處的狀態(tài)，它暗示需要的消耗。因此，從長遠(yuǎn)觀點來看，一個消耗的動態(tài)系統(tǒng)可以慢慢進(jìn)入吸引子。吸引子也可以被定義為具有一個鄰居的相位空間，其中每個點靠近地定位并且隨著時間趨于無限而逼近吸引子。最終逼近吸引子的點的鄰居是“吸引盆”。
混亂被定義為在確定性的動態(tài)系統(tǒng)中由于其對初始條件的敏感性而產(chǎn)生的有效不可預(yù)測的長期行為。必須強(qiáng)調(diào)在知道其初始條件的情況下可以良好地預(yù)測一個確定性的動態(tài)系統(tǒng)，并且確定性的動態(tài)系統(tǒng)在實際中總是在短期可以被預(yù)測的。長期的不可預(yù)測性的關(guān)鍵是被公知為對初始條件的敏感性的屬性。對于將要混亂的動態(tài)系統(tǒng)，它一般必須具有一大組非常不穩(wěn)定的初始條件。不論如何精確地測量這些初始條件，對于其后續(xù)運(yùn)動的預(yù)測最終將完全錯誤。
李雅普諾夫(Lyapunov)指數(shù)測量靠近的軌跡會聚或發(fā)散的速率。存在有與在系統(tǒng)的狀態(tài)空間中的維數(shù)一樣多的李雅普諾夫指數(shù)，但是最大的通常是最重要的。粗略地說，最大的李雅普諾夫指數(shù)是在兩個靠近的軌跡之間的距離的表達(dá)式中的時間常數(shù)λ。如果λ是負(fù)的，則軌跡遲早會聚，并且動態(tài)系統(tǒng)對初始條件不敏感，如果λ是正的，則在靠近的軌跡之間的距離在時間上以指數(shù)增長，并且系統(tǒng)變?yōu)閷τ诔跏紬l件敏感。
可以以兩種方式來計算李雅普諾夫指數(shù)。在一種方法中，選擇兩個靠近的點，并且在時間上演化它們，測量在它們之間的距離的增長率。這種方法的缺點在于增長率不是真實的隨著點分開的局部效果。測量增長的更好的方式是測量對于給定的軌跡的正切向量的增長率。限定對于j＝0至k-1，λ=1kΣln|f′(x(j))|.]]>如果λ＞0，則它給出了發(fā)散的平均速率，或者如果λ＜0，則它示出了會聚度。
用于混亂的最小相位空間依賴于所考慮的系統(tǒng)的類型。首先考慮微分方程的流或系統(tǒng)。在這種情況下，Poincare-Bendixson定理指示在一或兩維相位空間中沒有混亂?；靵y僅僅在三維流中是可能的。如果流是非自主的(即依賴于時間)，則時間變?yōu)橄辔豢臻g坐標(biāo)。因此，具有兩個物理變量外加一個時間變量的系統(tǒng)變?yōu)槿S的，并且混亂是可能的。
對于映射，只有在映射不可逆時，才可能在一維中具有混亂。一個顯著的示例是邏輯映射x′f(x)＝rx(1-x) (2)這個方程對于r＝4和許多其他值可以證明混亂。注意對于每個點f(x)＜1/2，這個函數(shù)具有兩個原象，因此是不可逆的。這個概念是重要的，因為這個方法可以用于表示在實現(xiàn)系統(tǒng)中所使用的各種電路拓?fù)涞奶匦浴?br> 諸如M相相移鍵控(“PSK”)和M元正交幅度調(diào)制(“QAM”)的較高級調(diào)制系統(tǒng)需要高等級的信道線性，以便被成功地使用。因為使得所述架構(gòu)適應(yīng)于美國通信委員會(“FCC”)光譜模板所需要的系統(tǒng)的復(fù)雜性，M相相移鍵控和M元QAM系統(tǒng)的使用昂貴。具有M相相移鍵控和M元QAM架構(gòu)的系統(tǒng)具有“機(jī)頂”盒以解碼高速副載波信號，因為通常的接收器使用FM解調(diào)器來恢復(fù)基帶信息。另外，M元系統(tǒng)受到與由使用每個碼元多個比特的調(diào)制方案帶來的高等級帶寬壓縮相關(guān)聯(lián)的功耗的影響。對于在一個上限之外的實際實現(xiàn)，M元系統(tǒng)變得過于損耗。

發(fā)明內(nèi)容
現(xiàn)有技術(shù)的這些和其他缺點和缺陷由一種用于通過窄帶混亂二相相移鍵控進(jìn)行信號發(fā)送和接收的系統(tǒng)和方法處理。
所述系統(tǒng)包括前向糾錯編碼器，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器，它與所述前向糾錯編碼器進(jìn)行信號通信；壓縮編碼器，它與所述數(shù)據(jù)分組化器進(jìn)行信號通信；射頻鏈路，它與所述壓縮編碼器進(jìn)行信號通信；壓縮解碼器，它與所述射頻鏈路進(jìn)行信號通信；數(shù)據(jù)逆分組化器，它與所述壓縮解碼器進(jìn)行信號通信；以及前向糾錯解碼器，它與所述數(shù)據(jù)逆分組化器進(jìn)行信號通信，以通過控制混亂的軌跡而恢復(fù)輸入的數(shù)據(jù)。
相關(guān)聯(lián)的方法包括步驟發(fā)送指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號；接收所述被傳播的信號，并且通過控制混亂的軌跡而基本上沒有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
通過下面結(jié)合附圖所讀取的示例實施例的說明，本公開的這些和其他方面、特點和優(yōu)點將會變得清楚。


本公開按照下列示意圖來教授窄帶混亂二相相移鍵控，其中圖1示出了用于窄帶混亂二相相移鍵控的系統(tǒng)的方框圖；圖2示出了按照圖1的系統(tǒng)的壓縮編碼器的方框圖；圖3示出了按照圖1的系統(tǒng)的壓縮解碼器的方框圖；圖4示出了用于圖1的系統(tǒng)的偏斜帳篷映射的曲線；圖5示出了用于圖1的系統(tǒng)的另一個偏斜帳篷映射的曲線；圖6A示出了用于圖1的系統(tǒng)的、作為伯努利移位處理的移位寄存器的示意圖；圖6B示出了按照用于圖1的系統(tǒng)的圖6A的移位寄存器的、移位映射到帳篷映射變換的函數(shù)的圖。
具體實施例方式
本公開涉及使用通過二相相移鍵控被調(diào)制到載波信號上的復(fù)合信息和混亂信號的信號發(fā)送和接收。所述公開使用帳篷映射來處理混亂的產(chǎn)生以有助于在發(fā)送器和接收器之間的同步。
圖1示出了在本公開的說明性實施例中的用于窄帶混亂二相相移鍵控的系統(tǒng)110的方框圖。系統(tǒng)110包括發(fā)送器部分112；射頻(“RF”)鏈路114，與發(fā)送器112進(jìn)行信號通信；接收器部分116，與RF鏈路114進(jìn)行信號通信。發(fā)送器部分112包括前向糾錯(“FEC”)編碼器118，它使用里德-索羅蒙(“RS”)糾錯碼，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器120，它與FEC編碼器118進(jìn)行信號通信，用于接收FEC編碼的數(shù)據(jù)；壓縮編碼器122，它與數(shù)據(jù)分組化器120進(jìn)行信號通信，用于向RF鏈路114提供用于調(diào)制的編碼數(shù)據(jù)。接收器部分116包括壓縮解碼器124，用于從RF鏈路接收編碼數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)逆分組化器126，它與壓縮解碼器124進(jìn)行信號通信；FEC解碼器128，它使用RS糾錯碼與數(shù)據(jù)逆分組化器126進(jìn)行信號通信，用于接收FEC編碼數(shù)據(jù)和提供輸出數(shù)據(jù)。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)向圖2，編碼器310表示圖1的壓縮編碼器122的示例實施例。編碼器310包括除以(“4.5”)的除法器312，用于接收本地的18MHz的時鐘信號，并且提供4.096MHz的信號。所述本地時鐘信號也被除法器314接收。邊緣檢測器316接收輸入的數(shù)據(jù)和向所述除法器314以及第一序列產(chǎn)生器318和第二序列產(chǎn)生器320提供邊緣信號。除法器314分別向第一和第二序列產(chǎn)生器318和320提供CLK9信號。復(fù)用器(MUX)322分別從序列產(chǎn)生器318和320接收SEQ1和SEQ2信號，并且進(jìn)一步在它的輸出選擇終端接收輸入數(shù)據(jù)信號。MUX 322提供編碼的數(shù)據(jù)信號輸出?；蛘?，編碼器根據(jù)輸入數(shù)據(jù)電平來提供8、9或10個脈沖如果在原始數(shù)據(jù)中有從低向高的變換則為8個時鐘脈沖，如果沒有改變或變換則為9個脈沖，如果在原始數(shù)據(jù)流中存在從高到低的變換則為10個脈沖。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)向圖3，解碼器510表示圖1的壓縮解碼器124的示例實施例。解碼器510包括邊緣檢測器512，用于接收編碼的數(shù)據(jù)和分別向第一和第二7比特計數(shù)器516和520提供邊緣信號。時鐘分頻器(clock divider)514接收18MHz時鐘信號和向第一和第二計數(shù)器516和520提供CLK×72信號。80計數(shù)檢測器518與第一計數(shù)器516進(jìn)行信號通信，并且向第二計數(shù)器520反饋復(fù)位信號。32/40計數(shù)檢測器522與第二計數(shù)器520進(jìn)行信號通信，饋送載入值功能524和同步功能526的每個，并且向鎖存器528提供解碼的數(shù)據(jù)。載入值功能524饋送第二計數(shù)器520。同步功能526從時鐘分頻器514接收CLK×1信號，并且以×1比特率來向鎖存器528提供同步信號。鎖存器隨后提供輸出的數(shù)據(jù)。
在操作中，系統(tǒng)實施例具有由非線性系統(tǒng)的架構(gòu)支配的不同的流。RF變換在所有情況下基本上相同。在映射、流和同步電路的實現(xiàn)中發(fā)現(xiàn)主要的差別。首先，考慮映射和流的產(chǎn)生。
參見圖4和圖5，由圖4的附圖標(biāo)號710概括地指示第一示意偏斜帳篷映射函數(shù)f(x)，并且由圖5的附圖標(biāo)號810概括地指示第二示意偏斜帳篷映射函數(shù)810。使用以0為中心的偏斜帳篷映射710或810的迭代來考慮利用偏斜的帳篷映射的信息的發(fā)送。因為這個動態(tài)系統(tǒng)的唯一的狀態(tài)變量被直接地發(fā)送，因此它是到非線性動態(tài)系統(tǒng)的直接手段。因為周期的劃分是不對稱的，因此偏斜帳篷映射總是非可逆的。這表示如果時間維度也被作為這個系統(tǒng)的因子，則產(chǎn)生顯示流的1-維偏斜的帳篷映射。編碼算法被定義如下
比特持續(xù)時間被利用用于編碼處理的a×9時鐘劃分為9個相等的子間隔。如果輸入的比特流具有“0”到“1”的變換，則編碼器輸出10個×9時鐘的相等間隔的寬度。當(dāng)存在“1”到“0”的變換時，則對應(yīng)于8個×9周期的寬度被用于編碼。如果沒有數(shù)據(jù)的改變，則編碼與“9”個時鐘脈沖的寬度相對應(yīng)的寬度。對于顯示流的帳篷映射，應(yīng)當(dāng)在劃分中存在不對稱。因此，當(dāng)輸出“9”的寬度時，將沒有流。
在接收器中，產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品來用于比較，產(chǎn)生用于糾正的誤差信號?？梢酝ㄟ^其后跟隨有主時鐘的定期復(fù)位的初始模式將解碼算法強(qiáng)制同步。通過這種方式來控制混亂的軌跡。這種同步的方法基于被恢復(fù)的軌跡。
偏斜帳篷映射f
-＞
通過如同由圖4的函數(shù)710表示的下式給出f(x)＝x/a如果0≤x≤a； (3)f(x)＝(1-x)/(1-a)如果a≤x≤1這是單位間隔向其本身的非可逆轉(zhuǎn)換。它依賴于參數(shù)“a”，該參數(shù)a可以滿足限制0.5＜a＜1。所述轉(zhuǎn)換是連續(xù)的和分段線性的，具有線性區(qū)域
和[a，1]。
當(dāng)前公開的手段的獨(dú)特特征是操縱編碼處理以產(chǎn)生偏斜帳篷映射，以便所述映射可以有助于同步以及數(shù)據(jù)發(fā)送。為了使此發(fā)生，在實現(xiàn)同步在前，經(jīng)過許多周期來迭代所述映射。為了有助于迭代處理，偏斜帳篷映射首先被轉(zhuǎn)換為較高的中間頻率，所述較高的中間頻率隨后用于迭代映射的低頻信號，因為這個思想不直接對低基帶映射頻率工作。
接著，我們使對于k＝1，2，...，N的x(k)是發(fā)送的信號，并且對于k＝1，2，...，N的y(k)是接收的信號，并且考慮這兩個函數(shù)從x(0)和y(0)開始。如果兩個軌跡位于同一區(qū)域中直到時間k，則|[x(j+1)-y(j+1)]|＝|f′(x(j))||[x(j)-y(j)]|，其中j＝0，1，2，...，k-1(4)其中f′(x)表示f在點x的導(dǎo)數(shù)。因此|[x(k)-y(k)]|＝|f′(x(k-1))||f′(x(k-2))|...|f′(x(0))||[x(0)-y(0)]| (5)上述的方程可以等同地表述為|[x(k)-y(k)]|＝eλk|[x(0)-y(0)]|，其中λ＝1/k∑ln |f′(x(j))| (6)并且j的求和極限是從0到k-1。解釋是如果λ＞0，則λ給出兩個軌跡彼此的發(fā)散的平均速率，或如果λ＜0，則λ給出兩個軌跡彼此的會聚的平均速率。模擬示出一般需要大約10-15個周期來用于軌跡的會聚。這暗示偏斜帳篷映射在其上被傳送的中間頻率最好在映射頻率的50和100倍之間，以便獲得干凈的無突發(fā)同步。由同步回路用于穩(wěn)定所需要的極限周期的數(shù)量影響中間頻率的選擇。
通過取得f(x)的導(dǎo)數(shù)f′(x)來導(dǎo)出λ的上下邊界。觀察偏斜帳篷映射，左分支具有斜率1/a＞1和右分支的斜率是-1/(1-a)＜-1。現(xiàn)在，f(x)的導(dǎo)數(shù)的限制可被定義為1＜1/a≤1/(1-a)。
λ的下邊界和上邊界被導(dǎo)出為0＜-ln(a)≤λ≤-ln(1-a)。在這種情況下，a＝0.55，λ的邊界為0＜0.597≤λ≤0.798。因為λ的值＞0，因此這指示一個發(fā)散系統(tǒng)。如果在k之外沿著x(k)和y(k)的軌跡，最終它們將落入不同的線性區(qū)域中。特定軌跡的λ的限制邊界的存在及其一定程度上的獨(dú)立與在映射f的行為下不變的唯一的概率密度的存在相關(guān)聯(lián)。對于偏斜帳篷映射，
上的概率密度的方程是ρ(x)＝aρ(ax)+(1-a)ρ(1-(1-a)x)(7)它由偏斜帳篷映射具有恒定的概率密度的Hasler和Maistrenko得出，并且李雅普諾夫指數(shù)可以被定義為λ＝∫ln|f′(x)|ρ(x)dx，積分極限在0和1之間(8)對于偏斜帳篷映射和恒定的概率密度，上述的公式變?yōu)棣耍?a ln(a)-(1-a)ln(1-a) (9)因此，a＝0.55獲得λ＝0.688。為了具有強(qiáng)壯的同步，使用耦合參數(shù)δ和 來選擇耦合。當(dāng)發(fā)送器映射耦合到接收器映射時，兩維映射可被定義為 耦合參數(shù)δ和ε可以取任何值。結(jié)果，系統(tǒng)的定性行為實質(zhì)上依賴于δ+ε。如果設(shè)置了δ＝0，則x(k)不受影響，除非同時ε＝0。因為x(k)影響y(k)，這被稱為主從關(guān)系。如果滿足下式則所述系統(tǒng)被定義為同步|[x(k)-y(k)]|→0，當(dāng)k→∝時 (11)x＝y(tǒng)的這種條件的雅可比矩陣可以被寫為
其中如果a≤x≤1，則c＝-1/(1-a)，或如果0≤x≤a，則c＝1/a。特征向量是ξ1＝[1，1]Tξ2＝[δ，-ε]T(13) 遍歷李雅普諾夫指數(shù)是λt＝-aln(a)-(1-a)ln(1-a)+ln(1-d)，其中d＝δ+ε。它是以上述方式耦合的相同的偏斜帳篷映射(例如發(fā)送器和接收器)的屬性，所述以上述方式耦合的相同的偏斜帳篷映射每當(dāng)耦合參數(shù)d＝δ+ε屬于間隔[1-Δ]，[1+Δ]時總是具有一個遍歷李雅普諾夫指數(shù)，其中Δ由下式給出ln(Δ)＝a ln(a)+(1-a)ln(1-a) (16)在所述示意的系統(tǒng)中，a＝0.55。因此，Δ具有值0.5025，并且在δ＝0的情況下，僅僅當(dāng)ln(1-d)＝0.4974時發(fā)生同步。
現(xiàn)在考慮混亂信號的信息運(yùn)載能力。在驅(qū)動響應(yīng)系統(tǒng)中的信息的產(chǎn)生和消失可以由伯努利映射或偏斜帳篷映射表示，其中觀察單元間隔向其本身的動態(tài)映射。因此，同步邊界是在 小于零的地方。對于具有未連接的反饋環(huán)路的無噪聲信道，d＝1， 并且x(k+1)＝f(x(k))，其中f是非線性函數(shù)。因此，李雅普諾夫指數(shù)由下式給出 如果在接收器中沒有反饋和沒有外部噪聲，則這對應(yīng)于具有容量C＝無限的通信信道。在混亂系統(tǒng)的任何高速率的信息產(chǎn)生上，同步是可能的。這示出了，為了在沒有噪聲的情況下同步驅(qū)動和響應(yīng)系統(tǒng)，因此具有信息運(yùn)載能力 的信道是足夠的，其中 在此，李雅普諾夫指數(shù)被表達(dá)為以基本(e)單位和 表示為每個迭代比特數(shù)的信息產(chǎn)生率。在這種情況下，10.7MHz/128KHz個迭代＝84，并且每迭代比特數(shù)是0.688 log2(2.71828)＝0.9926每迭代比特數(shù) (18)因此，所產(chǎn)生的信息的平均值可以被表述為84×0.9926＝83.3784每秒比特。將這個結(jié)果應(yīng)用到Shannon-Hartley信道容量定理，C＝W log2(P+N)/N，其中C是信道容量，W是信道帶寬，并且(P+N)/N是信噪比。當(dāng)與標(biāo)準(zhǔn)線性通信系統(tǒng)比較時，假定信道帶寬沒有改變，則當(dāng)前所公開的方法使得平均信息處理能力可以上升83倍。但是，如果信道帶寬降低83倍，則我們的信噪比基本上保持與線性通信系統(tǒng)的信噪比相同。窄帶混亂調(diào)制系統(tǒng)的一個重大優(yōu)點是未在信噪比中付出損失的代價，以便將帶寬變窄。
相反，對于具有固定信道容量C的傳統(tǒng)通信系統(tǒng)，如果由信號占用的帶寬被降低，則需要更高的P+N/N來平衡方程。例如，如果需要使用具有1比特/秒/赫茲帶寬效率的調(diào)制方案來發(fā)送830Kbps的數(shù)據(jù)，則需要至少830kHz的帶寬。因此，由于增加了帶寬效率，本公開的實施例使得能夠在10kHz帶寬中發(fā)送830kbps。傳統(tǒng)的線性系統(tǒng)不能夠在10kHz帶寬中發(fā)送830kbps，因為不能物理地實現(xiàn)所需要的P+N/N。
如圖6A和6B所示，分別示出了編碼算法的第一和第二部分910和912。在第一部分910中，利用與模擬/數(shù)字(D/A)轉(zhuǎn)換器916通信的標(biāo)準(zhǔn)移位寄存器914實現(xiàn)了伯努利移位處理，以提供一個對應(yīng)于xk+1＝2xkmod[1]的信號918。在第二部分912中，將二進(jìn)制到灰度變換919的效果圖解為從由附圖標(biāo)號920指示并由伯努利移位處理提供的限定方程xk+1＝2xkmod[1]到由附圖標(biāo)號922指示的灰度電平方程xk+1＝1-2|xk-0.5|的變換。
圖6B的帳篷映射產(chǎn)生器912的簡化方框圖提供了在隨機(jī)輸入近似于伯努利移位處理xk+1＝2xkmod[1]的情況下、移位寄存器914的輸出序列。如果對于8比特移位寄存器的情況，xk＝0.b7b6...b1b0，則在bin是新的信息比特的情形中將提供輸出xk+1＝0.b7b6...b1bin。這個操作對應(yīng)于因子2和mod[1]的乘法。后者對應(yīng)于在每個步驟消除最高有效位(“MSB”)。二進(jìn)制到灰度轉(zhuǎn)換器919將伯努利移位映射的動態(tài)轉(zhuǎn)換為由下列方程表示的帳篷映射922的動態(tài)xk+1＝1-2|xk-0.5|(19)如果存在“0”到“1”的變換，則帳篷映射的劃分是從原點起的四個分度，如果存在“1”到“0”的變換，則所述劃分是從原點起的五個分度。整個的比特持續(xù)時間具有9個分度。
為了產(chǎn)生這個映射，向具有并行輸出的計數(shù)器提供2×9的數(shù)據(jù)塊，以便它有時間通過兩個完整的計數(shù)周期。來自計數(shù)器/移位寄存器的并行輸出通過二進(jìn)制-灰度代碼轉(zhuǎn)換器并且到達(dá)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(“DAC”)，該DAC提供帳篷映射。所述計數(shù)器按照上述的算法被復(fù)位，其導(dǎo)致不對稱的比特持續(xù)時間的劃分。因此，由于對于碼元動態(tài)的約束，所引入的混亂很小，僅僅需要最小的帶寬來流動和被檢測。
利用這種系統(tǒng)架構(gòu)，本公開的實施例包括發(fā)送器的編碼方案、信號調(diào)整和調(diào)整元件的能力，以限制在信道上發(fā)送信息所需要的帶寬。通過諸如PLL、調(diào)頻(FM)鑒頻器或較高增益相位檢測器的各種方法來實現(xiàn)解調(diào)。多數(shù)使用M元技術(shù)的通用調(diào)制方案在碼元時間的整個持續(xù)時間上將調(diào)制器保持“接通”或“關(guān)斷”。諸如Fether的調(diào)制方案、最小移位鍵控(“MSK”)和升余弦形狀偏移正交移相鍵控(“OQPSK”)的某些帶寬有效方案試圖限制調(diào)制部件的帶寬。所使用的波形是周期的，具有良好限定的邊界，因此可以應(yīng)用內(nèi)插技術(shù)來將信號重構(gòu)回接收器中。
在信道上發(fā)送信息所需要的最小帶寬是每個比特的能量和噪聲帶寬的函數(shù)。本公開的所述示例實施例通過下列方法來集成用于最大化信道容量的限制條件降低噪聲帶寬、使用單邊帶(“SSB”)調(diào)制方案、將數(shù)據(jù)的周期限制到比特率的大約一半、相移鍵控編碼的比特流的變換邊界、組合相位調(diào)制器的兩個輸出以提供單軸調(diào)制系統(tǒng)。
另外，編碼的波形在被施加到調(diào)制器之前被微分。被微分的波形的尖銳邊緣將調(diào)制器接通或關(guān)斷一段短的持續(xù)時間。正向脈沖向LO信號提供0+/-度的移相?，挥嬎銥棣?m，其中該特定情況下m＝9。典型地，在調(diào)制信號的相變點的混亂在2-3個載波周期內(nèi)已經(jīng)達(dá)到了平穩(wěn)狀態(tài)條件。利用變換器混合來組合來自二相調(diào)制器的非一致的相移鍵控信號。這個組合器的輸出是具有抑止的載波的雙邊帶信號。所述載波和上邊帶被以10.7MHz為中心的2-極晶體濾波器濾除。
編碼處理保證相變的周期在0.44-0.55的比特率的窗口內(nèi)發(fā)生。因此，利用微分的編碼器脈沖序列在10.764MHz從第一本地振蕩器產(chǎn)生的邊帶將落入在10.7MHz周圍的7.4KHz帶寬內(nèi)。這個信號被進(jìn)一步上變換為用于傳輸?shù)倪m當(dāng)頻帶。上述的方法可以用于不同的頻率。第一本地振蕩器(“LO”)的選擇基于下列的標(biāo)準(zhǔn)a)第一LO被選擇為在調(diào)制信號比特邊界之間具有至少10個載波周期。
b)低成本(例如工業(yè)標(biāo)準(zhǔn))晶體濾波器的可獲得性。
c)選擇第一LO＝晶體頻率+/-1/2比特率。例如，對于128kbps信號，選擇第一LO為10.7+/-64KHz。
本公開的示例實施例包括編碼和解碼系統(tǒng)，所述編碼和解碼系統(tǒng)將輸入的不歸零(“NRZ”)比特流轉(zhuǎn)換為可變的比特寬度流，并因此改變原始NRZ信號的頻譜特征。一組示意的用于編碼的規(guī)則如下1)如果存在從0到1的改變，則提高比特的寬度以包括10個時鐘周期。
2)如果沒有改變，則保持比特寬度為包括9個時鐘周期。
3)如果存在從1到0的改變，則降低原始的NRZ比特寬度以包括8個時鐘周期。
雖然已經(jīng)為了說明的目的示出了提高和/或降低脈沖寬度以容納10個時鐘周期或8個時鐘周期，但是更高的編碼時鐘周期也是可能的。應(yīng)當(dāng)注意在考慮到SSB系統(tǒng)的多徑效應(yīng)以及過零檢測精度的系統(tǒng)性能將是可以限制在替代實施例中使用更高的編碼和/或解碼時鐘的因素。
所述編碼技術(shù)獨(dú)特在如果編碼的波形被近距離觀看，則依賴于是否在原始NRZ波形上存在1到0的變換或0到1的變換，編碼的波形將具有在與比特邊界相關(guān)聯(lián)的相變點前后的相變點。當(dāng)在原始的NRZ波形中的電平?jīng)]有改變時——這是重復(fù)比特的情況，在比特邊界發(fā)生相位變換。每個比特僅僅存在一個變換，并且在接收器端，在接收器內(nèi)的信號重構(gòu)利用相鄰脈沖之間的時段來恢復(fù)NRZ信息。編碼器的輸出通過微分器，其向調(diào)制信號提供90度的相移。這導(dǎo)致產(chǎn)生微分信號，該微分信號對于編碼波形的從“低”到“高”變換是正向的，并對于編碼波形的從“高”到“低”的是負(fù)向的。被微分的編碼輸出在二相調(diào)制器中被用作調(diào)制信號。在SSB濾波器頻率的標(biāo)稱頻率+/-(比特率)*1/2的載波被選擇，以便有利于系統(tǒng)的低成本設(shè)計。通?？梢垣@得的實施例可以使用在6MHz、10.7MHz、21.4MHz、70MHz、140MHz等的SSB濾波器。
微分器被設(shè)計使得從寬度編碼的波形的電平變換點開始將調(diào)制器接通大約整個比特持續(xù)時間的第1/9個。這個獨(dú)特的調(diào)制方案導(dǎo)致調(diào)制處理僅僅對于被微分的脈沖具有很大的幅度以接通調(diào)制器的持續(xù)時間時發(fā)生。需要一個線性相位帶通濾波器來濾除“頻帶外”的傅立葉分量以及載波和多個邊帶之一。這個帶通濾波器的輸出是分別具有以調(diào)相或調(diào)頻形式被嵌入其中的信息的單邊帶脈沖調(diào)制(“PM”)或調(diào)頻(“FM”)的信號。所述信號被頻率變換為900MHz的頻帶。
在一個示例實施例中，發(fā)送器頻率被選擇在902.77MHz。數(shù)字副載波在10.764MHz。用作二相調(diào)制器的Gilbert單元混合器被來自在標(biāo)稱速率64KHz的編碼器的信號所調(diào)制。所獲得的邊帶在10.7MHz和在10.828MHz。在10.7MHz的窄帶濾波器消除在10.76MHz的數(shù)字載波以及在10.828MHz的上邊帶。
第二LO被選擇為892.07MHz。整個數(shù)字信號傳輸頻譜在20kHz的帶寬內(nèi)。接收器包括處于892.07MHz的下變頻器。來自下變頻器的輸入在10.7MHz。這個信號在足夠的帶通濾波和放大之后被限制器處理。10.7MHz濾波器必須具有最小的組延遲特性。所使用的窄帶濾波器非常類似于在業(yè)余無線電中使用的以及在Zverev的濾波器設(shè)計手冊中報告的半網(wǎng)格濾波器。
FM鑒頻器或PLL被包含在內(nèi)作為相變檢測器，其可被用于檢測和再生與發(fā)送器內(nèi)的類似的可變比特寬度信號。因為信號的時空特征被使用來進(jìn)行明確的檢測，因此在檢測器中的較高的增益將增進(jìn)系統(tǒng)的最小信號檢測能力。PLL需要足夠的信噪比(“SNR”)來用于正確地檢測。而且，關(guān)于窄的跟蹤范圍很難具有快速跟蹤能力。FM鑒頻器受到很低的檢測器增益的影響。因為適當(dāng)幅度和相位的原始信號的自相似復(fù)制品用在接收器中來用于檢測，上述兩個系統(tǒng)在低SNR以較差的效率工作。
為了處理這些不問題，提供了新的高速檢測器。來自限制部分的信號被饋送到注入式放大器，所述注入式放大器有助于對改變的輸入電平保持平穩(wěn)的輸出電平。注入式放大器作為在其跟蹤范圍內(nèi)具有最小的組延遲的快速跟蹤濾波器。而且，來自注入式放大器的輸出劃分為兩個分支。一個分支通過具有Q的諧振電路的10.7 MHz的振蕩器。這個操作虛擬地將所有的調(diào)制從來自限制器的信號中剝離，并且提供參考基準(zhǔn)信號。這個分支可以被稱為調(diào)制剝離器分支。
另一個分支被饋送到D觸發(fā)器或異或門。異或門或D觸發(fā)器的輸出將指示相變點。因為在FM鑒頻器、PLL或新的相變檢測器上的過零點是在不同的時間時刻發(fā)生的一系列脈沖，因此檢測器的輸出將象被發(fā)送的編碼波形一樣周期性地改變。因為信號的大部分已經(jīng)被濾除，因此在發(fā)送器以及在接收器兩者，來自檢測器的尖峰信號的能量很低，并且將在響應(yīng)之間存在其他尖峰信號。為了減輕這個問題，使用單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器(one shot)。
來自檢測器的輸出將僅僅具有兩個脈沖寬度而不是原來使用的三個脈沖寬度來調(diào)制發(fā)送器。這是因為相位檢測器具有從0到π的范圍。如果調(diào)制的比特寬度是“10”，則信號相位可以超過π。當(dāng)此發(fā)生時，所述響應(yīng)折返回將發(fā)生“8”的位置。但是，因為兩個帶寬不同時發(fā)生，因此不存在碼元間干擾(“ISI”)問題。
取代用于相位檢測的異或門或D觸發(fā)器，可以使用平衡的調(diào)制器，并且使得從調(diào)制剝離器分支饋出的參考信號和來自注入式放大器的信號進(jìn)入比較分支。中頻輸出端將清楚地示出相變點。為了增進(jìn)性能，必須在檢測分支將噪聲保持為最小。這個信號是用于重構(gòu)回復(fù)原始NRZ信號的比特流。從單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器輸出的相變將捕獲僅僅一個脈沖。這將對應(yīng)于比特寬度“8”。時鐘信號產(chǎn)生于這個信號以便解碼器可以被計時。
來自相變檢測器的另一個輸出通過單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器被處理，所述單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器將捕獲兩個脈沖，但是將濾除其中的所有尖峰信號。所選擇的信號被饋送到D觸發(fā)器和被時鐘信號計時。觸發(fā)器的輸出將是再現(xiàn)的原始數(shù)據(jù)流。
返回參見圖1的基帶數(shù)據(jù)處理方法，首先使用里德-索羅蒙(“RS”)糾錯碼對來自外部來源的無格式數(shù)據(jù)為前向糾錯(“FEC”)進(jìn)行塊編碼。分組化器向FEC塊增加首標(biāo)和其他的冗余比特，并且形成數(shù)據(jù)分組。被分組化的數(shù)據(jù)接收壓縮信道編碼。編碼的數(shù)據(jù)然后被射頻(“RF”)電路調(diào)制以通過RF鏈路被發(fā)送。
在接收器中，通過RF鏈路所接收的編碼的數(shù)據(jù)被解調(diào)為基帶信號并被送到解碼器。被解碼的數(shù)據(jù)被逆分組化，并且FEC數(shù)據(jù)塊被饋送到RF解碼器電路。RS解碼器電路驗證和糾正差錯。無差錯原始無格式數(shù)據(jù)流被提供到目的地。下面進(jìn)一步說明在編碼和解碼處理中包括的步驟。
發(fā)送器112包括FEC編碼器118，其中未加工的用戶數(shù)據(jù)被編組為每個235字節(jié)的塊。RS編碼(255，235)被應(yīng)用到每個塊。對于一個235字節(jié)的塊，增加20字節(jié)的差錯查驗字節(jié)。分組化器120向FEC編碼的數(shù)據(jù)塊增加首標(biāo)和尾部比特以作為分組發(fā)送。壓縮編碼器122使用唯一的編碼方案編碼數(shù)據(jù)分組以壓縮。
接收器116包括壓縮解碼器124，在其中來自RF級的所接收的數(shù)據(jù)流被解碼以檢索原始的數(shù)據(jù)分組。逆分組化器126從所接收的數(shù)據(jù)分組消除首標(biāo)和其他前同步碼。而且，F(xiàn)EC解碼器128處理FEC編碼的接收的數(shù)據(jù)塊以糾錯。
編碼方案是基于輸入數(shù)據(jù)邊緣變換的。編碼的數(shù)據(jù)寬度依賴于輸入的數(shù)據(jù)變換而改變。使用數(shù)據(jù)比特率的9倍的較高時鐘。這個時鐘被稱為CLK 9或CLK×9。所獲得的代碼依賴于輸入數(shù)據(jù)變換而具有三個相位位置8，9或10倍的CLK 9的寬度。低到高的變換被8個時鐘周期表示，高到低變換被10個時鐘周期表示，無變換由9個時鐘周期表示。
對于每個輸入的數(shù)據(jù)比特，編碼的數(shù)據(jù)具有一個變換。這允許代碼獲得二相編碼的優(yōu)點，在二相編碼中，基帶頻譜被聚集成組為兩個頻帶。使用進(jìn)一步的載波抑制，可以獲得高帶寬效率。另外，輸出代碼變換位于每個比特的中心。這進(jìn)一步改善了帶寬效率。
現(xiàn)在參照圖2說明編碼器的示意實現(xiàn)方式。對于奇數(shù)劃分比，MP3音頻源需要4.096MHz的時鐘來用于其操作。在當(dāng)前的系統(tǒng)中，18.432MHz晶體被用作頻率源。這需要奇數(shù)劃分比4.5。使用有限狀態(tài)機(jī)設(shè)計來實現(xiàn)劃分。一個基本的計數(shù)器從000計數(shù)至111。最高有效位被與時鐘異或，以在從011計數(shù)至100的變換中提供附加的邊緣。另外，使用狀態(tài)機(jī)來控制計數(shù)序列。計數(shù)4被有效地擴(kuò)展為計數(shù)4.5。
使用數(shù)字技術(shù)來檢測輸入數(shù)據(jù)的邊緣。存在用于分別捕獲輸入數(shù)據(jù)的正和負(fù)邊緣的兩個邊緣觸發(fā)的鎖存器。這些鎖存器被‘清除鎖存’信號以同步的方式清除，所述‘清除鎖存’信號產(chǎn)生在時鐘的上升邊緣。這種類型的邊緣檢測存在兩種優(yōu)點。首先，不像傳統(tǒng)的邊緣檢測一樣，可以避免外部電阻器和電容器的使用。第二和更為重要的優(yōu)點是邊緣保持可視直到本地時鐘的上升邊緣，所述本地時鐘被用作所有相位變換的參考。這避免了由于競態(tài)條件而導(dǎo)致的邊緣丟失的問題，并且也允許直接的同步數(shù)字設(shè)計實現(xiàn)。
本地時鐘被劃分以產(chǎn)生用于編碼的CLK 9時鐘。這個時鐘產(chǎn)生與輸入的數(shù)據(jù)邊緣同步，并且被用作對于序列產(chǎn)生器的輸入。兩個序列產(chǎn)生器被用于產(chǎn)生編碼的輸出。一個產(chǎn)生5個1和4個0，另一個產(chǎn)生4個1和5個0。5和4的選擇使得可以改變在每個數(shù)據(jù)比特的中心的編碼波形。
一個復(fù)用器根據(jù)輸入的數(shù)據(jù)狀態(tài)來選擇序列產(chǎn)生器的輸出。復(fù)用器的輸出是壓縮編碼的數(shù)據(jù)。來自編碼器的輸出被低通濾波。這使得變化寬度的脈沖是帳篷映射和反轉(zhuǎn)的帳篷映射，它們隨后被用于調(diào)制10.7MHz副載波。
如圖3所示來實現(xiàn)解碼。解碼方案根據(jù)編碼的數(shù)據(jù)輸入邊緣和寬度而工作。兩個7比特二進(jìn)制計數(shù)器被用于測量輸入的數(shù)據(jù)寬度，并且對于輸出數(shù)據(jù)的判定是基于這些計數(shù)器的。輸入邊緣檢測電路同步計數(shù)器值。軟判定技術(shù)被施加可變的閾值以確定輸出數(shù)據(jù)的狀態(tài)。處于數(shù)據(jù)比特率的時鐘被本地產(chǎn)生并被與輸入的數(shù)據(jù)流同步。輸出數(shù)據(jù)隨后被與同步時鐘鎖存。
使用數(shù)字技術(shù)檢測出輸入數(shù)據(jù)邊緣。這與在編碼器中進(jìn)行的是相同的。存在分別用于捕獲輸入數(shù)據(jù)的正負(fù)邊緣的兩個邊緣觸發(fā)的鎖存器。這些鎖存器被‘清除鎖存’信號以同步的方式清除，所述‘清除鎖存’信號產(chǎn)生在時鐘的上升邊緣。
18MHz的本地晶體時鐘產(chǎn)生器被劃分以產(chǎn)生兩個時鐘信號。CLK 72是數(shù)據(jù)速率的72倍。這被用于數(shù)據(jù)采樣和輸入數(shù)據(jù)寬度計數(shù)。另一個時鐘與數(shù)據(jù)速率相同并且被用于鎖存最后的數(shù)據(jù)輸出。
第一計數(shù)器(“計數(shù)器1”)用于從編碼器CLK 9時鐘跟蹤輸入數(shù)據(jù)寬度10。因為在解碼器中CLK 72用于計數(shù)器，因此計數(shù)80表示計數(shù)寬度10的脈沖的事件。當(dāng)計數(shù)器1計數(shù)達(dá)到80時，計數(shù)80檢測器電路復(fù)位計數(shù)器2。這是唯一的事件，并且總是表示接收邏輯0并且后隨邏輯1。計數(shù)器2是7比特的二進(jìn)制計數(shù)器，它以自由運(yùn)行模式來計數(shù)0-127。
計數(shù)32/40檢測器電路控制計數(shù)器2的計數(shù)序列。計數(shù)32/40檢測器被實現(xiàn)如下在每個檢測的邊緣，向所述計數(shù)器載入一個常數(shù)。根據(jù)在邊緣的計數(shù)來確定所述常數(shù)值，并且所述常數(shù)值可以是下列值之一如果邊緣發(fā)生在復(fù)位后的32(即，4×8)計數(shù)，則所述常數(shù)值是88(即128-40)。如果邊緣發(fā)生在復(fù)位后的40(即，5×8)計數(shù)，則所述常數(shù)值是96(即128-32)。
所述常數(shù)值被選擇以便在下一個輸入的編碼數(shù)據(jù)比特的開頭，計數(shù)器達(dá)到0計數(shù)。這被用于輸出數(shù)據(jù)變換產(chǎn)生。由計數(shù)32/40檢測器電路確定的所述常數(shù)被存儲在這個電路中，并且在編碼數(shù)據(jù)的上升邊緣被裝入到計數(shù)器2。計數(shù)器2達(dá)到0計數(shù)的事件被記錄在同步電路中，并且被用于同步本地產(chǎn)生的時鐘。解碼的數(shù)據(jù)被以同步時鐘鎖存，并且鎖存器的輸出是最后的解碼數(shù)據(jù)。
因此，本公開提供了一種使用混亂調(diào)頻的新類型的安全同步通信系統(tǒng)。這個系統(tǒng)的一個新穎特征是信息比特流被以這樣的方式編碼，即產(chǎn)生波形的可能軌跡的耦合的偏斜帳篷映射以便位于有界的狀態(tài)空間區(qū)域中。一個伴隨的優(yōu)點是，當(dāng)變換是對于中RF頻率時，整個混亂可以被包括在很窄的帶寬內(nèi)，因此降低了系統(tǒng)中的噪聲。在此使用的技術(shù)使得模擬信號能夠被編碼到數(shù)字域中并且在相同的帶寬限制內(nèi)被作為數(shù)字信號進(jìn)行處理。在接收器端，類似的算法產(chǎn)生器被用于將計數(shù)器與發(fā)送器同步。
對于足夠分辨率的鄰居之間的最大距離的碼元動態(tài)和編碼的實現(xiàn)而不損害在數(shù)字信號中的非線性混亂處理，允許在用于同步的系統(tǒng)參數(shù)的調(diào)整上的靈活性。在此所公開的系統(tǒng)相對于現(xiàn)有的系統(tǒng)具有很大優(yōu)點。
首先，所述系統(tǒng)是數(shù)字的。第二，混亂序列需要具有在碼元編碼器具有延遲元件(異或)元件。編碼序列自動根據(jù)輸入數(shù)字流的電平變換在延遲中因子分解。
第三，由于從修改靜態(tài)混亂處理的編碼器產(chǎn)生的偏斜帳篷映射而發(fā)生混亂同步，它可以通過尋找相位混亂的快速檢測器來被檢測。編碼算法自動允許同步以及信息發(fā)送。碼元算法和非線性混亂產(chǎn)生的組合自動產(chǎn)生RF帳篷映射。這個處理獨(dú)特之處在它允許在發(fā)送器和接收器的尖銳噪聲降低濾波器，產(chǎn)生優(yōu)越的噪聲性能。
第四，由于編碼算法的選擇，可以非常精確地控制空間軌跡的相對軌跡。這意味著由于碼元的選擇而極其約束了查找表。只要帶通濾波器可以如實地通過混亂信號，則可以通過保證李雅普諾夫指數(shù)為負(fù)而在接收器實現(xiàn)解碼。
第五，混亂系統(tǒng)的現(xiàn)有公開本質(zhì)上是發(fā)散的或?qū)嵸|(zhì)上是具有較低數(shù)量的數(shù)據(jù)傳送的擴(kuò)展頻譜。本發(fā)明的系統(tǒng)能夠在20-25KHz的帶寬內(nèi)發(fā)送10-12Mbps。這公然挑戰(zhàn)了在傳統(tǒng)意義上的Shannon的邊界。Kolgomorov-Sinai邊界被施加到熵函數(shù)以說明操作的理論。直觀上，由于這是具有緊密控制的約束的時空調(diào)制，因此信號的不相關(guān)部分不攜帶任何需要的信息，因此可以被濾除。
第六，編碼方法的選擇允許利用各種標(biāo)準(zhǔn)的無縫接口而不必發(fā)展負(fù)載的媒體訪問控制(“MAC”)層。第七，當(dāng)前公開的在碼元狀態(tài)中的約束充分地降低了結(jié)果的調(diào)制所需要的帶寬。
因此，按照本公開的結(jié)構(gòu)處理現(xiàn)有系統(tǒng)在成本和復(fù)雜性上的的限制。而且，系統(tǒng)實施例能夠在帶寬約束的RF頻帶上實現(xiàn)多個高速數(shù)字服務(wù)。靈活的結(jié)構(gòu)使得任何無線電、電視或蜂窩電話臺能夠在基本發(fā)送頻率的任一端上的各個副載波上發(fā)送獨(dú)立的數(shù)字信息，而不損害FCC功率譜模板。調(diào)制和解調(diào)處理與傳統(tǒng)的無線電接收器非常類似，并因此可以與現(xiàn)有的無線電結(jié)構(gòu)集成。
總之，本公開的實施例提供了低復(fù)雜度和高數(shù)據(jù)速率的通信系統(tǒng)，它們固有地安全、無MAC和容易與現(xiàn)有的系統(tǒng)接口。多經(jīng)效應(yīng)最小，因為多個實施例使用定時的調(diào)制方案，其中用于檢測的能力占用是整個比特寬度的小部分。
本公開的這些和其他特征和優(yōu)點可以由相關(guān)領(lǐng)域內(nèi)的普通技術(shù)人員根據(jù)在此的教程容易地確定。應(yīng)當(dāng)明白，本公開的教程可以以各種形式的硬件、軟件、固件、特殊用途的處理器或其組合來實現(xiàn)。
本公開的教程可以被實現(xiàn)為硬件和軟件的組合。而且，所述軟件最好被實現(xiàn)為在程序存儲單元上可觸知地實現(xiàn)的應(yīng)用程序。所述應(yīng)用程序可以被上載到包括任何適合的結(jié)構(gòu)的機(jī)器上，并且由其執(zhí)行。優(yōu)選的是，所述機(jī)器被實現(xiàn)在計算機(jī)平臺上，所述平臺具有這樣的硬件，諸如一個或多個中央處理單元(“CPU”)、隨機(jī)存取存儲器(“RAM”)和輸入/輸出(“I/O”)接口。所述計算機(jī)平臺也可以包括操作系統(tǒng)和微指令代碼。在此所述的各種處理和功能可以是可以由CPU執(zhí)行的微指令代碼的一部分或應(yīng)用程序的一部分或其組合。另外，各種其他的外部單元可以連接到計算機(jī)平臺，諸如附加的數(shù)據(jù)存儲單元和輸出單元。
還應(yīng)當(dāng)明白，因為在附圖中所述的一些組成系統(tǒng)部件和方法功能塊可以以軟件實現(xiàn)，因此在系統(tǒng)部件或處理功能塊之間的實際連接可能依賴于本公開被編程的方式而不同。在給出此處的教程的情況下，相關(guān)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能夠考慮本公開的這些和類似的實現(xiàn)方式或配置。
相關(guān)領(lǐng)域中的普通技術(shù)人員可以根據(jù)在此的教程而認(rèn)識到替代的實施例是可能的。在給出在此提供的公開的教程的情況下，在本公開的范圍和精神內(nèi)實踐的同時，相關(guān)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將考慮發(fā)送器112和接收器116以及系統(tǒng)110的其他元件的各種替代配置和實現(xiàn)方式。
雖然在此已經(jīng)參照附圖描述了說明性的實施例，應(yīng)當(dāng)明白本公開不限于那些精確的實施例，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，相關(guān)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以進(jìn)行各種改變和各種修改。所有這樣的改變和修改意欲被包括在如所附的權(quán)利要求所給出的本公開的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種用于信號發(fā)送和接收的方法，包括發(fā)送指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號；接收所述被傳播的信號，并且通過控制混亂的軌跡而基本上沒有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
2.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中所述發(fā)送包括提供輸入的數(shù)據(jù)；編碼所提供的數(shù)據(jù)以前向糾錯；分組化所編碼的數(shù)據(jù)；壓縮被分組化的數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)來用于調(diào)制。
3.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中窄頻帶包括小于20 KHz帶寬的射頻帶。
4.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中所述接收包括解壓由被傳播的信號指示的數(shù)據(jù)；逆分組化解壓的數(shù)據(jù)；解碼所述逆分組化數(shù)據(jù)以提供輸出數(shù)據(jù)而基本上沒有發(fā)送的數(shù)據(jù)的退化。
5.按照權(quán)利要求2所述的方法，其中所述編碼包括通過二相相移鍵控將復(fù)合信息和混亂信號調(diào)制到載波信號上以形成混亂的二相相移鍵控數(shù)據(jù)。
6.按照權(quán)利要求2所述的方法，其中所述壓縮包括按照非線性映射函數(shù)將復(fù)合信息和混亂信號二相調(diào)制到載波信號上；組合二相調(diào)制的信號以利用抑制的載波信號形成雙邊帶信號；濾除被抑制的載波信號和上邊帶信號和下邊帶信號之一。
7.按照權(quán)利要求6所述的方法，其中所述壓縮還包括按照對應(yīng)于非線性映射函數(shù)的偏斜帳篷映射來將比特間隔映射到其本身。
8.按照權(quán)利要求7所述的方法，其中所述偏斜帳篷映射顯示流。
9.按照權(quán)利要求4所述的方法，其中所述解碼包括通過高速檢測從載波信號解調(diào)復(fù)合信息和混亂系統(tǒng)以基本上恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)。
10.按照權(quán)利要求9所述的方法，其中所述高速檢測包括相位檢測。
11.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中以里德-索羅蒙糾錯碼表示編碼數(shù)據(jù)。
12.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號使用非線性映射函數(shù)而響應(yīng)于混亂的產(chǎn)生，從而有助于在所述發(fā)送和所述接收之間的同步。
13.按照權(quán)利要求12所述的方法，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
14.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號是中頻信號。
15.按照權(quán)利要求1所述的方法，還包括至少下列之一在傳播之前對指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號進(jìn)行緩沖；在傳播之后對指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號進(jìn)行緩沖。
16.按照權(quán)利要求2所述的方法，其中所述編碼包括按照顯示流的非線性映射函數(shù)通過二相相移鍵控導(dǎo)出混亂信號。
17.按照權(quán)利要求16所述的方法，其中所述顯示流的非線性映射函數(shù)是偏斜帳篷映射。
18.按照權(quán)利要求4所述的方法，其中所述解碼包括通過按照顯示流的非線性映射函數(shù)的相位比較和頻率比較中的至少一個而導(dǎo)出混亂信號。
19.按照權(quán)利要求18所述的方法，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
20.按照權(quán)利要求18所述的方法，其中所述解碼還包括產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品以按照所述相位比較和頻率比較中的至少一個來比較；產(chǎn)生差錯信號以糾錯。
21.按照權(quán)利要求1所述的方法，還包括將所述接收與由時鐘信號的定期復(fù)位所遵循的初始模式同步，從而控制混亂的軌跡。
22.一種用于窄帶混亂二相相移鍵控的系統(tǒng)(110)，包括前向糾錯編碼器(118)，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器(120)，與所述前向糾錯編碼器進(jìn)行信號通信；壓縮編碼器(122)，與所述數(shù)據(jù)分組化器進(jìn)行信號通信；射頻鏈路(114)，與所述壓縮編碼器進(jìn)行信號通信；壓縮解碼器(124)，與所述射頻鏈路進(jìn)行信號通信；數(shù)據(jù)逆分組化器(126)，與所述壓縮解碼器進(jìn)行信號通信；前向糾錯解碼器(128)，與所述數(shù)據(jù)逆分組化器進(jìn)行信號通信，用于通過控制混亂的軌跡而恢復(fù)所述輸入的數(shù)據(jù)。
23.按照權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，其中所述前向糾錯編碼器包括編碼器(214)，用于接收高速比特流數(shù)據(jù)；映射產(chǎn)生器(216)，與所述編碼器進(jìn)行信號通信；本地振蕩器(218)，用于與所述映射產(chǎn)生器進(jìn)行信號通信；中頻濾波器(224)，與所述本地振蕩器進(jìn)行信號通信；射頻濾波器(232)和放大器中的至少一個，與所述中頻濾波器進(jìn)行信號通信，其中所述射頻濾波器和放大器中的至少一個響應(yīng)于載波信號。
24.按照權(quán)利要求23所述的系統(tǒng)，其中所述編碼器包括邊緣檢測器(316)，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；至少一個時鐘分頻器(312，314)，與所述邊緣檢測器進(jìn)行信號通信，用于接收時鐘信號；至少一個序列產(chǎn)生器(318，320)，與所述邊緣檢測器和所述至少一個時鐘分頻器進(jìn)行信號通信；復(fù)用器(322)，與所述至少一個序列產(chǎn)生器進(jìn)行信號通信。
25.按照權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，其中所述前向糾錯解碼器包括本地振蕩器(416)；低噪聲放大器和混合器(414)中的至少一個，與所述本地振蕩器進(jìn)行信號通信，用于接收傳播的信號；帶通濾波器(418)，與所述至少一個低噪聲放大器或混合器進(jìn)行信號通信；中頻放大器(420)，與所述帶通濾波器進(jìn)行信號通信；解調(diào)器(422)，用于與所述中頻放大器進(jìn)行信號通信；電平變換器和濾波器(424)中的至少一個，與所述解調(diào)器進(jìn)行信號通信；數(shù)據(jù)解碼器(426)，與所述電平變換器和濾波器中的至少一個進(jìn)行信號通信，用于驅(qū)動高速數(shù)據(jù)信道。
26.按照權(quán)利要求25所述的系統(tǒng)，其中所述帶通濾波器是可調(diào)諧的。
27.按照權(quán)利要求25所述的系統(tǒng)，其中所述數(shù)據(jù)解碼器包括邊緣檢測器(512)，用于接收編碼的數(shù)據(jù)；至少一個計數(shù)器(516，520)，與所述邊緣檢測器進(jìn)行信號通信；至少一個計數(shù)檢測器(518，522)，與所述至少一個計數(shù)器進(jìn)行信號通信；同步器(526)，與所述至少一個計數(shù)檢測器進(jìn)行信號通信；鎖存器(528)，與所述同步器進(jìn)行信號通信，用于鎖存輸出數(shù)據(jù)。
28.按照權(quán)利要求25所述的系統(tǒng)，其中所述數(shù)據(jù)解碼器還包括相位比較器和頻率比較器中的至少一個。
29.一種用于信號發(fā)送和接收的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于發(fā)送指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)和混亂相移鍵控中的至少一個的信號的裝置；用于在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號的裝置；用于接收所傳播的信號，并通過控制混亂的軌跡基本上沒有使所指示的數(shù)據(jù)退化的裝置。
30.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中所述用于發(fā)送的裝置包括用于提供輸入數(shù)據(jù)的部件；用于編碼所提供的數(shù)據(jù)以前向糾錯的部件；用于分組化所編碼的數(shù)據(jù)的部件；用于壓縮被分組化的數(shù)據(jù)以提供用于調(diào)制的編碼的數(shù)據(jù)的部件。
31.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中窄頻帶包括小于大約10kHz帶寬的射頻頻帶。
32.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中所述用于接收的裝置包括用于解壓由所傳播的信號指示的數(shù)據(jù)的部件；用于逆分組化所解壓的數(shù)據(jù)的部件；用于解碼所述逆分組化的數(shù)據(jù)以提供輸出數(shù)據(jù)，而基本上沒有來自所發(fā)送的數(shù)據(jù)的退化的部件。
33.按照權(quán)利要求30所述的系統(tǒng)，其中所述用于編碼的部件包括用于通過二相相移鍵控將復(fù)合信息和混亂信號調(diào)制到載波信號上以形成混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的單元。
34.按照權(quán)利要求30所述的系統(tǒng)，其中所述用于壓縮的部件包括用于按照非線性映射函數(shù)將復(fù)合信息和混亂信號調(diào)制到載波信號上的單元。
35.按照權(quán)利要求34所述的系統(tǒng)，其中所述用于壓縮的部件還包括用于按照偏斜帳篷映射將比特間隔映射到其本身的單元。
36.按照權(quán)利要求35所述的系統(tǒng)，其中所述偏斜帳篷映射顯示流。
37.按照權(quán)利要求32所述的系統(tǒng)，其中所述用于解碼的部件包括用于通過高速檢測來解調(diào)來自載波信號的復(fù)合信息和混亂信號從而基本上恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)的單元。
38.按照權(quán)利要求37所述的系統(tǒng)，其中所述用于高速檢測的單元包括用于相位檢測和頻率檢測中的至少一個的單元。
39.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，還包括用于以里德-索羅蒙糾錯碼表示編碼的數(shù)據(jù)的裝置。
40.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號使用用于非線性映射的部件而響應(yīng)于混亂的產(chǎn)生，從而有助于在所述發(fā)送裝置和所述接收裝置之間的同步。
41.按照權(quán)利要求40所述的系統(tǒng)，其中所述用于非線性映射的部件包括用于限定偏斜帳篷映射的單元。
42.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號是中頻信號。
43.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，還包括下列的至少一個用于在傳播之前對指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號進(jìn)行緩沖的裝置；用于在傳播之后對指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號進(jìn)行緩沖的裝置。
44.按照權(quán)利要求30所述的系統(tǒng)，其中所述用于編碼的部件包括用于按照顯示流的非線性映射部件通過二相相移鍵控導(dǎo)出混亂信號的單元。
45.按照權(quán)利要求44所述的系統(tǒng)，其中所述用于顯示流的非線性映射的部件包括用于定義偏斜帳篷映射的單元。
46.按照權(quán)利要求32所述的系統(tǒng)，其中所述用于解碼的部件包括用于通過按照用于顯示流的非線性映射的部件的相位比較和頻率比較中的至少一個而導(dǎo)出混亂信號的單元。
47.按照權(quán)利要求46所述的系統(tǒng)，其中所述用于非線性映射的部件包括用于限定偏斜帳篷映射的單元。
48.按照權(quán)利要求46所述的系統(tǒng)，其中所述用于解碼的部件還包括用于產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品，并從而按照用于相位比較和頻率比較中的所述至少一個的單元來進(jìn)行比較的單元；用于產(chǎn)生差錯信號以糾錯的單元。
49.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，還包括用于將所述用于接收的裝置與初始模式同步的裝置；用于定期復(fù)位時鐘信號以控制混亂的軌跡的裝置。
50.一種可以由機(jī)器讀取的程序存儲器件，可觸知地實現(xiàn)由機(jī)器可執(zhí)行的指令的程序，以便執(zhí)行用于信號發(fā)送和信號接收的方法步驟，所述方法步驟包括發(fā)送指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)和混亂相移鍵控數(shù)據(jù)中的至少一個的信號；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號；接收所述被傳播的信號，并且通過控制混亂的軌跡而基本上沒有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
51.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，其中所述發(fā)送步驟包括步驟提供輸入的數(shù)據(jù)；編碼所提供的數(shù)據(jù)以前向糾錯；分組化所編碼的數(shù)據(jù)；壓縮被分組化的數(shù)據(jù)，以提供用于調(diào)制的編碼數(shù)據(jù)。
52.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，其中窄頻帶包括小于大約10kHz帶寬的射頻頻帶。
53.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，其中所述接收步驟包括步驟解壓由被傳播的信號指示的數(shù)據(jù)；逆分組化解壓的數(shù)據(jù)；解碼所述逆分組化數(shù)據(jù)以提供輸出數(shù)據(jù)，而基本上沒有來自所發(fā)送的數(shù)據(jù)的退化。
54.按照權(quán)利要求51所述的程序存儲器件，其中所述編碼步驟包括步驟通過二相相移鍵控將復(fù)合信息和混亂信號調(diào)制到載波信號上以形成混亂的二相相移鍵控數(shù)據(jù)。
55.按照權(quán)利要求51所述的程序存儲器件，其中所述壓縮步驟包括步驟按照非線性映射函數(shù)將復(fù)合信息和混亂信號調(diào)制到載波信號上。
56.按照權(quán)利要求55所述的程序存儲器件，其中所述壓縮步驟還包括步驟按照偏斜帳篷映射來將比特間隔映射到其本身。
57.按照權(quán)利要求56所述的程序存儲器件，其中所述偏斜帳篷映射顯示流。
58.按照權(quán)利要求53所述的程序存儲器件，其中所述解碼的步驟包括步驟通過高速檢測來解調(diào)來自載波信號的復(fù)合信息和混亂信號以基本上恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)。
59.按照權(quán)利要求58所述的程序存儲器件，其中所述高速檢測步驟包括相位檢測和頻率檢測中的至少一個步驟。
60.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，其中以里德-索羅蒙糾錯碼表示編碼數(shù)據(jù)。
61.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，其中指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號使用非線性映射函數(shù)而響應(yīng)于混亂的產(chǎn)生，從而有助于在所述發(fā)送步驟和所述接收步驟之間的同步。
62.按照權(quán)利要求61所述的程序存儲器件，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
63.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，其中指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號是中頻信號。
64.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，還包括至少下列之一的步驟在傳播之前對指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號進(jìn)行緩沖；在傳播之后對指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號進(jìn)行緩沖。
65.按照權(quán)利要求51所述的程序存儲器件，其中所述編碼步驟包括步驟按照顯示流的非線性映射函數(shù)通過二相相移鍵控導(dǎo)出混亂信號。
66.按照權(quán)利要求65所述的程序存儲器件，其中所述顯示流的非線性映射函數(shù)是偏斜帳篷映射。
67.按照權(quán)利要求53所述的程序存儲器件，其中所述解碼步驟包括步驟通過按照顯示流的非線性映射函數(shù)的相位比較和頻率比較中的至少一個而導(dǎo)出混亂信號。
68.按照權(quán)利要求67所述的程序存儲器件，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
69.按照權(quán)利要求67所述的程序存儲器件，其中所述解碼步驟還包括步驟產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品，以按照所述相位比較和頻率比較中的至少一個來進(jìn)行比較；產(chǎn)生差錯信號以糾錯。
70.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲器件，還包括步驟將所述接收步驟與初始模式同步；和定期復(fù)位時鐘信號，以控制混亂的軌跡。
全文摘要
一種用于通過窄帶混亂(chaos)二相相移鍵控而進(jìn)行信號發(fā)送和信號接收的系統(tǒng)(110)和方法，包括前向糾錯編碼器(118)，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器(120)，它與所述前向糾錯編碼器進(jìn)行信號通信；壓縮編碼器(122)，它與所述數(shù)據(jù)分組化器進(jìn)行信號通信；射頻鏈路(114)，與所述壓縮編碼器進(jìn)行信號通信；壓縮解碼器(124)，它與所述射頻鏈路進(jìn)行信號通信；數(shù)據(jù)逆分組化器(126)，與所述壓縮解碼器進(jìn)行信號通信；前向糾錯解碼器(128)，與所述數(shù)據(jù)逆分組化器進(jìn)行信號通信，以通過控制混亂的軌跡而恢復(fù)輸入的數(shù)據(jù)；其中所述方法包括步驟發(fā)送指示混亂二相相移鍵控數(shù)據(jù)的信號；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號；接收所述被傳播的信號，并且通過控制混亂的軌跡而基本上沒有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
文檔編號H04L27/00GK1511401SQ02810423
公開日2004年7月7日 申請日期2002年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2001年5月21日
發(fā)明者錢德拉·莫漢, 杰弗里·H·C·李, H C 李, 錢德拉 莫漢 申請人:阿特林克斯美國公司